JPH11136201A - ステレオ復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 モノラル／ステレオ切り換え時のボツ音の発
生を抑制することができるアンチバーディ型スイッチン
グ方式のステレオ復調装置を提供する。 【解決手段】 本発明のステレオ復調装置は、メインデ
コーダ１と、サブデコーダ２と、ブレンドコントローラ
３と、誤差補正回路４と、電流分配回路５とを備える。
電流分配回路５は、各デコーダ１，２に流れる電流が最
小になるように、各デコーダ１，２と誤差補正回路４に
流れる電流を設定する。各デコーダ１，２に流れる電流
が少なくなると、差動トランジスタ対を構成する各トラ
ンジスタのペアばらつきの影響を受けにくくなり、各デ
コーダ１，２内の差動トランジスタ対に流れる誤差電流
の絶対値が小さくなって、モノラル／ステレオ切り換え
時のボツ音を低減できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＦＭ検波回路から
出力されたコンポジット信号をスイッチングして復調す
るスイッチング方式のステレオ復調装置に関し、特に、
38kHzでスイッチングする回路と、114kHzでスイッチン
グする回路との出力端子を互いに接続して、スイッチン
グ信号である38kHzの高調波成分により復調される不要
な雑音成分を除去するアンチバーディ型スイッチング方
式のステレオ復調装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＦＭステレオ放送を受信する受信方式の
一つに、アンチバーディ型スイッチング方式と呼ばれる
ものがある。図６は従来のアンチバーディ型スイッチン
グ方式のステレオ復調装置のブロック図である。

【０００３】図６のステレオ復調装置は、メインデコー
ダ１０１と、サブデコーダ１０２と、スイッチング信号
発生回路１０３とを備える。メインデコーダ１０１は、
ＦＭステレオ放送の19kHzのパイロット信号により再生
される副搬送波と同じ38kHzのスイッチング信号ｆ1
(t)，ｆ2(t)に同期させて、後述する図２のＦＭ検波回
路１４から出力されたコンポジット信号（複合信号）を
スイッチングしてステレオ信号Ｌout，Ｒoutを再生す
る。一方、サブデコーダ１０２は、スイッチング信号ｆ
1(t)，ｆ2(t)の３倍の高調波である、114kHzのスイッチ
ング信号ｆ3(t)，ｆ4(t)に同期させて、コンポジット信
号をスイッチングする。メインデコーダ１０１とサブデ
コーダ１０２は、出力端子が互いに接続されており、各
デコーダ１０１，１０２の出力が合成されてスイッチン
グ信号ｆ1(t)，ｆ2(t)に含まれる114kHzの高調波成分に
より復調される不要な雑音成分が除去される。

【０００４】スイッチング信号発生回路１０３は、ステ
レオ受信時には、38kHzのスイッチング信号ｆ1(t)，ｆ2
(t)をメインデコーダ１０１に、114kHzのスイッチング
信号ｆ3(t)，ｆ4(t)をサブデコーダ１０２にそれぞれ供
給し、モノラル受信時には、所定レベルの直流電圧信号
ｆ1(t)〜ｆ4(t)をメインデコーダ１とサブデコーダ２の
それぞれに供給する。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】図６に示すアンチバー
ディ型スイッチング方式のステレオ復調回路は、雑音成
分の少ないＳ／Ｎ比に優れたステレオ信号Ｌout，Ｒout
を出力できるという特徴を有するが、モノラル／ステレ
オ切り換え時に、耳障りなボツ音が発生するという問題
を有する。

【０００６】ここでボツ音の発生する原理について述べ
ておく。ボツ音は、モノラル／ステレオ切り換え時に出
力ＤＣ電圧に差があった場合、つまり、Ｌout 、Ｒout
に流れる出力ＤＣ電流がモノラル時とステレオ時で変化
した場合に発生する。

【０００７】今、ステレオ時とモノラル時それぞれのＤ
Ｃ電流について考えてみる。図６のメインデコーダ１０
１とサブデコーダ１０２の内部には差動トランジスタ対
が設けられている。これら差動トランジスタにペアバラ
ツキがあった場合の出力ＤＣ電流について図７を用いて
説明する。

【０００８】上述した各デコーダ内の差動トランジスタ
対は図７（ａ）に示すように接続されている。ステレオ
受信時にはこれら差動トランジスタ対の各ベース端子
Ａ，Ｂに、図７（ｂ）のステレオ時に示すように、位相
が相反する矩形波のスイッチング信号がそれぞれ印加さ
れる。この図７（ｂ）の領域ではトランジスタＱ１０
１とＱ１０４がオンしており、この時の出力電流ＬＩ、
ＲＩは、差動トランジスタ対のＤＣ電流Ｉがそれぞれ流
れる。また図７（ｂ）の領域ではトランジスタＱ１０
２とＱ１０３がオンしており、この時の出力電流ＬＩ、
ＲＩもそれぞれＩとなる。

【０００９】つまり、ステレオ時は差動トランジスタ対
を構成するいずれか一方のトランジスタが交互にオンす
るため、出力ＤＣ電流は常に等しい電流Ｉとなり、Ｌou
t 、Ｒout にそれぞれ出力される。

