JPH0431609B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0431609B2 JPH0431609B2 JP62192184A JP19218487A JPH0431609B2 JP H0431609 B2 JPH0431609 B2 JP H0431609B2 JP 62192184 A JP62192184 A JP 62192184A JP 19218487 A JP19218487 A JP 19218487A JP H0431609 B2 JPH0431609 B2 JP H0431609B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- multipath
- level
- circuit
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 48
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 claims description 12
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 19
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 13
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 12
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 8
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、たとえば周波数変調放送の受信機な
どに好適に実施され、直接波と反射波との干渉に
よつて生じるマルチパスを検出するための装置に
関する。
どに好適に実施され、直接波と反射波との干渉に
よつて生じるマルチパスを検出するための装置に
関する。
背景技術
たとえば周波数変調(以下、FMと略称する)
放送の受信機においてマルチパスが発生した場
合、その受信機にダイバシチアンテナが用いられ
ているときには、アンテナの切換えが行なわれ、
またその受信機がステレオ放送を受信することが
できるときには、左チヤネルの信号と右チヤネル
の信号とを分離する動作が停止され、受信状態お
よび信号対雑音比(S/N比)を改善するように
構成されている。
放送の受信機においてマルチパスが発生した場
合、その受信機にダイバシチアンテナが用いられ
ているときには、アンテナの切換えが行なわれ、
またその受信機がステレオ放送を受信することが
できるときには、左チヤネルの信号と右チヤネル
の信号とを分離する動作が停止され、受信状態お
よび信号対雑音比(S/N比)を改善するように
構成されている。
FM放送においてマルチパスが発生すると、ス
テレオコンポジツトに含まれる和信号、差信号お
よびステレオパイロツト信号などには、それぞれ
高域成分とサイド・スペクトラム成分とが発生す
る。このため、従来からこの高域成分およびサイ
ド・スペクトラム成分を検出することによつて、
マルチパスを検出することが提案されている。
テレオコンポジツトに含まれる和信号、差信号お
よびステレオパイロツト信号などには、それぞれ
高域成分とサイド・スペクトラム成分とが発生す
る。このため、従来からこの高域成分およびサイ
ド・スペクトラム成分を検出することによつて、
マルチパスを検出することが提案されている。
典型的な先行技術のマルチパス検出装置は、特
開昭58−195334で示される。この先行技術では、
マルチパスが発生したときに現われるステレオパ
イロツト信号の第3高調波(57KHz)を検出して
いる。
開昭58−195334で示される。この先行技術では、
マルチパスが発生したときに現われるステレオパ
イロツト信号の第3高調波(57KHz)を検出して
いる。
この先行技術の問題は、前記第3高調波が現わ
れる57KHzの周波数帯域は、欧米諸国では交通情
報を送るパイロツト信号として用いられているた
め、これらの地域では使用することができないと
いうことである。
れる57KHzの周波数帯域は、欧米諸国では交通情
報を送るパイロツト信号として用いられているた
め、これらの地域では使用することができないと
いうことである。
また他の先行技術は、特開昭61−167235で示さ
れる。第10図は、その先行技術のマルチパス検
出装置1のブロツク図である。FM検波器で復調
されたステレオコンポジツト信号S1は、入力端
子2から低域波器(略称LPF)3に与えられ
る。LPF3の遮断周波数はたとえば20KHzであ
る。LPF3の出力信号S2は、帯域波器(略
称BPF)から増幅器5を介して、ノツチフイル
タと呼ばれる帯域阻止器(略称BEF)6に与え
られる。
れる。第10図は、その先行技術のマルチパス検
出装置1のブロツク図である。FM検波器で復調
されたステレオコンポジツト信号S1は、入力端
子2から低域波器(略称LPF)3に与えられ
る。LPF3の遮断周波数はたとえば20KHzであ
る。LPF3の出力信号S2は、帯域波器(略
称BPF)から増幅器5を介して、ノツチフイル
タと呼ばれる帯域阻止器(略称BEF)6に与え
られる。
BPF4の通過帯域はたとえば19KHz±1KHz程
度であり、またBEF6の阻止帯域はたとえば19K
Hz±250Hz程度であり、前述したBPF4の通過帯
域よりも狭く選ばれる。したがつてBPF4、増
幅器5およびBEF6を含めたフイルタ回路8の
周波数特性は第11図に示されるようになる。
BEF6を設けている理由は、19KHzのステレオパ
イロツト信号のサイド・スペクトラム成分を強調
して抽出することによつて、マルチパスの発生に
よる信号の歪を精度良く検出するためである。し
たがつてBEF6は尖鋭な特性を持つものが望ま
しい。
度であり、またBEF6の阻止帯域はたとえば19K
Hz±250Hz程度であり、前述したBPF4の通過帯
域よりも狭く選ばれる。したがつてBPF4、増
