JPH0431609B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、たとえば周波数変調放送の受信機な
どに好適に実施され、直接波と反射波との干渉に
よつて生じるマルチパスを検出するための装置に
関する。

背景技術 たとえば周波数変調（以下、FMと略称する）
放送の受信機においてマルチパスが発生した場
合、その受信機にダイバシチアンテナが用いられ
ているときには、アンテナの切換えが行なわれ、
またその受信機がステレオ放送を受信することが
できるときには、左チヤネルの信号と右チヤネル
の信号とを分離する動作が停止され、受信状態お
よび信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）を改善するように
構成されている。

FM放送においてマルチパスが発生すると、ス
テレオコンポジツトに含まれる和信号、差信号お
よびステレオパイロツト信号などには、それぞれ
高域成分とサイド・スペクトラム成分とが発生す
る。このため、従来からこの高域成分およびサイ
ド・スペクトラム成分を検出することによつて、
マルチパスを検出することが提案されている。

典型的な先行技術のマルチパス検出装置は、特
開昭58−195334で示される。この先行技術では、
マルチパスが発生したときに現われるステレオパ
イロツト信号の第３高調波（57KHz）を検出して
いる。

この先行技術の問題は、前記第３高調波が現わ
れる57KHzの周波数帯域は、欧米諸国では交通情
報を送るパイロツト信号として用いられているた
め、これらの地域では使用することができないと
いうことである。

また他の先行技術は、特開昭61−167235で示さ
れる。第１０図は、その先行技術のマルチパス検
出装置１のブロツク図である。FM検波器で復調
されたステレオコンポジツト信号Ｓ１は、入力端
子２から低域波器（略称LPF）３に与えられ
る。LPF３の遮断周波数はたとえば20KHzであ
る。LPF３の出力信号Ｓ２は、帯域波器（略
称BPF）から増幅器５を介して、ノツチフイル
タと呼ばれる帯域阻止器（略称BEF）６に与え
られる。

BPF４の通過帯域はたとえば19KHz±1KHz程
度であり、またBEF６の阻止帯域はたとえば19K
Hz±250Hz程度であり、前述したBPF４の通過帯
域よりも狭く選ばれる。したがつてBPF４、増
幅器５およびBEF６を含めたフイルタ回路８の
周波数特性は第１１図に示されるようになる。
BEF６を設けている理由は、19KHzのステレオパ
イロツト信号のサイド・スペクトラム成分を強調
して抽出することによつて、マルチパスの発生に
よる信号の歪を精度良く検出するためである。し
たがつてBEF６は尖鋭な特性を持つものが望ま
しい。

フイルタ回路８からの出力信号Ｓ３は、検波回
路７に与えられる。検波回路７からの出力信号Ｓ
４は比較器９の非反転入力端子に与えられ、この
比較器９の反転入力端子には基準電圧Erが与え
られる。比較器９の出力信号Ｓ５は、出力端子１
０に導出される。

第１２図はマルチパスの検出動作を説明するた
めの波形図である。なお説明の簡略化のために、
左右各チヤネルの信号を等しく、すなわちＬ−Ｒ
＝０とする。

マルチパスが発生したときのFM検波後のステ
レオコンポジツト信号Ｓ１が入力端子２から入力
されると、LPF３によつて第１２図１で示され
るように20KHz以上の不要な高域成分が除去され
て、Ｌ＋Ｒ信号およびステレオパイロツト信号を
含んだ出力信号Ｓ２が得られる。この出力信号Ｓ
２は、Ｌ＋Ｒ信号の各頂点付近で、ステレオパイ
ロツト信号に歪が生じたものとなつている。すな
わちステレオパイロツト信号とそのサイド・スペ
クトラム成分とを抽出すると、第１２図２で示さ
れるような波形が得られる。

この信号Ｓ２が入力されることによつて、フイ
ルタ回路８からは第１２図３で示される信号Ｓ３
が導出される。このフイルタ回路８の周波数特性
は前述のように第１１図に示されており、したが
つて信号Ｓ３は前述したステレオパイロツト信号
に歪の生じた部分、すなわちマルチパスの発生に
よるステレオパイロツト信号のサイド・スペクト
ラム成分が特に強調されている。