【００１０】一方、モノラル受信時には、これら差動ト
ランジスタ対のベース端子Ａ，Ｂに、所定レベルのＤＣ
電圧が図７（ｂ）モノラル時に示すように印加されるた
め、前記差動トランジスタ対の全てのトランジスタＱ１
０１〜Ｑ１０４に常に電流が流れることになる。出力Ｄ
Ｃ電流は各々のトランジスタのペアバラツキによる誤差
電流ΔＩが、ＬＩ、ＲＩにそのまま反映され、図７
（ｂ）示すように、ＬＩ＝ｌ＋ΔＩ、ＲＩ＝ｌ−ΔＩが
Ｌout 、Ｒout にそれぞれ出力される。

【００１１】ここで、Ｑ１０１、Ｑ１０２で構成される
差動トランジスタ対のペアバラツキによる誤差電流をΔ
Ｉ１、Ｑ１０３、Ｑ１０４で構成される各差動トランジ
スタ対のペアバラツキによる誤差電流をΔＩ２とする
と、誤差電流ΔＩとして、ΔＩ＝ΔＩ１＋ΔＩ２ ΔＩ＝ΔＩ１−ΔＩ２ ΔＩ＝−ΔＩ１＋ΔＩ２ ΔＩ＝−ΔＩ１−ΔＩ２ の４種類が考えられる。

【００１２】以上より、差動トランジスタにペアバラツ
キがあった場合、その影響でモノラル時とステレオ時の
出力ＤＣ電流にΔＩの誤差電流が生じ、ボツ音が発生す
る。特に、これら差動トランジスタ対に流す電流が大き
いほど、出力されるＤＣの誤差電流の絶対値も大きくな
るため、ボツ音も大きくなる。

【００１３】本発明は、このような点に鑑みてなされた
ものであり、その目的は、モノラル／ステレオ切り換え
時のボツ音の発生を抑制することができるアンチバーデ
ィ型スイッチング方式のステレオ復調装置を提供するこ
とにある。

【００１４】

【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ために、請求項１の発明は、ＦＭ検波回路から出力され
たコンポジット信号を、周波数が等しく位相が相反する
第１および第２のスイッチング信号により交互にスイッ
チングしてＬ信号とＲ信号とを出力するメイン復調部
と、前記コンポジット信号を、前記第１および第２のス
イッチング信号の整数倍の周波数で位相が相反する第３
および第４のスイッチング信号により交互にスイッチン
グしてＬ信号とＲ信号とを出力するサブ復調部と、を備
え、前記メイン復調部および前記サブ復調部の各Ｌ信号
出力を互いに接続し、かつ、各Ｒ信号出力を互いに接続
してスイッチング信号の高周波成分により生ずる雑音成
分を除去するステレオ復調装置であって、一方の出力端
子が前記メイン復調部および前記サブ復調部の各Ｌ信号
出力に接続され、他方の出力端子が前記メイン復調部お
よび前記サブ復調部の各Ｒ信号出力に接続され、前記コ
ンポジット信号の電圧を電流に変換する誤差補正部と、
前記メイン復調部、前記サブ復調部、および前記誤差補
正部を流れる電流がそれぞれ所定の比率になるように電
流設定を行う電流分配部と、を備える。

【００１５】請求項１の発明を、例えば図１に対応づけ
て説明すると、「メイン復調部」はメインデコーダ１に、
「サブ復調部」はサブデコーダ２に、「誤差補正部」は誤差
補正回路４に、「電流分配部」は電流分配回路５に、それ
ぞれ対応する。

【００１６】請求項２の発明を、例えば図４に対応づけ
て説明すると、「メイン復調部内の２組の差動トランジ
スタ対」の一方はトランジスタＱ１，Ｑ２に、もう一方
はトランジスタＱ３，Ｑ４に対応する。「サブ復調部内
の２組の差動トランジスタ対」の一方はトランジスタＱ
５，Ｑ６に、もう一方はトランジスタＱ７，Ｑ８に対応
する。

【００１７】請求項４の発明を、例えば図４に対応づけ
て説明すると、「メイン復調部内の差動トランジスタ対
に接続された電流源」の一つは、トランジスタＱ１８と
抵抗Ｒ２０〜Ｒ２２に、もう一つはトランジスタＱ２０
と抵抗Ｒ２４〜Ｒ２６に対応する。また、「サブ復調部
内の差動トランジスタ対に接続された電流源」の一つ
は、トランジスタＱ１７と抵抗Ｒ１９に、もう一つはト
ランジスタＱ１９と抵抗Ｒ２３に対応する。