幅器5およびBEF6を含めたフイルタ回路8の
周波数特性は第11図に示されるようになる。
BEF6を設けている理由は、19KHzのステレオパ
イロツト信号のサイド・スペクトラム成分を強調
して抽出することによつて、マルチパスの発生に
よる信号の歪を精度良く検出するためである。し
たがつてBEF6は尖鋭な特性を持つものが望ま
しい。
フイルタ回路8からの出力信号S3は、検波回
路7に与えられる。検波回路7からの出力信号S
4は比較器9の非反転入力端子に与えられ、この
比較器9の反転入力端子には基準電圧Erが与え
られる。比較器9の出力信号S5は、出力端子1
0に導出される。
路7に与えられる。検波回路7からの出力信号S
4は比較器9の非反転入力端子に与えられ、この
比較器9の反転入力端子には基準電圧Erが与え
られる。比較器9の出力信号S5は、出力端子1
0に導出される。
第12図はマルチパスの検出動作を説明するた
めの波形図である。なお説明の簡略化のために、
左右各チヤネルの信号を等しく、すなわちL−R
=0とする。
めの波形図である。なお説明の簡略化のために、
左右各チヤネルの信号を等しく、すなわちL−R
=0とする。
マルチパスが発生したときのFM検波後のステ
レオコンポジツト信号S1が入力端子2から入力
されると、LPF3によつて第12図1で示され
るように20KHz以上の不要な高域成分が除去され
て、L+R信号およびステレオパイロツト信号を
含んだ出力信号S2が得られる。この出力信号S
2は、L+R信号の各頂点付近で、ステレオパイ
ロツト信号に歪が生じたものとなつている。すな
わちステレオパイロツト信号とそのサイド・スペ
クトラム成分とを抽出すると、第12図2で示さ
れるような波形が得られる。
レオコンポジツト信号S1が入力端子2から入力
されると、LPF3によつて第12図1で示され
るように20KHz以上の不要な高域成分が除去され
て、L+R信号およびステレオパイロツト信号を
含んだ出力信号S2が得られる。この出力信号S
2は、L+R信号の各頂点付近で、ステレオパイ
ロツト信号に歪が生じたものとなつている。すな
わちステレオパイロツト信号とそのサイド・スペ
クトラム成分とを抽出すると、第12図2で示さ
れるような波形が得られる。
この信号S2が入力されることによつて、フイ
ルタ回路8からは第12図3で示される信号S3
が導出される。このフイルタ回路8の周波数特性
は前述のように第11図に示されており、したが
つて信号S3は前述したステレオパイロツト信号
に歪の生じた部分、すなわちマルチパスの発生に
よるステレオパイロツト信号のサイド・スペクト
ラム成分が特に強調されている。
ルタ回路8からは第12図3で示される信号S3
が導出される。このフイルタ回路8の周波数特性
は前述のように第11図に示されており、したが
つて信号S3は前述したステレオパイロツト信号
に歪の生じた部分、すなわちマルチパスの発生に
よるステレオパイロツト信号のサイド・スペクト
ラム成分が特に強調されている。
この信号S3は検波回路7によつて包絡線検波
され、比較器9の非反転入力端子には第12図4
で示される信号S4が入力される。この信号S4
は比較器9において、第12図4において仮想線
で示される基準電圧Erによつてレベル弁別され、
したがつて比較器9からはマルチパスの発生に対
応して第12図5で示される信号S5が導出され
る。この信号S5によつて、前述したようなアン
テナの切換動作が行なわれ、またステレオ信号の
分離動作が停止される。
され、比較器9の非反転入力端子には第12図4
で示される信号S4が入力される。この信号S4
は比較器9において、第12図4において仮想線
で示される基準電圧Erによつてレベル弁別され、
したがつて比較器9からはマルチパスの発生に対
応して第12図5で示される信号S5が導出され
る。この信号S5によつて、前述したようなアン
テナの切換動作が行なわれ、またステレオ信号の
分離動作が停止される。
発明が解決すべき問題点
このような第10図で示された先行技術では、
フイルタ回路8には第11図に示されるように尖
鋭な周波数特性が要求されるため、BEF6には
比較的厳密な調整作業を必要とし、コスト高にな
ることである。
フイルタ回路8には第11図に示されるように尖
鋭な周波数特性が要求されるため、BEF6には
比較的厳密な調整作業を必要とし、コスト高にな
ることである。
本発明の目的は、マルチパスの発生を確実に検
出することができ、かつ構成の簡略化されたマル
チパス検出装置を提供することである。
出することができ、かつ構成の簡略化されたマル
チパス検出装置を提供することである。
問題点を解決するための手段
本発明は、受信すべき電波に予め定めた一定レ
ベルで含まれる予め定めた周波数の信号を抽出す
るフイルタと、 前記フイルタの出力から前記予め定めた周波数
の信号の振幅変化成分を検出する検出手段と、 前記振幅変化成分の平均レベルを求める平均化
手段と、 前記振幅変化成分を異なつた極性方向にそれぞ
れレベル変位するレベル変位手段と、 前記各レベル変位手段によつて変位されたレベ
ルと、前記平均レベルとをそれぞれ比較する比較
手段とを含み、 前記比較手段は、比較動作の結果、前記平均レ
ベルが前記各レベル変位手段によつて変位された
レベル間にないときには、マルチパスが発生して
いることを表わす出力を導出することを特徴とす
るマルチパス検出装置である。
ベルで含まれる予め定めた周波数の信号を抽出す
るフイルタと、 前記フイルタの出力から前記予め定めた周波数
の信号の振幅変化成分を検出する検出手段と、 前記振幅変化成分の平均レベルを求める平均化
手段と、 前記振幅変化成分を異なつた極性方向にそれぞ
れレベル変位するレベル変位手段と、 前記各レベル変位手段によつて変位されたレベ
ルと、前記平均レベルとをそれぞれ比較する比較
手段とを含み、 前記比較手段は、比較動作の結果、前記平均レ
ベルが前記各レベル変位手段によつて変位された
レベル間にないときには、マルチパスが発生して
いることを表わす出力を導出することを特徴とす