この信号Ｓ３は検波回路７によつて包絡線検波
され、比較器９の非反転入力端子には第１２図４
で示される信号Ｓ４が入力される。この信号Ｓ４
は比較器９において、第１２図４において仮想線
で示される基準電圧Erによつてレベル弁別され、
したがつて比較器９からはマルチパスの発生に対
応して第１２図５で示される信号Ｓ５が導出され
る。この信号Ｓ５によつて、前述したようなアン
テナの切換動作が行なわれ、またステレオ信号の
分離動作が停止される。

発明が解決すべき問題点 このような第１０図で示された先行技術では、
フイルタ回路８には第１１図に示されるように尖
鋭な周波数特性が要求されるため、BEF６には
比較的厳密な調整作業を必要とし、コスト高にな
ることである。

本発明の目的は、マルチパスの発生を確実に検
出することができ、かつ構成の簡略化されたマル
チパス検出装置を提供することである。

問題点を解決するための手段 本発明は、受信すべき電波に予め定めた一定レ
ベルで含まれる予め定めた周波数の信号を抽出す
るフイルタと、 前記フイルタの出力から前記予め定めた周波数
の信号の振幅変化成分を検出する検出手段と、 前記振幅変化成分の平均レベルを求める平均化
手段と、 前記振幅変化成分を異なつた極性方向にそれぞ
れレベル変位するレベル変位手段と、 前記各レベル変位手段によつて変位されたレベ
ルと、前記平均レベルとをそれぞれ比較する比較
手段とを含み、 前記比較手段は、比較動作の結果、前記平均レ
ベルが前記各レベル変位手段によつて変位された
レベル間にないときには、マルチパスが発生して
いることを表わす出力を導出することを特徴とす
るマルチパス検出装置である。

作 用 本発明に従えば、たとえばFM放送などの受信
すべき電波に予め定めた一定レベルで含まれる予
め定めた周波数のたとえばパイロツト信号をフイ
ルタによつて抽出し、こうして抽出された出力か
ら検出手段によつて振幅変化成分が検出される。
この振幅変化成分はレベル変位手段によつて異な
つた極性方向にそれぞれレベル変位されるととも
に、平均化手段によつてその平均レベルが求めら
れる。

したがつて負極方向にレベル変位された振幅変
化成分がその平均レベルより高いときには、直接
波と反射波とが逆相付近であつて、かつ前記予め
定めた周波数の信号の振幅が増大されていること
を表わし、比較手段からはマルチパスが発生して
いることを表わす出力が導出される。また正極側
にレベル変位された振幅変化成分がその平均レベ
ル未満であるときには、直接波と反射波とが逆相
付近であつて、かつ前記振幅変化成分が減衰され
ていることを表わし、比較手段からはマルチパス
が発生していることを表わす出力が導出される。

実施例 第１図は、本発明の一実施例のマルチパス検出
装置１１のブロツク図である。FM検波器で復調
されたステレオコンポジツト信号Ｕ１は、入力端
子１２からLPF１３に与えられる。LPF１３の
遮断周波数はたとえば20KHzである。LPF１３の
出力信号Ｕ２は、BPF１４を介して増幅器１５
に与えられる。BPF１４の通過帯域はたとえば
19KHz±1KHz程度である。LPF１３、BPF１４
および増幅器１５を含んでフイルタ回路１６が構
成される。

フイルタ回路１６からの出力信号Ｕ３は、検出
手段である検波回路１７に与えられる。検波回路
１７からの出力信号Ｕ４は、平均化手段である積
分回路１８に与えられ、ステレオパイロツト信号
の平均レベルが求められる。この積分回路１８は
抵抗１９と、コンデンサ２０とを含んで構成され
る。検波回路１７からの出力信号Ｕ４はまた、レ
ベル変位回路２１，２２にそれぞれ与えられる。