【００１８】請求項５の発明を、例えば図４に対応づけ
て説明すると、「メイン復調部内の第１のトランジスタ」
はトランジスタＱ１，Ｑ４に、「メイン復調部内の第１
の抵抗」は抵抗Ｒ１，Ｒ４に、「メイン復調部内の第２の
トランジスタ」はトランジスタＱ２，Ｑ３に、「メイン復
調部内の第２の抵抗」は抵抗Ｒ２，Ｒ３に、「サブ復調部
内の第１のトランジスタ」はトランジスタＱ５，Ｑ８
に、「サブ復調部内の第２のトランジスタ」はトランジス
タＱ６，Ｑ７に、「サブ復調部内の第１の抵抗」は抵抗Ｒ
５，Ｒ８に、「サブ復調部内の第２の抵抗」は抵抗Ｒ６，
Ｒ７に、それぞれ対応する。

【００１９】請求項６の発明を、例えば図１に対応づけ
て説明すると、「ブレンドコントロール部」はブレンドコ
ントローラ３に対応する。

【００２０】

【発明の実施の形態】以下、本発明を適用したステレオ
復調装置について、図面を参照しながら具体的に説明す
る。

【００２１】図１は本発明に係るステレオ復調装置の一
実施形態のブロック図である。図１のステレオ復調装置
は、メインデコーダ１と、サブデコーダ２と、ブレンド
コントローラ３と、誤差補正回路４と、電流分配回路５
とを備え、各デコーダ１，２の構成は図６の各デコーダ
１０１，１０２とほぼ同じである。

【００２２】メインデコーダ１は、ＦＭステレオ放送の
19kHzのパイロット信号により再生される副搬送波と同
じ周波数(38kHz)のスイッチング信号ｆ1(t)，ｆ2(t)に
より、コンポジット信号をスイッチングする。また、サ
ブデコーダ２は、スイッチング信号ｆ1(t)，ｆ2(t)の３
倍の高調波と同じ周波数(114kHz)のスイッチング信号ｆ
3(t)，ｆ4(t)により、コンポジット信号をスイッチング
する。メインデコーダ１の出力端子Ｌ，Ｒは、対応する
サブデコーダ２の出力端子Ｌ，Ｒとそれぞれ接続されて
いる。このような接続により、メインデコーダ１の出力
に含まれる38kHzスイッチング信号の高調波成分(114kHz
の周波数成分)により復調された雑音成分が除去され
て、ステレオ信号Ｌout，Ｒoutが再生される。

【００２３】図１の誤差補正回路４は、メインデコーダ
１とサブデコーダ２の内部を流れる直流バイアス電流を
少なくする目的で設けられ、メインデコーダ１およびサ
ブデコーダ２の出力端子Ｌ，Ｒとそれぞれ接続される出
力端子Ｌ，Ｒを有する。

【００２４】メインデコーダ１、サブデコーダ２および
誤差補正回路４の各入力端子には、電流分配回路５が接
続されている。この電流分配回路５は、後述するよう
に、各デコーダ１，２と誤差補正回路４に所定の比率の
交流電流が供給されるように設定するものである。

【００２５】電流分配回路５に入力されるコンポジット
信号は、ＦＭ検波回路１４内で復調された信号である。
図２は図１のステレオ復調装置を含めたＦＭ受信機全体
のブロック図である。図２のＦＭ受信機は、ＦＭ電波を
受信するアンテナ１１と、アンテナ１１で受信した電波
に同調したのち中間周波数に変換して増幅するフロント
エンド部（F/E)１２と、中間周波数成分を増幅する中間
周波増幅器（IF-AMP）１３と、検波を行ってコンポジッ
ト信号を出力するＦＭ検波回路（FM-DET）１４と、図１
に示したステレオ復調装置（MPX）１５と、パワーアン
プ１６と、スピーカ１７とを備える。

【００２６】ＦＭ検波回路１４から出力されるコンポジ
ット信号には、19kHzのパイロット信号が含まれてお
り、図１のステレオ復調装置１５内のブレンドコントロ
ーラ３は、このパイロット信号から作られる38kHzのス
イッチング信号ｆ1(t)，ｆ2(t)をメインデコーダ１に、
114kHzのスイッチング信号ｆ3(t)，ｆ4(t)をサブデコー
ダ２に供給する。また、ブレンドコントローラ３は、受
信電波の電界強度に応じて、このスイッチング信号の振
幅を可変制御することでＬ信号出力とＲ信号出力の分離
度を調整する。

【００２７】図１の各デコーダ１，２と誤差補正回路４
には、図１の矢印の向きに電流が流れる。誤差補正回路
４の内部を流れる電流が多いほど、各デコーダ１，２に
流れる電流を少なく設定することができる。誤差補正回
路４を流れる電流と、各デコーダ１，２を流れる交流電
流の比は、電流分配回路５により設定される。以下、電
流分配回路５による交流電流設定の手法について、数式
を使って説明する。

【００２８】ＦＭ検波回路１４から出力されるコンポジ
ット信号Ｃ(t)は、(1)式で表される（但し、簡単化のた
め、パイロット信号は除いている） Ｃ(t)＝(Ｌin＋Ｒin)＋(Ｌin−Ｒin)・sinωｔ …(1) ブレンドコントローラ３から出力されるスイッチング信
号ｆ1(t)，ｆ2(t)，ｆ3(t)，ｆ4(t)は、理想的な矩形波
と仮定した場合には、フーリエ級数展開することによ
り、それぞれ(2)〜(5)式で表される。