るマルチパス検出装置である。
作 用
本発明に従えば、たとえばFM放送などの受信
すべき電波に予め定めた一定レベルで含まれる予
め定めた周波数のたとえばパイロツト信号をフイ
ルタによつて抽出し、こうして抽出された出力か
ら検出手段によつて振幅変化成分が検出される。
この振幅変化成分はレベル変位手段によつて異な
つた極性方向にそれぞれレベル変位されるととも
に、平均化手段によつてその平均レベルが求めら
れる。
すべき電波に予め定めた一定レベルで含まれる予
め定めた周波数のたとえばパイロツト信号をフイ
ルタによつて抽出し、こうして抽出された出力か
ら検出手段によつて振幅変化成分が検出される。
この振幅変化成分はレベル変位手段によつて異な
つた極性方向にそれぞれレベル変位されるととも
に、平均化手段によつてその平均レベルが求めら
れる。
したがつて負極方向にレベル変位された振幅変
化成分がその平均レベルより高いときには、直接
波と反射波とが逆相付近であつて、かつ前記予め
定めた周波数の信号の振幅が増大されていること
を表わし、比較手段からはマルチパスが発生して
いることを表わす出力が導出される。また正極側
にレベル変位された振幅変化成分がその平均レベ
ル未満であるときには、直接波と反射波とが逆相
付近であつて、かつ前記振幅変化成分が減衰され
ていることを表わし、比較手段からはマルチパス
が発生していることを表わす出力が導出される。
化成分がその平均レベルより高いときには、直接
波と反射波とが逆相付近であつて、かつ前記予め
定めた周波数の信号の振幅が増大されていること
を表わし、比較手段からはマルチパスが発生して
いることを表わす出力が導出される。また正極側
にレベル変位された振幅変化成分がその平均レベ
ル未満であるときには、直接波と反射波とが逆相
付近であつて、かつ前記振幅変化成分が減衰され
ていることを表わし、比較手段からはマルチパス
が発生していることを表わす出力が導出される。
実施例
第1図は、本発明の一実施例のマルチパス検出
装置11のブロツク図である。FM検波器で復調
されたステレオコンポジツト信号U1は、入力端
子12からLPF13に与えられる。LPF13の
遮断周波数はたとえば20KHzである。LPF13の
出力信号U2は、BPF14を介して増幅器15
に与えられる。BPF14の通過帯域はたとえば
19KHz±1KHz程度である。LPF13、BPF14
および増幅器15を含んでフイルタ回路16が構
成される。
装置11のブロツク図である。FM検波器で復調
されたステレオコンポジツト信号U1は、入力端
子12からLPF13に与えられる。LPF13の
遮断周波数はたとえば20KHzである。LPF13の
出力信号U2は、BPF14を介して増幅器15
に与えられる。BPF14の通過帯域はたとえば
19KHz±1KHz程度である。LPF13、BPF14
および増幅器15を含んでフイルタ回路16が構
成される。
フイルタ回路16からの出力信号U3は、検出
手段である検波回路17に与えられる。検波回路
17からの出力信号U4は、平均化手段である積
分回路18に与えられ、ステレオパイロツト信号
の平均レベルが求められる。この積分回路18は
抵抗19と、コンデンサ20とを含んで構成され
る。検波回路17からの出力信号U4はまた、レ
ベル変位回路21,22にそれぞれ与えられる。
手段である検波回路17に与えられる。検波回路
17からの出力信号U4は、平均化手段である積
分回路18に与えられ、ステレオパイロツト信号
の平均レベルが求められる。この積分回路18は
抵抗19と、コンデンサ20とを含んで構成され
る。検波回路17からの出力信号U4はまた、レ
ベル変位回路21,22にそれぞれ与えられる。
レベル変位回路21は、入力された信号U4を
負極方向に予め定めた値Vsだけレベル変位して、
信号U5として比較器23の非反転入力端子に与
える。レベル変位回路22は、入力された信号U
4を正極方向に予め定めた値Vsだけレベル変位
して、信号U6として比較器24の反転入力端子
に与える。比較器23の反転入力端子と比較器2
4の非反転入力端子とには、積分回路18からの
前記ステレオパイロツト信号の平均レベルを表わ
す信号U7が与えられる。比較器23,24から
の出力は、ORゲート25を介して信号U8とし
て出力端子26に導出される。レベル変位回路2
1,22と、積分回路18と、比較器23,24
と、ORゲート25とを含んで変動検出回路27
が構成される。
負極方向に予め定めた値Vsだけレベル変位して、
信号U5として比較器23の非反転入力端子に与
える。レベル変位回路22は、入力された信号U
4を正極方向に予め定めた値Vsだけレベル変位
して、信号U6として比較器24の反転入力端子
に与える。比較器23の反転入力端子と比較器2
4の非反転入力端子とには、積分回路18からの
前記ステレオパイロツト信号の平均レベルを表わ
す信号U7が与えられる。比較器23,24から
の出力は、ORゲート25を介して信号U8とし
て出力端子26に導出される。レベル変位回路2
1,22と、積分回路18と、比較器23,24
と、ORゲート25とを含んで変動検出回路27
が構成される。
入力端子12から入力されるステレオコンポジ
ツト信号U1は、第2図に示されるように、左右
チヤネルの和(L+R)信号と、差(L−R)信
号の両側波帯と、19KHzのステレオパイロツト信
号と、57KHzの交通情報のためのパイロツト信号
とを含んで構成される。
ツト信号U1は、第2図に示されるように、左右
チヤネルの和(L+R)信号と、差(L−R)信
号の両側波帯と、19KHzのステレオパイロツト信
号と、57KHzの交通情報のためのパイロツト信号
とを含んで構成される。
このようなステレオコンポジツト信号U1を説
明の簡単化のため、第3図1で示されれるよう
に、左右各チヤネルの信号を等しく、すなわちL
−R=0とし、また前述した交通情報のためのパ
イロツト信号は含まないものとすると、マルチパ
スが発生していないときのLPF13の出力信号
U2は第4図1で示され、またこの出力信号U2
から19KHzのステレオパイロツト信号とそのサイ