レベル変位回路２１は、入力された信号Ｕ４を
負極方向に予め定めた値Vsだけレベル変位して、
信号Ｕ５として比較器２３の非反転入力端子に与
える。レベル変位回路２２は、入力された信号Ｕ
４を正極方向に予め定めた値Vsだけレベル変位
して、信号Ｕ６として比較器２４の反転入力端子
に与える。比較器２３の反転入力端子と比較器２
４の非反転入力端子とには、積分回路１８からの
前記ステレオパイロツト信号の平均レベルを表わ
す信号Ｕ７が与えられる。比較器２３，２４から
の出力は、ORゲート２５を介して信号Ｕ８とし
て出力端子２６に導出される。レベル変位回路２
１，２２と、積分回路１８と、比較器２３，２４
と、ORゲート２５とを含んで変動検出回路２７
が構成される。

入力端子１２から入力されるステレオコンポジ
ツト信号Ｕ１は、第２図に示されるように、左右
チヤネルの和（Ｌ＋Ｒ）信号と、差（Ｌ−Ｒ）信
号の両側波帯と、19KHzのステレオパイロツト信
号と、57KHzの交通情報のためのパイロツト信号
とを含んで構成される。

このようなステレオコンポジツト信号Ｕ１を説
明の簡単化のため、第３図１で示されれるよう
に、左右各チヤネルの信号を等しく、すなわちＬ
−Ｒ＝０とし、また前述した交通情報のためのパ
イロツト信号は含まないものとすると、マルチパ
スが発生していないときのLPF１３の出力信号
Ｕ２は第４図１で示され、またこの出力信号Ｕ２
から19KHzのステレオパイロツト信号とそのサイ
ド・スペクトラム成分とを抽出したものを第５図
１で示す。

マルチパスが発生すると、ステレオコンポジツ
ト信号Ｕ１の周波数スペクトラムは、第３図２で
示されるように、19KHz付近、38KHz付近および
57KHz付近において、それぞれステレオパイロツ
ト信号とその第２高調波および第３高調波と、こ
れらの信号および高調波のサイド・スペクトラム
成分とが現れる。このとき、マルチパスの発生部
分でステレオパイロツト信号の振幅が増大されて
いると、LPF１３の出力信号Ｕ２は第４図２で
示されるように、たとえばＬ＋Ｒ信号の各頂点付
近でステレオパイロツト信号が増強された歪が生
じている。このときのステレオパイロツト信号と
そのサイド・スペクトラム成分とを抽出したもの
を第５図２で示す。

またマルチパスの発生部分でステレオパイロツ
ト信号の振幅が減衰されると、LPF１３の出力
信号Ｕ２は第４図３で示されるように、たとえば
Ｌ＋Ｒ信号の各頂点付近でステレオパイロツト信
号が減衰された歪が生じる。このときのステレオ
パイロツト信号とそのサイド・スペクトラム成分
とを抽出したものを第５図３で示す。第５図２お
よび第５図３から明らかなように、マルチパスが
発生したときにはステレオパイロツト信号は等価
的に振幅変調を受けることになる。

第６図は、第１図に示されたマルチパス検出装
置１１の具体的構成を示す電気回路図であり、第
１図に対応する部分には同一の参照符を付す。入
力端子１２から入力されたステレオコンポジツト
信号Ｕ１は、LPF１３によつて20KHz以上の不要
な高域成分が除去されて、Ｌ＋Ｒ信号およびステ
レオパイロツト信号を含んだ出力信号Ｕ２が得ら
れる。

この出力信号Ｕ２は、結合コンデンサ３１から
端子ａを介して、トランジスタＱ１のベースに与
えられる。このトランジスタＱ１は、トランジス
タＱ２，Ｑ４などと共に差動増幅回路を構成して
おり、トランジスタＱ４のベースには、端子ｂを
介して19KHzの共振周波数を有する共振回路３２
が接続される。この差動増幅回路と共振回路３２
とによつてBPF１４が構成される。BPF１４か
らの出力は、トランジスタＱ２のコレクタと、ト
ランジスタＱ４のコレクタとの接続点３３から導
出され、トランジスタＱ５〜Ｑ８を含んで構成さ
れる増幅器１５に与えられる。