【００２９】

【数１】 ｆ3(t)，ｆ4(t)は、ｆ1(t)，ｆ2(t)の３倍の周波数であ
る。３倍としている理由を以下に述べる。（２）、
（３）に示すように、ｆ1(t)，ｆ2(t)には奇数倍の高調
波が含まれているためにスイッチングした際に雑音が復
調されてしまい、耳障りである。そこで、ｆ1(t)，ｆ2
(t)の３倍の周波数でスイッチングを行って、その出力
をｆ1(t)，ｆ2(t)の出力から減じることで３倍の高調波
成分により復調される雑音成分を除去できる。そこで、
ｆ3(t)，ｆ4(t)は、ｆ1(t)，ｆ2(t)の３倍の周波数に設
定される。

【００３０】ここで、コンポジット信号Ｃ(t)にＬ信号
だけが含まれていると仮定すると、(1)式は(6)式のよう
に変形される。

【００３１】Ｃ(t)＝Ｌin＋Ｌin・sinωｔ …(6) 後述するように、図１に示した各デコーダ１、２内には
それぞれ、入力コンポジット信号と同相の信号からＬ信
号、Ｒ信号に分離する差動トランジスタ対と、入力コン
ポジット信号と逆相の信号からＬ信号、Ｒ信号に分離す
る差動トランジスタ対とが設けられ、誤差補正回路４内
にはＬ信号に対応するトランジスタとＲ信号に対応する
トランジスタとが設けられ、入力コンポジット信号と同
相の信号をＬ信号出力、Ｒ信号出力にそれぞれ出力し、
矩形波スイッチングにおける漏話成分を相殺している。

【００３２】メインデコーダ１内の入力コンポジット信
号と同相の信号から、Ｌ信号、Ｒ信号に分離する差動ト
ランジスタ対に流れる交流電流をａ、入力コンポジット
信号と逆相の信号からＬ信号、Ｒ信号に分離する差動ト
ランジスタ対に流れる交流電流をｃとし、サブデコーダ
内の入力コンポジット信号と同相の信号からＬ信号、Ｒ
信号に分離する差動トランジスタ対に流れる交流電流を
ａ／３、入力コンポジット信号と逆相の信号からＬ信
号、Ｒ信号に分離する差動トランジスタ対に流れる交流
電流をｃ／３とし、誤差補正回路４内の各トランジスタ
に流れる交流電流をｂとすると、ステレオ復調装置１５
の出力Ｌout，Ｒoutは(7)，(8)式で表される。

【００３３】 Ｌout＝｛ｆ1(t)×ａ＋ｂ＋ｆ2(t)×ｃ＋ｆ3(t)×ｃ／３＋ｆ4(t)×ａ／３｝ ×Ｃ(t) …(7) Ｒout＝｛ｆ1(t)×ｃ＋ｂ＋ｆ2(t)×ａ＋ｆ3(t)×ａ／３＋ｆ4(t)×ｃ／３｝ ×Ｃ(t) …(8) なお、サブデコーダ２内を流れる電流を、メインデコー
ダ１内を流れる電流の１／３にしたのは、（２）、
（３）式に示すようにメインデコーダ１のスイッチング
信号(38kHz)であるｆ1(t)、ｆ2(t)の３次の高調波（114
kHz）は基本波の振幅の１／３になっているためで、こ
の高調波により復調される雑音成分を効率よく除去する
ためにはサブデコーダ２のスイッチング信号であるｆ3
(t)，ｆ4(t)による出力をｆ1(t)，ｆ2(t)による出力の
１／３にする必要がある。そこで、サブデコーダ２内を
流れる電流を、メインデコーダ１内を流れる電流の１／
３に設定した。

【００３４】

【数２】 (9)式において、簡略化のために、５次以降の項を無視
すると、(10)式が得られる。

【００３５】

【数３】 なお、実際には、ステレオ復調装置１５の出力に付加さ
れるディエンファシス用のL.P.F(Low Pass Filter）に
より、高次の項は除かれるため、(9)式で５次以降の項
を無視しても特に問題はない。

【００３６】ここで、(11)式の関係が成り立つことか
ら、(10)式は(12)式のように変形される。

【００３７】

【数４】

【００３８】

【数５】 また、スイッチング信号の角周波数ωは、ω＝２πｆ＝
２π×38kHzの関係が成り立つため、ωｔを含む項は、
出力段に設けられる先のディエンファシス用ローパスフ
ィルタにより除去される。

【００３９】したがって、(12)式は(13)式のようにな
り、同様に、Ｌ信号Ｌoutは、(14)式のようになる。

【００４０】 Ｒout＝Ｌin｛(ａ＋ｃ)×２／３＋ｂ＋(ｃ−ａ)／π｝ …(13) Ｌout＝Ｌin｛(ａ＋ｃ)×２／３＋ｂ＋(ａ−ｃ)／π｝ …(14) ここで、(13)式による入力にＲ信号がないにもかかわら
ずＲ出力にＬ信号の漏話成分が生じているので、Ｌout
とＲoutが完全に分離するためには、(15)式の関係を満
たす必要がある。