ド・スペクトラム成分とを抽出したものを第5図
1で示す。
明の簡単化のため、第3図1で示されれるよう
に、左右各チヤネルの信号を等しく、すなわちL
−R=0とし、また前述した交通情報のためのパ
イロツト信号は含まないものとすると、マルチパ
スが発生していないときのLPF13の出力信号
U2は第4図1で示され、またこの出力信号U2
から19KHzのステレオパイロツト信号とそのサイ
ド・スペクトラム成分とを抽出したものを第5図
1で示す。
マルチパスが発生すると、ステレオコンポジツ
ト信号U1の周波数スペクトラムは、第3図2で
示されるように、19KHz付近、38KHz付近および
57KHz付近において、それぞれステレオパイロツ
ト信号とその第2高調波および第3高調波と、こ
れらの信号および高調波のサイド・スペクトラム
成分とが現れる。このとき、マルチパスの発生部
分でステレオパイロツト信号の振幅が増大されて
いると、LPF13の出力信号U2は第4図2で
示されるように、たとえばL+R信号の各頂点付
近でステレオパイロツト信号が増強された歪が生
じている。このときのステレオパイロツト信号と
そのサイド・スペクトラム成分とを抽出したもの
を第5図2で示す。
ト信号U1の周波数スペクトラムは、第3図2で
示されるように、19KHz付近、38KHz付近および
57KHz付近において、それぞれステレオパイロツ
ト信号とその第2高調波および第3高調波と、こ
れらの信号および高調波のサイド・スペクトラム
成分とが現れる。このとき、マルチパスの発生部
分でステレオパイロツト信号の振幅が増大されて
いると、LPF13の出力信号U2は第4図2で
示されるように、たとえばL+R信号の各頂点付
近でステレオパイロツト信号が増強された歪が生
じている。このときのステレオパイロツト信号と
そのサイド・スペクトラム成分とを抽出したもの
を第5図2で示す。
またマルチパスの発生部分でステレオパイロツ
ト信号の振幅が減衰されると、LPF13の出力
信号U2は第4図3で示されるように、たとえば
L+R信号の各頂点付近でステレオパイロツト信
号が減衰された歪が生じる。このときのステレオ
パイロツト信号とそのサイド・スペクトラム成分
とを抽出したものを第5図3で示す。第5図2お
よび第5図3から明らかなように、マルチパスが
発生したときにはステレオパイロツト信号は等価
的に振幅変調を受けることになる。
ト信号の振幅が減衰されると、LPF13の出力
信号U2は第4図3で示されるように、たとえば
L+R信号の各頂点付近でステレオパイロツト信
号が減衰された歪が生じる。このときのステレオ
パイロツト信号とそのサイド・スペクトラム成分
とを抽出したものを第5図3で示す。第5図2お
よび第5図3から明らかなように、マルチパスが
発生したときにはステレオパイロツト信号は等価
的に振幅変調を受けることになる。
第6図は、第1図に示されたマルチパス検出装
置11の具体的構成を示す電気回路図であり、第
1図に対応する部分には同一の参照符を付す。入
力端子12から入力されたステレオコンポジツト
信号U1は、LPF13によつて20KHz以上の不要
な高域成分が除去されて、L+R信号およびステ
レオパイロツト信号を含んだ出力信号U2が得ら
れる。
置11の具体的構成を示す電気回路図であり、第
1図に対応する部分には同一の参照符を付す。入
力端子12から入力されたステレオコンポジツト
信号U1は、LPF13によつて20KHz以上の不要
な高域成分が除去されて、L+R信号およびステ
レオパイロツト信号を含んだ出力信号U2が得ら
れる。
この出力信号U2は、結合コンデンサ31から
端子aを介して、トランジスタQ1のベースに与
えられる。このトランジスタQ1は、トランジス
タQ2,Q4などと共に差動増幅回路を構成して
おり、トランジスタQ4のベースには、端子bを
介して19KHzの共振周波数を有する共振回路32
が接続される。この差動増幅回路と共振回路32
とによつてBPF14が構成される。BPF14か
らの出力は、トランジスタQ2のコレクタと、ト
ランジスタQ4のコレクタとの接続点33から導
出され、トランジスタQ5〜Q8を含んで構成さ
れる増幅器15に与えられる。
端子aを介して、トランジスタQ1のベースに与
えられる。このトランジスタQ1は、トランジス
タQ2,Q4などと共に差動増幅回路を構成して
おり、トランジスタQ4のベースには、端子bを
介して19KHzの共振周波数を有する共振回路32
が接続される。この差動増幅回路と共振回路32
とによつてBPF14が構成される。BPF14か
らの出力は、トランジスタQ2のコレクタと、ト
ランジスタQ4のコレクタとの接続点33から導
出され、トランジスタQ5〜Q8を含んで構成さ
れる増幅器15に与えられる。
増幅器15からの出力信号U3は、ライン34
に導出されて、検波回路17のトランジスタQ9
のベースに与えられるとともに、端子cに接続さ
れる抵抗35を介して、差動増幅回路を構成する
トランジスタQ4のベースに負帰還される。前述
の差動増幅回路と増幅器15とは仮想線によつて
表された演算増幅器36に等価的に置換えること
ができる。
に導出されて、検波回路17のトランジスタQ9
のベースに与えられるとともに、端子cに接続さ
れる抵抗35を介して、差動増幅回路を構成する
トランジスタQ4のベースに負帰還される。前述
の差動増幅回路と増幅器15とは仮想線によつて
表された演算増幅器36に等価的に置換えること
ができる。
検波回路17はトランジスタQ9〜Q14を含
んで構成され、トランジスタQ9,Q13のコレ
クタには互いに逆相の波形が得られる。したがつ
て、検波トランジスタQ10,Q12のエミツタ
電流の和は、トランジスタQ9のベースに加えら
れる波形の正と負との両半サイクルに対応して増
加する脈流として出力される。検波回路17から
の出力信号U4は、抵抗R11から端子dに接続
されるコンデンサ37および定電流源を構成する
トランジスタQ14を介して、ライン38に導出
される。
んで構成され、トランジスタQ9,Q13のコレ