増幅器１５からの出力信号Ｕ３は、ライン３４
に導出されて、検波回路１７のトランジスタＱ９
のベースに与えられるとともに、端子ｃに接続さ
れる抵抗３５を介して、差動増幅回路を構成する
トランジスタＱ４のベースに負帰還される。前述
の差動増幅回路と増幅器１５とは仮想線によつて
表された演算増幅器３６に等価的に置換えること
ができる。

検波回路１７はトランジスタＱ９〜Ｑ１４を含
んで構成され、トランジスタＱ９，Ｑ１３のコレ
クタには互いに逆相の波形が得られる。したがつ
て、検波トランジスタＱ１０，Ｑ１２のエミツタ
電流の和は、トランジスタＱ９のベースに加えら
れる波形の正と負との両半サイクルに対応して増
加する脈流として出力される。検波回路１７から
の出力信号Ｕ４は、抵抗Ｒ１１から端子ｄに接続
されるコンデンサ３７および定電流源を構成する
トランジスタＱ１４を介して、ライン３８に導出
される。

ライン３８に導出された信号Ｕ４は、抵抗１９
および端子ｅに接続されるコンデンサ２０とによ
つて構成される積分回路１８によつて、その平均
レベルを表わす信号Ｕ７がライン３９に導出され
る。ライン３８に導出された信号Ｕ４はまた、抵
抗Ｒ１９を介して、比較器２３の非反転入力側の
トランジスタＱ２８のベースと、比較器２４の反
転入力側のトランジスタＱ２３のベースとにそれ
ぞれ与えられる。比較器２３はトランジスタＱ２
８，Ｑ３０を含んで構成される差動増幅回路を有
しており、同様に比較器２４はトランジスタＱ２
３，Ｑ２６を含んで構成される差動増幅回路を有
している。積分回路１８からの出力信号Ｕ７は、
比較器２３の反転入力側のトランジスタＱ３０の
ベースと、比較器２４の非反転入力側のトランジ
スタＱ２６のベースとにそれぞれ与えられる。比
較器２３，２４からの出力は、ORゲートである
トランジスタＱ２７のコレクタから導出される。

したがつて比較器２３では、トランジスタＱ２
８および抵抗Ｒ２４によつて等価的に負極側にレ
ベル変位された信号Ｕ５が積分回路１８の出力信
号Ｕ７以上となつたときに、トランジスタＱ２７
が導通され、また比較器２４では、トランジスタ
Ｑ２５および抵抗Ｒ２３によつて等価的に正極側
にレベル変位された信号Ｕ６が積分回路１８の出
力信号Ｕ７未満となつたときに、トランジスタＱ
２７が導通される。トランジスタＱ２７からの出
力は、カレントミラー回路４０に与えられ、その
電流値が指数関数的に増幅されて、出力端子２６
に信号Ｕ８として導出される。

検波回路１７と変動検出回路２７との間には、
バイアス回路２８が介在されており、ライン２９
を介して各回路１６，１７，２７に電圧Vccを供
給する。

第７図は、マルチパスが発生し、かつステレオ
パイロツト信号の振幅が増大されているときの動
作を説明するための波形図である。LPF１３か
らの出力信号Ｕ２は、第７図１で示されるように
Ｌ＋Ｒ信号の各頂点付近でステレオパイロツト信
号が増強された歪みが生じている。この信号Ｕ２
からBPF１４および増幅器１５によつて、第７
図２で示されるようにステレオパイロツト信号と
そのサイド・スペクトラム成分とが抽出され、出
力信号Ｕ３として検波回路１７に与えられる。検
波回路１７では、入力信号Ｕ３を第７図３で示さ
れるように包絡線検波を行い、検波出力である信
号Ｕ４をライン３８に導出する。