【００４１】 Ｒout＝Ｌin｛(ａ＋ｃ)×２／３＋ｂ＋(ｃ−ａ)／π｝＝０ …(15) (15)式を変形すると、(16)式が得られる。

【００４２】 (ａ＋ｃ)×２／３＋ｂ＋(ｃ−ａ)／π＝０ …(16) (16)式において、ｃ＝−ａの場合、ｃ＝０の場合、
ｃ＝ａの場合、ｂ＝０の場合のそれぞれについて、
ａ，ｂ，ｃと、ステレオ／モノラル時の出力ゲインＧv
との関係を求めると、図３のようになる。

【００４３】図３に示すように、のときに、トータル
のゲインは最大となる。同一出力を得たい場合に、トー
タルゲインが高いほど各デコーダ１、２に流す信号電流
を小さくできるため、各デコーダ１、２に流しておくア
イドル電流（直流バイアス電流）も少なくすることがで
きる。その結果、たとえ各デコーダ１、２の差動トラン
ジスタ対のペアバラツキがあったとしても、それらのト
ランジスタに流れる誤差電流の絶対値を小さくすること
ができ、誤差電流によって発生するボツ音を低減するこ
とができる。

【００４４】したがって、電流分配回路５は、ａ：ｂ：
ｃ＝１：(２／π)：(−１)の関係を満たすように、各デ
コーダ１，２と誤差補正回路４に流れる電流を調整す
る。の場合のゲインを図３に示す、の場合のゲイ
ンと比較してみると、それぞれ2.0倍、1.47倍となる。
つまり、の場合は、、の場合と比べて各デコーダ
１、２を流れる交流電流はそれぞれ、0.5倍、0.677倍と
なり、それに伴ってアイドル電流（直流バイアス電流）
も0.5倍、0.677倍とすることができ、出力に出てくる各
デコーダ１、２の差動トランジスタ対のペアバラツキに
よる誤差電流も絶対値もそれぞれ0.5倍、0.677倍に低減
することができる。

【００４５】図４は図１に示したステレオ復調装置の一
実施形態の回路図であり、各デコーダ１，２と誤差補正
回路４に流れる交流電流が、ａ：ｂ：ｃ＝１：(２／
π)：(−１)の比になるように、回路を構成したもので
ある。以下、図４の回路の構成を用いて、ａ：ｂ：ｃ＝
１：（２／π）：（−１）となるように定数設定をした
一例を示す。

【００４６】メインデコーダ１は、トランジスタＱ１，
Ｑ２からなる差動トランジスタ対と、トランジスタＱ
３，Ｑ４からなる差動トランジスタ対とを有する。トラ
ンジスタＱ１〜Ｑ４のエミッタ端子にはそれぞれ抵抗Ｒ
１〜Ｒ４が接続され、抵抗Ｒ１，Ｒ２の他端側は互いに
接続され、抵抗Ｒ３，Ｒ４の他端側も互いに接続されて
いる。また、トランジスタＱ１，Ｑ３のコレクタ端子は
Ｌ信号出力端子Ｌoutに接続され、トランジスタＱ２，
Ｑ４のコレクタ端子はＲ信号出力端子Ｒoutに接続され
ている。トランジスタＱ１，Ｑ４のベース端子には図１
のブレンドコントローラ３から出力されたスイッチング
信号ｆ1(t)が、トランジスタＱ２，Ｑ３のベース端子に
はスイッチング信号ｆ2(t)が印加される。

【００４７】サブデコーダ２は、トランジスタＱ５，Ｑ
６からなる差動トランジスタ対と、トランジスタＱ７，
Ｑ８からなる差動トランジスタ対とを有する。トランジ
スタＱ５〜Ｑ８のエミッタ端子にはそれぞれ抵抗Ｒ５〜
Ｒ８が接続され、抵抗Ｒ５，Ｒ６の他端側は互いに接続
され、抵抗Ｒ７，Ｒ８の他端側も互いに接続されてい
る。また、トランジスタＱ５，Ｑ７のコレクタ端子はＬ
信号出力端子Ｌoutに接続され、トランジスタＱ６，Ｑ
８のコレクタ端子はＲ信号出力端子Ｒoutに接続されて
いる。トランジスタＱ５，Ｑ８のベース端子にはスイッ
チング信号ｆ4(t)が、トランジスタＱ６，Ｑ７のベース
端子にはスイッチング信号ｆ3(t)が印加される。

【００４８】誤差補正回路４は、エミッタ端子に抵抗Ｒ
９が接続されたトランジスタＱ９と、エミッタ端子に抵
抗Ｒ１０が接続されたトランジスタＱ１０とを有する。
トランジスタＱ９，Ｑ１０のベース端子は互いに接続さ
れ、トランジスタＱ９のコレクタ端子はＬ信号出力端子
Ｌoutに、トランジスタＱ１０のコレクタ端子はＲ信号
出力端子Ｒoutにそれぞれ接続されている。