クタには互いに逆相の波形が得られる。したがつ
て、検波トランジスタQ10,Q12のエミツタ
電流の和は、トランジスタQ9のベースに加えら
れる波形の正と負との両半サイクルに対応して増
加する脈流として出力される。検波回路17から
の出力信号U4は、抵抗R11から端子dに接続
されるコンデンサ37および定電流源を構成する
トランジスタQ14を介して、ライン38に導出
される。
ライン38に導出された信号U4は、抵抗19
および端子eに接続されるコンデンサ20とによ
つて構成される積分回路18によつて、その平均
レベルを表わす信号U7がライン39に導出され
る。ライン38に導出された信号U4はまた、抵
抗R19を介して、比較器23の非反転入力側の
トランジスタQ28のベースと、比較器24の反
転入力側のトランジスタQ23のベースとにそれ
ぞれ与えられる。比較器23はトランジスタQ2
8,Q30を含んで構成される差動増幅回路を有
しており、同様に比較器24はトランジスタQ2
3,Q26を含んで構成される差動増幅回路を有
している。積分回路18からの出力信号U7は、
比較器23の反転入力側のトランジスタQ30の
ベースと、比較器24の非反転入力側のトランジ
スタQ26のベースとにそれぞれ与えられる。比
較器23,24からの出力は、ORゲートである
トランジスタQ27のコレクタから導出される。
および端子eに接続されるコンデンサ20とによ
つて構成される積分回路18によつて、その平均
レベルを表わす信号U7がライン39に導出され
る。ライン38に導出された信号U4はまた、抵
抗R19を介して、比較器23の非反転入力側の
トランジスタQ28のベースと、比較器24の反
転入力側のトランジスタQ23のベースとにそれ
ぞれ与えられる。比較器23はトランジスタQ2
8,Q30を含んで構成される差動増幅回路を有
しており、同様に比較器24はトランジスタQ2
3,Q26を含んで構成される差動増幅回路を有
している。積分回路18からの出力信号U7は、
比較器23の反転入力側のトランジスタQ30の
ベースと、比較器24の非反転入力側のトランジ
スタQ26のベースとにそれぞれ与えられる。比
較器23,24からの出力は、ORゲートである
トランジスタQ27のコレクタから導出される。
したがつて比較器23では、トランジスタQ2
8および抵抗R24によつて等価的に負極側にレ
ベル変位された信号U5が積分回路18の出力信
号U7以上となつたときに、トランジスタQ27
が導通され、また比較器24では、トランジスタ
Q25および抵抗R23によつて等価的に正極側
にレベル変位された信号U6が積分回路18の出
力信号U7未満となつたときに、トランジスタQ
27が導通される。トランジスタQ27からの出
力は、カレントミラー回路40に与えられ、その
電流値が指数関数的に増幅されて、出力端子26
に信号U8として導出される。
8および抵抗R24によつて等価的に負極側にレ
ベル変位された信号U5が積分回路18の出力信
号U7以上となつたときに、トランジスタQ27
が導通され、また比較器24では、トランジスタ
Q25および抵抗R23によつて等価的に正極側
にレベル変位された信号U6が積分回路18の出
力信号U7未満となつたときに、トランジスタQ
27が導通される。トランジスタQ27からの出
力は、カレントミラー回路40に与えられ、その
電流値が指数関数的に増幅されて、出力端子26
に信号U8として導出される。
検波回路17と変動検出回路27との間には、
バイアス回路28が介在されており、ライン29
を介して各回路16,17,27に電圧Vccを供
給する。
バイアス回路28が介在されており、ライン29
を介して各回路16,17,27に電圧Vccを供
給する。
第7図は、マルチパスが発生し、かつステレオ
パイロツト信号の振幅が増大されているときの動
作を説明するための波形図である。LPF13か
らの出力信号U2は、第7図1で示されるように
L+R信号の各頂点付近でステレオパイロツト信
号が増強された歪みが生じている。この信号U2
からBPF14および増幅器15によつて、第7
図2で示されるようにステレオパイロツト信号と
そのサイド・スペクトラム成分とが抽出され、出
力信号U3として検波回路17に与えられる。検
波回路17では、入力信号U3を第7図3で示さ
れるように包絡線検波を行い、検波出力である信
号U4をライン38に導出する。
パイロツト信号の振幅が増大されているときの動
作を説明するための波形図である。LPF13か
らの出力信号U2は、第7図1で示されるように
L+R信号の各頂点付近でステレオパイロツト信
号が増強された歪みが生じている。この信号U2
からBPF14および増幅器15によつて、第7
図2で示されるようにステレオパイロツト信号と
そのサイド・スペクトラム成分とが抽出され、出
力信号U3として検波回路17に与えられる。検
波回路17では、入力信号U3を第7図3で示さ
れるように包絡線検波を行い、検波出力である信
号U4をライン38に導出する。
検波回路17の出力信号U4は、抵抗R19を
介して比較器23の非反転入力側のトランジスタ
Q28のベースに与えられることによつて、第7
図3において仮想線l1で示されるように、予め
定めた値Vsだけ負極側にレベル変位されて信号
U5となる。検波回路17の出力信号U4はま
た、抵抗R19を介して比較器24の反転入力側
のトランジスタQ23のベースに与えられること
によつて、第7図3において仮想線l2で示され
るように、正極側に予め定めた値Vsだけレベル
変位されて信号U6となる。さらにまた検波回路
17からの出力信号U4は積分回路18に与えら
れ、第7図3において破線l3で示されるよう
に、その平均レベルに対応した出力信号U7が導
出される。
介して比較器23の非反転入力側のトランジスタ
Q28のベースに与えられることによつて、第7
図3において仮想線l1で示されるように、予め
定めた値Vsだけ負極側にレベル変位されて信号
U5となる。検波回路17の出力信号U4はま
た、抵抗R19を介して比較器24の反転入力側
のトランジスタQ23のベースに与えられること