検波回路１７の出力信号Ｕ４は、抵抗Ｒ１９を
介して比較器２３の非反転入力側のトランジスタ
Ｑ２８のベースに与えられることによつて、第７
図３において仮想線ｌ１で示されるように、予め
定めた値Vsだけ負極側にレベル変位されて信号
Ｕ５となる。検波回路１７の出力信号Ｕ４はま
た、抵抗Ｒ１９を介して比較器２４の反転入力側
のトランジスタＱ２３のベースに与えられること
によつて、第７図３において仮想線ｌ２で示され
るように、正極側に予め定めた値Vsだけレベル
変位されて信号Ｕ６となる。さらにまた検波回路
１７からの出力信号Ｕ４は積分回路１８に与えら
れ、第７図３において破線ｌ３で示されるよう
に、その平均レベルに対応した出力信号Ｕ７が導
出される。

第７図３から明らかなように、比較器２４の入
力信号Ｕ６は平均レベルを表わす信号Ｕ７を超え
ており、したがつてトランジスタＱ２６は遮断し
たままである。これに対して比較器２３におい
て、前記Ｌ＋Ｒ信号の各頂点付近では、信号Ｕ５
が信号Ｕ７以上となり、トランジスタＱ２８が導
通し、出力端子２６に第７図４で示されるような
マルチパスの発生を表わす信号Ｕ８が導出され
る。

第８図は、マルチパスが発生し、かつステレオ
パイロツト信号の振幅が減衰されているときの動
作を説明するための波形図である。LPF１３の
出力信号Ｕ２は、第８図１で示されるようにＬ＋
Ｒ信号の各頂点付近において、ステレオパイロツ
ト信号が減衰されており、したがつてフイルタ回
路１６からは第８図２で示されるような出力信号
Ｕ３が導出される。検波回路１７はこの信号Ｕ３
を第８図３に示されるように包絡線検波を行い、
その出力信号Ｕ４をライン３８に導出する。

検波回路１７の出力信号Ｕ４は、抵抗Ｒ１９を
介して比較器２３の非反転入力側のトランジスタ
Ｑ２８のベースに与えられることによつて、第８
図３において仮想線ｌ１ａで示されるように、予
め定めた値Vsだけ負極側にレベル変位されて信
号Ｕ５となる。検波回路１７の出力はまた、抵抗
Ｒ１９を介して比較器２４の反転入力側のトラン
ジスタＱ２３のベースに与えられることによつ
て、第８図３において仮想線ｌ２ａで示されるよ
うに、正極側に予め定めた値Vsだけレベル変位
されて信号Ｕ６となる。さらにまた検波回路１７
の出力信号Ｕ４は積分回路１８に与えられ、この
積分回路１８からは第８図３において破線ｌ３ａ
で示されるように、その平均レベルを表わす信号
Ｕ７が導出される。

したがつて第８図３で示されるように、信号Ｕ
５は平均レベルを表わす信号Ｕ７以上となること
はなく、比較器２３のトランジスタＱ２８は遮断
したままである。これに対して比較器２４におい
て、前述のＬ＋Ｒ信号の各頂点付近では、信号Ｕ
６が信号Ｕ７未満となり、トランジスタＱ２６が
導通し、出力端子２６には第８図４で示されるよ
うに、マルチパスの発生を表わす信号Ｕ８が導出
される。

第９図は、第１図および第６図に示されたマル
チパス検出装置１１が用いられるFM放送の受信
機４１のブロツク図である。この受信機４１は車
載用として用いられ、２つのアンテナ４２，４３
を有し、いわゆるダイバシチ受信が行われる。ア
ンテナ４２は車体のたとえばリアトランク付近に
立設され、またアンテナ４３はたとえばリアウイ
ンドに貼付けなどによつて設けられ、これらのア
ンテナ４２，４３は、切換回路４４によつてフロ
ントエンド回路４５と選択的に接続される。アン
テナ４２，４３の受信信号はフロントエンド回路
４５において同調・増幅の後、周波数変換され、
中間周波回路４６に与えられ復調される。中間周
波回路４６からのステレオコンポジツト信号Ｕ１
は、ステレオ復調回路４７に与えられ、Ｌ，Ｒ各
チヤネルに復調され、低周波増幅回路４８，４９
を介して、スピーカ５０，５１からそれぞれ音響
化される。