【００４９】電流分配回路５は、トランジスタＱ１１〜
Ｑ２３と、抵抗Ｒ１１〜Ｒ２８，ＲＶ１と、コンデンサ
Ｃ１〜Ｃ３と、電流源Ｉ１〜Ｉ５とを有する。トランジ
スタＱ１１，Ｑ１２のエミッタ端子はともに電流源Ｉ１
に接続され、トランジスタＱ１１のベース端子にはコン
ポジット信号ｖinが印加される。トランジスタＱ１２の
ベース端子には、抵抗Ｒ９〜Ｒ１２と電流源Ｉ２が接続
されている。抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の他端側には、それぞ
れトランジスタＱ１３，Ｑ１４のベース端子が接続され
ている。

【００５０】トランジスタＱ１３，Ｑ１４のエミッタ端
子は抵抗Ｒ１３を介して互いに接続され、トランジスタ
Ｑ１３のコレクタ端子とトランジスタＱ１５のベース端
子間には抵抗Ｒ１４が、トランジスタＱ１４のコレクタ
端子とトランジスタＱ１６のベース端子との間には抵抗
Ｒ１５が接続されている。トランジスタＱ１５，Ｑ１６
のエミッタ端子は、それぞれ抵抗Ｒ１６，Ｒ１７を介し
て接地されている。トランジスタＱ１３，Ｑ１４のベー
ス端子間には、抵抗Ｒ１８と、可変抵抗ＲＶ１とが接続
され、可変抵抗ＲＶ１の他端はコンデンサＣ１を介して
接地されている。

【００５１】トランジスタＱ１４のコレクタ端子にはト
ランジスタＱ１７，Ｑ１８のベース端子が接続され、ト
ランジスタＱ１３のコレクタ端子にはトランジスタＱ１
９，Ｑ２０のベース端子が接続されている。トランジス
タＱ１８のコレクタ端子はメインデコーダ１内の抵抗Ｒ
１，Ｒ２に、トランジスタＱ２０のコレクタ端子はメイ
ンデコーダ１内の抵抗Ｒ３，Ｒ４に、トランジスタＱ１
７のコレクタ端子はサブデコーダ２内の抵抗Ｒ５，Ｒ６
に、トランジスタＱ１９のコレクタ端子はサブデコーダ
２内の抵抗Ｒ７，Ｒ８に、それぞれ接続されている。ト
ランジスタＱ１７のエミッタ端子は抵抗Ｒ１９を介し
て、トランジスタＱ１８のエミッタ端子は抵抗Ｒ２０〜
Ｒ２２を介して、トランジスタＱ１９のエミッタ端子は
抵抗Ｒ２３を介して、トランジスタＱ２０のエミッタ端
子は抵抗Ｒ２４〜Ｒ２６を介して、それぞれ接地されて
いる。

【００５２】次に、図４の回路動作について説明する。
トランジスタＱ１１，Ｑ１２は差動トランジスタ対を構
成しており、この差動トランジスタ対の入力の一端であ
るトランジスタＱ１２のベースは、この差動トランジス
タ対の出力と各トランジスタＱ９、Ｑ１０のエミッタか
らそれぞれ抵抗Ｒ９、Ｒ１０を介して接続されており、
これにより、出力から入力に帰還がかかる。このため、
トランジスタＱ12のベース端子の電圧は、差動トランジ
スタ対の入力の他端であるトランジスタＱ１１のベース
端子に印加されるコンポジット信号vinの電圧と略等し
くなる。以上より、誤差補正回路４の入力端子であるＡ
点には入力コンポジット信号vinと略等しい電圧が生じ
る。また、図４のＡ点から左側は、交流的には図５のよ
うな等価回路で表され、Ａ点から左側のインピーダンス
Ｒparaは、(17)式で表される。

【００５３】

【数６】 誤差補正回路４内の各トランジスタＱ９，Ｑ１０に流れ
る電流をｂとすると、Ｒ９＝Ｒ１０ならば(18)式の関係
が成り立つ。

【００５４】２ｂ＝ｖin／Ｒpara …(18) したがって、(17),(18)式より、誤差補正回路４内の各
トランジスタＱ９，Ｑ１０に流れる電流ｂは(19)式で表
される。

【００５５】

【数７】 図３に示したように、メインデコーダ１内の差動トラン
ジスタ対Ｑ１，Ｑ２を流れる交流電流ａと、誤差補正回
路４内のトランジスタを流れる交流電流ｂと、メインデ
コーダ１内の差動トランジスタ対Ｑ３，Ｑ４を流れる交
流電流ｃとが、ａ：ｂ：ｃ＝１：(２／π)：(−１)の比
関係を満たすように設定するとき、図３のに示すよう
にトータルゲインを最大とすることができるので、各デ
コーダ１，２に流れる直流バイアス電流を最小とするこ
とができる。この場合の交流電流ａは、(19)式を用いる
と、(20)式のようになる。

【００５６】

【数８】 抵抗Ｒ１１を33kΩ、抵抗Ｒ１２を33kΩ、抵抗Ｒ１８を
10kΩとし、Ｌ信号およびＲ信号分離用の外付けの可変
抵抗ＲＶ１を25kΩとした場合の抵抗Ｒ１３の抵抗値の
設定方法を説明する。