によつて、第7図3において仮想線l2で示され
るように、正極側に予め定めた値Vsだけレベル
変位されて信号U6となる。さらにまた検波回路
17からの出力信号U4は積分回路18に与えら
れ、第7図3において破線l3で示されるよう
に、その平均レベルに対応した出力信号U7が導
出される。
第7図3から明らかなように、比較器24の入
力信号U6は平均レベルを表わす信号U7を超え
ており、したがつてトランジスタQ26は遮断し
たままである。これに対して比較器23におい
て、前記L+R信号の各頂点付近では、信号U5
が信号U7以上となり、トランジスタQ28が導
通し、出力端子26に第7図4で示されるような
マルチパスの発生を表わす信号U8が導出され
る。
力信号U6は平均レベルを表わす信号U7を超え
ており、したがつてトランジスタQ26は遮断し
たままである。これに対して比較器23におい
て、前記L+R信号の各頂点付近では、信号U5
が信号U7以上となり、トランジスタQ28が導
通し、出力端子26に第7図4で示されるような
マルチパスの発生を表わす信号U8が導出され
る。
第8図は、マルチパスが発生し、かつステレオ
パイロツト信号の振幅が減衰されているときの動
作を説明するための波形図である。LPF13の
出力信号U2は、第8図1で示されるようにL+
R信号の各頂点付近において、ステレオパイロツ
ト信号が減衰されており、したがつてフイルタ回
路16からは第8図2で示されるような出力信号
U3が導出される。検波回路17はこの信号U3
を第8図3に示されるように包絡線検波を行い、
その出力信号U4をライン38に導出する。
パイロツト信号の振幅が減衰されているときの動
作を説明するための波形図である。LPF13の
出力信号U2は、第8図1で示されるようにL+
R信号の各頂点付近において、ステレオパイロツ
ト信号が減衰されており、したがつてフイルタ回
路16からは第8図2で示されるような出力信号
U3が導出される。検波回路17はこの信号U3
を第8図3に示されるように包絡線検波を行い、
その出力信号U4をライン38に導出する。
検波回路17の出力信号U4は、抵抗R19を
介して比較器23の非反転入力側のトランジスタ
Q28のベースに与えられることによつて、第8
図3において仮想線l1aで示されるように、予
め定めた値Vsだけ負極側にレベル変位されて信
号U5となる。検波回路17の出力はまた、抵抗
R19を介して比較器24の反転入力側のトラン
ジスタQ23のベースに与えられることによつ
て、第8図3において仮想線l2aで示されるよ
うに、正極側に予め定めた値Vsだけレベル変位
されて信号U6となる。さらにまた検波回路17
の出力信号U4は積分回路18に与えられ、この
積分回路18からは第8図3において破線l3a
で示されるように、その平均レベルを表わす信号
U7が導出される。
介して比較器23の非反転入力側のトランジスタ
Q28のベースに与えられることによつて、第8
図3において仮想線l1aで示されるように、予
め定めた値Vsだけ負極側にレベル変位されて信
号U5となる。検波回路17の出力はまた、抵抗
R19を介して比較器24の反転入力側のトラン
ジスタQ23のベースに与えられることによつ
て、第8図3において仮想線l2aで示されるよ
うに、正極側に予め定めた値Vsだけレベル変位
されて信号U6となる。さらにまた検波回路17
の出力信号U4は積分回路18に与えられ、この
積分回路18からは第8図3において破線l3a
で示されるように、その平均レベルを表わす信号
U7が導出される。
したがつて第8図3で示されるように、信号U
5は平均レベルを表わす信号U7以上となること
はなく、比較器23のトランジスタQ28は遮断
したままである。これに対して比較器24におい
て、前述のL+R信号の各頂点付近では、信号U
6が信号U7未満となり、トランジスタQ26が
導通し、出力端子26には第8図4で示されるよ
うに、マルチパスの発生を表わす信号U8が導出
される。
5は平均レベルを表わす信号U7以上となること
はなく、比較器23のトランジスタQ28は遮断
したままである。これに対して比較器24におい
て、前述のL+R信号の各頂点付近では、信号U
6が信号U7未満となり、トランジスタQ26が
導通し、出力端子26には第8図4で示されるよ
うに、マルチパスの発生を表わす信号U8が導出
される。
第9図は、第1図および第6図に示されたマル
チパス検出装置11が用いられるFM放送の受信
機41のブロツク図である。この受信機41は車
載用として用いられ、2つのアンテナ42,43
を有し、いわゆるダイバシチ受信が行われる。ア
ンテナ42は車体のたとえばリアトランク付近に
立設され、またアンテナ43はたとえばリアウイ
ンドに貼付けなどによつて設けられ、これらのア
ンテナ42,43は、切換回路44によつてフロ
ントエンド回路45と選択的に接続される。アン
テナ42,43の受信信号はフロントエンド回路
45において同調・増幅の後、周波数変換され、
中間周波回路46に与えられ復調される。中間周
波回路46からのステレオコンポジツト信号U1
は、ステレオ復調回路47に与えられ、L,R各
チヤネルに復調され、低周波増幅回路48,49
を介して、スピーカ50,51からそれぞれ音響
化される。
チパス検出装置11が用いられるFM放送の受信
機41のブロツク図である。この受信機41は車
載用として用いられ、2つのアンテナ42,43
を有し、いわゆるダイバシチ受信が行われる。ア
ンテナ42は車体のたとえばリアトランク付近に
立設され、またアンテナ43はたとえばリアウイ
ンドに貼付けなどによつて設けられ、これらのア
ンテナ42,43は、切換回路44によつてフロ
ントエンド回路45と選択的に接続される。アン
テナ42,43の受信信号はフロントエンド回路
45において同調・増幅の後、周波数変換され、
中間周波回路46に与えられ復調される。中間周
波回路46からのステレオコンポジツト信号U1
は、ステレオ復調回路47に与えられ、L,R各
チヤネルに復調され、低周波増幅回路48,49