中間周波回路４６からのステレオコンポジツト
信号Ｕ１はまた、マルチパス検出装置１１に与え
られる。マルチパス検出装置１１は、前述のよう
にして、マルチパスの発生が検出されたときには
信号Ｕ８を導出し、制御回路５２に与える。制御
回路５２は、この信号Ｕ８に基づいて切換回路４
４を制御し、アンテナ４２，４３を選択的にフロ
ントエンド回路４５に接続する。このように受信
状態に応じてアンテナ４２，４３を切換えること
によつて、マルチパスの影響を少なくして受信状
態を改善することができる。

このように本件マルチパス検出装置１１では、
マルチパスが発生したときに等価的に振幅変調を
受ける19KHzのステレオパイロツト信号の検波信
号Ｕ４を、異なつた極性方向に予め定めた値Vs
だけレベル変位して、得られた信号Ｕ５，６の範
囲内に前記検波信号Ｕ４の平均レベルを表わす信
号Ｕ７がないときには、マルチパスの発生を表わ
す信号Ｕ８を導出するようにしたので、マルチパ
スの発生によつてステレオパイロツト信号の振幅
が増大されているときはもちろんのこと、ステレ
オパイロツト信号の振幅が減衰されているときを
検出することができ、マルチパスの発生を確実に
検出することができる。またステレオパイロツト
信号の変調度が放送局によつて若干異なつている
場合でも、マルチパスの発生を確実に検出するこ
とができる。さらにフイルタ回路１６には、比較
的尖鋭な周波数特性を必要とすることなく、した
がつて先行技術におけるBEF６などの部品が不
要となり、調整作業を省略することができるとと
もに、構成を簡略化することができる。

効 果 以上のように本発明によれば、振幅変化成分が
減衰していてもマルチパスの発生を検出すること
ができ、検出精度を向上することができる。また
フイルタには比較的尖鋭な周波数特性を必要とせ
ず、したがつて構成を簡略化することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のマルチパス検出装
置１１のブロツク図、第２図はステレオコンポジ
ツト信号Ｕ１の周波数スペクトラムを示す図、第
４図はマルチパスが発生したときのステレオコン
ポジツト信号Ｕ１の周波数スペクトラムを説明す
るための図、第４図はマルチパスが発生したとき
の動作を説明するためのLPF１３の出力信号Ｕ
２の波形図、第５図はマルチパスが発生したとき
の動作を説明するためのステレオパイロツト信号
の波形図、第６図は第１図に示されたマルチパス
検出装置１１の具体的構成を示す電気回路図、第
７図はマルチパスが発生しかつステレオパイロツ
ト信号の振幅が増大されているときの動作を説明
するための波形図、第８図はマルチパスが発生し
かつステレオパイロツト信号の振幅が減衰されて
いるときの動作を説明するための波形図、第９図
は本発明に従うマルチパス検出装置１１が用いら
れる受信機４１のブロツク図、第１０図は先行技
術のマルチパス検出装置１のブロツク図、第１１
図は先行技術のフイルタ回路８の周波数特性を示
す図、第１２図は先行技術のマルチパスの検出動
作を説明するための波形図である。 １１……マルチパス検出装置、１３……LPF、
１４……BPF、１５……増幅器、１６……フイ
ルタ回路、１７……検波回路、１８……積分回
路、２１，２２……レベル変位回路、２３，２４
……比較器、２５……ORゲート、２７……変動
検出回路、４１……受信機。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 受信すべき電波に予め定めた一定レベルで含
   まれる予め定めた周波数の信号を抽出するフイル
   タと、 前記フイルタの出力から前記予め定めた周波数
   の信号の振幅変化成分を検出する検出手段と、 前記振幅変化成分の平均レベルを求める平均化
   手段と、 前記振幅変化成分を異なつた極性方向にそれぞ
   れレベル変位するレベル変位手段と、 前記各レベル変位手段によつて変位されたレベ
   ルと、前記平均レベルとをそれぞれ比較する比較
   手段とを含み、 前記比較手段は、比較動作の結果、前記平均レ
   ベルが前記各レベル変位手段によつて変位された
   レベル間にないときには、マルチパスが発生して
   いることを表わす出力を導出することを特徴とす
   るマルチパス検出装置。