【００５７】ここで可変抵抗ＲＶ１について述べてお
く。ＲＶ１の可変範囲は０〜50kΩである。このＲＶ１
を可変抵抗としているのは、すべての抵抗をＩＣ内部で
作ってしまった場合、トランジスタや抵抗のバラツキ
や、位相誤差などが生じた時にＬ，Ｒの分離度が低下し
てしまうため、ＩＣが完成した後でも、分離度を調整可
能なようにしたためである。そして、ここで可変抵抗の
値を25kΩとしているのは、位相誤差やバラツキがあっ
た時に抵抗の可変範囲が大小どちらにも最大となるよう
に配慮したものである。

【００５８】(19)式中の各抵抗に上述した抵抗値を代入
すると、(21)式のようになる。

【００５９】

【数９】 同様に、(20)式中の各抵抗に、上述した抵抗値を代入す
ると、(22)式のようになる。

【００６０】ａ＝35.35×10^-6×ｖin …(22) 一方、図４のＢ点における交流電圧をｖin′とすると、
(23)式の関係が成り立つ。

【００６１】

【数１０】 また、トランジスタＱ１４のベース端子は交流的には接
地されており、抵抗Ｒ１３を流れる交流電流をｉとする
と、 ｉ＝ｖin′／Ｒ13 …(24) の関係が成り立つ。

【００６２】また、トランジスタＱ１５，Ｑ１６は、ト
ランジスタＱ１７等の４倍のエミッタ面積とし、更に、
トランジスタＱ１７等の４倍のエミッタ電流が流れるよ
うに、抵抗Ｒ１６，Ｒ１７の抵抗値を設定している。同
様に、トランジスタＱ１８，Ｑ２０は、トランジスタＱ
１７等の３倍のエミッタ面積とし、更にトランジスタＱ
１７等の３倍のエミッタ電流が流れるように、抵抗Ｒ２
０〜Ｒ２２，Ｒ２４〜Ｒ２６の抵抗値を設定している。

【００６３】以上より、メインデコーダ１内の差動トラ
ンジスタ対を流れる交流電流ａは、(25)式で表される。

【００６４】ａ＝３ｉ／４ …(25) (25)式に(24)式を代入すると、(26)式が得られる。

【００６５】

【数１１】 (26)式より、抵抗Ｒ１３は、10.926kΩ(約11kΩ)とな
る。

【００６６】ここでａとｃとの関係についてみてみる
と、交流電流ａとｃはそれぞれＱ１６とＱ１５のコレク
タに流れる交流電流とに比例する。いま、Ｑ１６とＱ１
５のコレクタはＲ１３を介して接続されており、信号電
流はＲ１３の両端にかかる交流電圧差により発生するた
め、Ｑ１６とＱ１５のコレクタに流れる交流電流は絶対
値が等しく逆相であることが分かる。つまり、交流電流
ａとｃも絶対値が等しく逆相であり、ａ：ｃ＝１：（−
１）となっていることがわかる。

【００６７】以上のような定数設定をした場合、電流比
をａ：ｂ：ｃ＝１：２／π：（−１）とすることが可能
である。

【００６８】このように、本実施形態のステレオ復調装
置は、メインデコーダ１とサブデコーダ２以外に誤差補
正回路４を設け、各デコーダ１，２と誤差補正回路４に
流れる交流電流を所定の比率に設定する電流分配回路５
により構成され、従来に比べて各デコーダ１，２に流れ
る直流バイアス電流を低減できる。各デコーダ１，２に
流れる電流が少なくなると、各デコーダ１，２内のペア
バラツキがある場合の差動トランジスタ対を流れる誤差
電流の絶対値も少なくなり、その結果、モノラル／ステ
レオ切り換え時のボツ音が小さくなる。

【００６９】また、図４の回路では、各デコーダ１，２
内の差動トランジスタ対Ｑ１〜Ｑ８のエミッタ端子にそ
れぞれ抵抗Ｒ１〜Ｒ８を接続しており、これら抵抗Ｒ１
〜Ｒ８を接続することにより、さらなる誤差電流の低減
をはかることができ、ボツ音もより小さくなる。なお、
回路を簡略化するためには、抵抗Ｒ１〜Ｒ８を省略し
て、各トランジスタのエミッタ端子を直結してもよい。

【００７０】図１では、ブレンドコントローラ３を設け
て、スイッチング信号ｆ1(t)等の振幅制御を行っている
が、振幅を固定にしてもよく、その場合には、ブレンド
コントローラ３の構成を簡略化できる。

【００７１】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
れば、メイン復調部とサブ復調部の他に誤差補正部を設
け、電流分配回路によりメイン復調部とサブ復調部に流
れる電流の一部を誤差補正部に流すようにしたため、従
来のステレオ復調装置に比べて、メイン復調部とサブ復
調部に流れる電流を少なくでき、モノラル／ステレオ切
り換え時ののボツ音を低減できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るステレオ復調装置の一実施形態の
ブロック図。