を介して、スピーカ50,51からそれぞれ音響
化される。
中間周波回路46からのステレオコンポジツト
信号U1はまた、マルチパス検出装置11に与え
られる。マルチパス検出装置11は、前述のよう
にして、マルチパスの発生が検出されたときには
信号U8を導出し、制御回路52に与える。制御
回路52は、この信号U8に基づいて切換回路4
4を制御し、アンテナ42,43を選択的にフロ
ントエンド回路45に接続する。このように受信
状態に応じてアンテナ42,43を切換えること
によつて、マルチパスの影響を少なくして受信状
態を改善することができる。
信号U1はまた、マルチパス検出装置11に与え
られる。マルチパス検出装置11は、前述のよう
にして、マルチパスの発生が検出されたときには
信号U8を導出し、制御回路52に与える。制御
回路52は、この信号U8に基づいて切換回路4
4を制御し、アンテナ42,43を選択的にフロ
ントエンド回路45に接続する。このように受信
状態に応じてアンテナ42,43を切換えること
によつて、マルチパスの影響を少なくして受信状
態を改善することができる。
このように本件マルチパス検出装置11では、
マルチパスが発生したときに等価的に振幅変調を
受ける19KHzのステレオパイロツト信号の検波信
号U4を、異なつた極性方向に予め定めた値Vs
だけレベル変位して、得られた信号U5,6の範
囲内に前記検波信号U4の平均レベルを表わす信
号U7がないときには、マルチパスの発生を表わ
す信号U8を導出するようにしたので、マルチパ
スの発生によつてステレオパイロツト信号の振幅
が増大されているときはもちろんのこと、ステレ
オパイロツト信号の振幅が減衰されているときを
検出することができ、マルチパスの発生を確実に
検出することができる。またステレオパイロツト
信号の変調度が放送局によつて若干異なつている
場合でも、マルチパスの発生を確実に検出するこ
とができる。さらにフイルタ回路16には、比較
的尖鋭な周波数特性を必要とすることなく、した
がつて先行技術におけるBEF6などの部品が不
要となり、調整作業を省略することができるとと
もに、構成を簡略化することができる。
マルチパスが発生したときに等価的に振幅変調を
受ける19KHzのステレオパイロツト信号の検波信
号U4を、異なつた極性方向に予め定めた値Vs
だけレベル変位して、得られた信号U5,6の範
囲内に前記検波信号U4の平均レベルを表わす信
号U7がないときには、マルチパスの発生を表わ
す信号U8を導出するようにしたので、マルチパ
スの発生によつてステレオパイロツト信号の振幅
が増大されているときはもちろんのこと、ステレ
オパイロツト信号の振幅が減衰されているときを
検出することができ、マルチパスの発生を確実に
検出することができる。またステレオパイロツト
信号の変調度が放送局によつて若干異なつている
場合でも、マルチパスの発生を確実に検出するこ
とができる。さらにフイルタ回路16には、比較
的尖鋭な周波数特性を必要とすることなく、した
がつて先行技術におけるBEF6などの部品が不
要となり、調整作業を省略することができるとと
もに、構成を簡略化することができる。
効 果
以上のように本発明によれば、振幅変化成分が
減衰していてもマルチパスの発生を検出すること
ができ、検出精度を向上することができる。また
フイルタには比較的尖鋭な周波数特性を必要とせ
ず、したがつて構成を簡略化することができる。
減衰していてもマルチパスの発生を検出すること
ができ、検出精度を向上することができる。また
フイルタには比較的尖鋭な周波数特性を必要とせ
ず、したがつて構成を簡略化することができる。
第1図は本発明の一実施例のマルチパス検出装
置11のブロツク図、第2図はステレオコンポジ
ツト信号U1の周波数スペクトラムを示す図、第
4図はマルチパスが発生したときのステレオコン
ポジツト信号U1の周波数スペクトラムを説明す
るための図、第4図はマルチパスが発生したとき
の動作を説明するためのLPF13の出力信号U
2の波形図、第5図はマルチパスが発生したとき
の動作を説明するためのステレオパイロツト信号
の波形図、第6図は第1図に示されたマルチパス
検出装置11の具体的構成を示す電気回路図、第
7図はマルチパスが発生しかつステレオパイロツ
ト信号の振幅が増大されているときの動作を説明
するための波形図、第8図はマルチパスが発生し
かつステレオパイロツト信号の振幅が減衰されて
いるときの動作を説明するための波形図、第9図
は本発明に従うマルチパス検出装置11が用いら
れる受信機41のブロツク図、第10図は先行技
術のマルチパス検出装置1のブロツク図、第11
図は先行技術のフイルタ回路8の周波数特性を示
す図、第12図は先行技術のマルチパスの検出動
作を説明するための波形図である。 11……マルチパス検出装置、13……LPF、
14……BPF、15……増幅器、16……フイ
ルタ回路、17……検波回路、18……積分回
路、21,22……レベル変位回路、23,24
……比較器、25……ORゲート、27……変動
検出回路、41……受信機。
置11のブロツク図、第2図はステレオコンポジ
ツト信号U1の周波数スペクトラムを示す図、第
4図はマルチパスが発生したときのステレオコン
ポジツト信号U1の周波数スペクトラムを説明す
るための図、第4図はマルチパスが発生したとき
の動作を説明するためのLPF13の出力信号U
2の波形図、第5図はマルチパスが発生したとき
の動作を説明するためのステレオパイロツト信号
の波形図、第6図は第1図に示されたマルチパス
検出装置11の具体的構成を示す電気回路図、第
7図はマルチパスが発生しかつステレオパイロツ
ト信号の振幅が増大されているときの動作を説明
するための波形図、第8図はマルチパスが発生し
かつステレオパイロツト信号の振幅が減衰されて
いるときの動作を説明するための波形図、第9図
は本発明に従うマルチパス検出装置11が用いら
れる受信機41のブロツク図、第10図は先行技
術のマルチパス検出装置1のブロツク図、第11
図は先行技術のフイルタ回路8の周波数特性を示
す図、第12図は先行技術のマルチパスの検出動