【図２】図１のステレオ復調装置を含めたＦＭ受信機全
体のブロック図。

【図３】電流ａ，ｂ，ｃと出力ゲインＧvとの関係を示
す図。

【図４】図１に示したステレオ復調装置の一実施形態の
回路図。

【図５】図４のＡ点から左側の等価回路図。

【図６】従来のアンチバーディ型スイッチング方式のス
テレオ復調装置のブロック図。

【図７】ボツ音の発生原理を説明する図。

【符号の説明】

１ メインデコーダ ２ サブデコーダ ３ ブレンドコントローラ ４ 誤差補正回路 ５ 電流分配回路 １１ アンテナ １２ フロントエンド部 １３ 中間周波増幅器 １４ ＦＭ検波回路 １５ ステレオ復調装置 １６ パワーアンプ １７ スピーカ

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】ＦＭ検波回路から出力されたコンポジット
   信号を、周波数が等しく位相が相反する第１および第２
   のスイッチング信号により交互にスイッチングしてＬ信
   号とＲ信号とを出力するメイン復調部と、 前記コンポジット信号を、前記第１および第２のスイッ
   チング信号の整数倍の周波数で位相が相反する第３およ
   び第４のスイッチング信号により交互にスイッチングし
   てＬ信号とＲ信号とを出力するサブ復調部と、を備え、 前記メイン復調部および前記サブ復調部の各Ｌ信号出力
   を互いに接続し、かつ、各Ｒ信号出力を互いに接続して
   前記第１および第２のスイッチング信号の高調波成分に
   より復調される雑音成分を除去するステレオ復調装置で
   あって、 一方の出力端子が前記メイン復調部および前記サブ復調
   部の各Ｌ信号出力に接続され、他方の出力端子が前記メ
   イン復調部および前記サブ復調部の各Ｒ信号出力に接続
   され、前記コンポジット信号の電圧に応じた電流が流れ
   る誤差補正部と、 前記メイン復調部、前記サブ復調部、および前記誤差補
   正部にそれぞれある一定の比率で電流が流れるように電
   流設定を行う電流分配部と、を備えることを特徴とする
   ステレオ復調装置。
2. 【請求項２】前記メイン復調部および前記サブ復調部は
   それぞれ、２組の差動トランジスタ対とを有し、 前記メイン復調部内の前記差動トランジスタ対はそれぞ
   れ、前記第１および第２のスイッチング信号に応じてス
   イッチングし、 前記サブ復調部内の前記差動トランジスタ対はそれぞ
   れ、前記第３および第４のスイッチング信号に応じてス
   イッチングし、 前記電流分配部は、前記差動トランジスタ対および前記
   誤差補正部にそれぞれある一定の比率で電流が流れるよ
   うに電流設定を行うことを特徴とする請求項１に記載の
   ステレオ復調装置。
3. 【請求項３】前記電流分配部は、前記メイン復調部内の
   一方の差動トランジスタ対を流れる交流電流と、他方の
   差動トランジスタ対を流れる交流電流と、前記誤差補正
   部内を流れる交流電流との比を、略１：(−１)：(２／
   π)にすることを特徴とする請求項２に記載のステレオ
   復調装置。
4. 【請求項４】前記電流分配部は、前記メイン復調部およ
   び前記サブ復調部内の前記差動トランジスタ対のそれぞ
   れに接続された電流源を有し、前記サブ復調部内の前記
   差動トランジスタ対を流れる電流が前記メイン復調部内
   の前記差動トランジスタ対を流れる電流の略１／３にな
   るように前記電流源の電流容量をそれぞれ設定すること
   を特徴とする請求項２または３に記載のステレオ復調装
   置。
5. 【請求項５】前記メイン復調部および前記サブ復調部内
   の前記差動トランジスタ対はそれぞれ、エミッタ端子に
   第１の抵抗が接続された第１のトランジスタと、エミッ
   タ端子に第２の抵抗が接続された第２のトランジスタと
   を有し、これら第１および第２の抵抗の他端を互いに接
   続して、この接続点に、対応する前記電流源を接続した
   ことを特徴とする請求項４に記載のステレオ復調装置。
6. 【請求項６】前記第１〜第４のスイッチング信号を出力
   するブレンドコントロール部を備え、 このブレンドコントロール部は、前記第１〜第４のスイ
   ッチング信号の電圧振幅を可変制御することを特徴とす
   る請求項１〜５のいずれかに記載のステレオ復調装置。
7. 【請求項７】前記ブレンドコントロール部は、モノラル
   受信時には、前記スイッチング信号を所定の直流電圧レ
   ベルに設定し、ステレオ受信時には、受信電波の電界強
   度が弱いほど前記第１〜第４のスイッチング信号の電圧
   振幅を小さくすることを特徴とする請求項６に記載のス
   テレオ復調装置。
8. 【請求項８】前記第３および第４のスイッチング信号
   は、前記第１および第２のスイッチング信号の基本波の
   周波数の３倍の周波数であることを特徴とする請求項１
   〜７のいずれかに記載のステレオ復調装置。