作を説明するための波形図である。 11……マルチパス検出装置、13……LPF、
14……BPF、15……増幅器、16……フイ
ルタ回路、17……検波回路、18……積分回
路、21,22……レベル変位回路、23,24
……比較器、25……ORゲート、27……変動
検出回路、41……受信機。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 受信すべき電波に予め定めた一定レベルで含
まれる予め定めた周波数の信号を抽出するフイル
タと、 前記フイルタの出力から前記予め定めた周波数
の信号の振幅変化成分を検出する検出手段と、 前記振幅変化成分の平均レベルを求める平均化
手段と、 前記振幅変化成分を異なつた極性方向にそれぞ
れレベル変位するレベル変位手段と、 前記各レベル変位手段によつて変位されたレベ
ルと、前記平均レベルとをそれぞれ比較する比較
手段とを含み、 前記比較手段は、比較動作の結果、前記平均レ
ベルが前記各レベル変位手段によつて変位された
レベル間にないときには、マルチパスが発生して
いることを表わす出力を導出することを特徴とす
るマルチパス検出装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62192184A JPS6436133A (en) | 1987-07-30 | 1987-07-30 | Multi-path detector |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62192184A JPS6436133A (en) | 1987-07-30 | 1987-07-30 | Multi-path detector |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6436133A JPS6436133A (en) | 1989-02-07 |
JPH0431609B2 true JPH0431609B2 (ja) | 1992-05-27 |
Family
ID=16287076
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP62192184A Granted JPS6436133A (en) | 1987-07-30 | 1987-07-30 | Multi-path detector |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6436133A (ja) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4813907B2 (ja) * | 2006-01-27 | 2011-11-09 | アンリツ株式会社 | 電界強度測定装置 |
-
1987
- 1987-07-30 JP JP62192184A patent/JPS6436133A/ja active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS6436133A (en) | 1989-02-07 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
NL192169C (nl) | Ruimtediversiteitsontvanger. | |
EP0185729A1 (en) | Compatible am broadcast/data transmission system | |
US4206317A (en) | Reduction of adjacent channel interference | |
US4192970A (en) | Reduction of adjacent channel interference | |
JPH01162020A (ja) | Fmラジオ受信機 | |
JPH0527290B2 (ja) | ||
EP1081870A1 (en) | Detection of noise in a frequency demodulated FM-audio broadcast signal | |
JPS6214974B2 (ja) | ||
JPH0431609B2 (ja) | ||
US4216353A (en) | Adaptive multiplex blend control for stereo decoder to maintain signal to noise ratio | |
EP0013149A1 (en) | FM stereo signal demodulator | |
US4224471A (en) | FM Radio receiver | |
EP0047522B1 (en) | Stereo identifying signal detection device | |
JPS6239858B2 (ja) | ||
JPH0423849B2 (ja) | ||
EP0056270A1 (en) | Aural signal demodulation apparatus for a television receiver | |
JPH0422585Y2 (ja) | ||
JPS6333813B2 (ja) | ||
JPS5831780B2 (ja) | Fm ジユシンキ | |
JP2928041B2 (ja) | Fm受信機 | |
JPH0422586Y2 (ja) | ||
US3339024A (en) | Time sampling stereophonic receiver circuit | |
JP3512263B2 (ja) | 車載tv受信機用ノイズ・キャンセラ | |
JPS5853531B2 (ja) | ステレオ復調回路 | |
KR970004789B1 (ko) | 음성 다중 시스템 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |