JPH1098336A - 高周波増幅回路 - Google Patents
高周波増幅回路Info
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- JPH1098336A JPH1098336A JP8249583A JP24958396A JPH1098336A JP H1098336 A JPH1098336 A JP H1098336A JP 8249583 A JP8249583 A JP 8249583A JP 24958396 A JP24958396 A JP 24958396A JP H1098336 A JPH1098336 A JP H1098336A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電源電圧や周囲温度などの動作環境が変化し
ても飽和出力レベル、歪(高調波歪、相互変調歪)特性の
変動が少ない、高周波増幅回路を実現すること。 【解決手段】 増幅手段と、増幅手段の出力トランジス
タの動作電流を電源電圧に無関係に、しかもトランジス
タのベース-エミッタ間電圧にのみ比例して設定できる
バイアス発生手段とで構成し、かつ、ベース-エミッタ
間電圧の温度による変動率を出力トランジスタにつくエ
ミッタ抵抗の温度による変動率と同じに設定する、ある
いは出力トランジスタにつくエミッタ抵抗の温度による
変動率とバイアス発生手段の中の比を取る２つの抵抗の
温度係数を変えて生じる温度による変動率とを組み合わ
せて同じに設定する。 【効果】 本発明によれば、電源電圧や温度が変動して
も出力トランジスタの動作電流が変動しないので、一定
な飽和出力レベルと低歪みな特性を有する高周波増幅回
路が実現できる。したがって、線形かつ安定な送信出力
を必要とする無線機等に用いれば、効果は大きい。
ても飽和出力レベル、歪(高調波歪、相互変調歪)特性の
変動が少ない、高周波増幅回路を実現すること。 【解決手段】 増幅手段と、増幅手段の出力トランジス
タの動作電流を電源電圧に無関係に、しかもトランジス
タのベース-エミッタ間電圧にのみ比例して設定できる
バイアス発生手段とで構成し、かつ、ベース-エミッタ
間電圧の温度による変動率を出力トランジスタにつくエ
ミッタ抵抗の温度による変動率と同じに設定する、ある
いは出力トランジスタにつくエミッタ抵抗の温度による
変動率とバイアス発生手段の中の比を取る２つの抵抗の
温度係数を変えて生じる温度による変動率とを組み合わ
せて同じに設定する。 【効果】 本発明によれば、電源電圧や温度が変動して
も出力トランジスタの動作電流が変動しないので、一定
な飽和出力レベルと低歪みな特性を有する高周波増幅回
路が実現できる。したがって、線形かつ安定な送信出力
を必要とする無線機等に用いれば、効果は大きい。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、どんな条件下でも
線形かつ安定な送信出力を必要とする無線機などにおい
て電力増幅器あるいはその駆動増幅器として使用される
低歪な高周波増幅回路に関する。
線形かつ安定な送信出力を必要とする無線機などにおい
て電力増幅器あるいはその駆動増幅器として使用される
低歪な高周波増幅回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の高周波増幅回路の一例として、図
２に示すような帰還型増幅回路がある。その構成図を図
２に示す。かかる帰還型増幅回路は、増幅部1-1と帰還
部1-4からなり、帰還部は増幅部の動作バイアス設定と
入力端50Ω整合を行っている。増幅部1-1は２段構成で
あり、初段は、トランジスタQa1と、トランジスタQa1の
エミッタと接地GNDとの間に接続された抵抗Ra0と、トラ
ンジスタQa1のコレクタと電源Vccとの間に接続された抵
抗Ra1とからなるエミッタ接地増幅回路であり、後段
は、トランジスタQa2,Qa3によるカスケード接続を基本
とし、トランジスタQa2のベースがQa1のコレクタに、Qa
3のベースがQa2のエミッタに、Qa2およびQa3のエミッタ
がそれぞれ抵抗Ra21,Ra22とRa3を介して接地GNDに、Qa2
およびQa3のコレクタが共通に、それぞれ接続された増
幅回路である。帰還部1-4は抵抗Ra21とRa22の接続点
と、Qa1のベースとの間に接続される抵抗Rfbで構成され
る。入力PinはQa1のベースに入力され、Qa2,Qa3の共通
コレクタから出力Poutが得られる。初段の直流バイアス
Vx,Vyについて説明する。Vx,Vyは抵抗Rfbによる帰還部
で固定値に収束される。つまり、Vxの電位が高いと、Qa
1の動作電流が多くなるため、Vyの電位が下がり、それ
に追従してVxの電位を下げるように負帰還動作が働く。
電源電圧が変動する場合も、直流バイアス、動作電流が
負帰還動作で微調される。後段の直流バイアスは初段の
直流バイアスVyを基準に設定される。
２に示すような帰還型増幅回路がある。その構成図を図
２に示す。かかる帰還型増幅回路は、増幅部1-1と帰還
部1-4からなり、帰還部は増幅部の動作バイアス設定と
入力端50Ω整合を行っている。増幅部1-1は２段構成で
あり、初段は、トランジスタQa1と、トランジスタQa1の
エミッタと接地GNDとの間に接続された抵抗Ra0と、トラ
ンジスタQa1のコレクタと電源Vccとの間に接続された抵
抗Ra1とからなるエミッタ接地増幅回路であり、後段
は、トランジスタQa2,Qa3によるカスケード接続を基本
とし、トランジスタQa2のベースがQa1のコレクタに、Qa
3のベースがQa2のエミッタに、Qa2およびQa3のエミッタ
がそれぞれ抵抗Ra21,Ra22とRa3を介して接地GNDに、Qa2
およびQa3のコレクタが共通に、それぞれ接続された増
幅回路である。帰還部1-4は抵抗Ra21とRa22の接続点
と、Qa1のベースとの間に接続される抵抗Rfbで構成され
る。入力PinはQa1のベースに入力され、Qa2,Qa3の共通
コレクタから出力Poutが得られる。初段の直流バイアス
Vx,Vyについて説明する。Vx,Vyは抵抗Rfbによる帰還部
で固定値に収束される。つまり、Vxの電位が高いと、Qa
1の動作電流が多くなるため、Vyの電位が下がり、それ
に追従してVxの電位を下げるように負帰還動作が働く。
電源電圧が変動する場合も、直流バイアス、動作電流が
負帰還動作で微調される。後段の直流バイアスは初段の
直流バイアスVyを基準に設定される。
【０００３】さて、高周波増幅回路の主要特性には、利
得、飽和出力レベル、歪(高調波歪、相互変調歪)、効率
(消費電力)等がある。これらの増幅回路特性は基本的に
各素子に流れる直流動作電流に大きく左右される。そこ
で、上記の増幅部の各段、つまりトランジスタQa1、Qa
2、Qa3に流れる直流動作電流I1、I2、I3を求める。
得、飽和出力レベル、歪(高調波歪、相互変調歪)、効率
(消費電力)等がある。これらの増幅回路特性は基本的に
各素子に流れる直流動作電流に大きく左右される。そこ
で、上記の増幅部の各段、つまりトランジスタQa1、Qa
2、Qa3に流れる直流動作電流I1、I2、I3を求める。
【０００４】図２に示す動作点Vx、VyおよびI1に関する
関係式は次式(数1)〜(数3)のように示される。
関係式は次式(数1)〜(数3)のように示される。
【０００５】
【数１】
【０００６】
【数２】
【０００７】
【数３】
【０００８】(数1)〜(数3)を用いて、VyをVccとVbeで表
わすと、次式(数4)となる。
わすと、次式(数4)となる。
【０００９】
【数４】
【００１０】ここで、k0＝Ra1／Ra0…(数5)、k1＝Ra22
／(Ra21＋Ra22)…(数6)である。
／(Ra21＋Ra22)…(数6)である。
【００１１】各直流動作電流I1、I2、I3は上記式(数4)
のVyを用いて、次式(数7)〜(数9)のように表わされる。
のVyを用いて、次式(数7)〜(数9)のように表わされる。
【００１２】
【数７】
【００１３】
【数８】
【００１４】
【数９】
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】無線機のようなどんな
条件下でも線形かつ安定な送信電力を常に出力すること
が求められる装置では、電源電圧や周囲温度などの動作
環境が変化しても飽和出力レベル、歪(高調波歪、相互
変調歪)特性が変動しないことが要求される。これらを
満足させるには、図３に示す如く、最終段の出力トラン
ジスタQa3に流れる動作電流を一定に保つことが最も重
要である。図３はQa3の入出力特性を示したもので、動
作点Vz(=Vy-Vbe)が変化することによって、入力viに対
して出力電流ioがio’となり、出力波形が歪んでしま
う。つまり、動作点が動かないことが必要である。
条件下でも線形かつ安定な送信電力を常に出力すること
が求められる装置では、電源電圧や周囲温度などの動作
環境が変化しても飽和出力レベル、歪(高調波歪、相互
変調歪)特性が変動しないことが要求される。これらを
満足させるには、図３に示す如く、最終段の出力トラン
ジスタQa3に流れる動作電流を一定に保つことが最も重
要である。図３はQa3の入出力特性を示したもので、動
作点Vz(=Vy-Vbe)が変化することによって、入力viに対
して出力電流ioがio’となり、出力波形が歪んでしま
う。つまり、動作点が動かないことが必要である。
【００１６】まず、電源電圧Vccが変動した場合(Vcc+Δ
V)の、動作点Vyと出力トランジスタQa3の動作電流I3の
変動量ΔVy、ΔI3を(数4)と(数9)から求めると、次式
(数10)，(数11)のようになる。
V)の、動作点Vyと出力トランジスタQa3の動作電流I3の
変動量ΔVy、ΔI3を(数4)と(数9)から求めると、次式
(数10)，(数11)のようになる。
【００１７】
【数１０】
【００１８】
【数１１】
【００１９】k0＞0、k1＞0であるので、必ずΔVy＞0、
ΔI3＞0となり、動作点、動作電流ともΔVに応じて変動
する。
ΔI3＞0となり、動作点、動作電流ともΔVに応じて変動
する。
【００２０】次に、温度が変動した場合、ここではトラ
ンジスタの温度特性によりVbeが変動した場合(Vbe+ΔVb
e)の、動作点Vyと出力トランジスタQa3の動作電流I3の
変動量ΔVy、ΔI3を式(数4)と(数9)から求めると、次式
(数12)，(数13)のようになる。
ンジスタの温度特性によりVbeが変動した場合(Vbe+ΔVb
e)の、動作点Vyと出力トランジスタQa3の動作電流I3の
変動量ΔVy、ΔI3を式(数4)と(数9)から求めると、次式
(数12)，(数13)のようになる。
【００２１】
【数１２】
【００２２】
【数１３】
【００２３】k0×(1＋k1)／(1＋k0×k1)−2＝0となるk
0、k1を見い出せば、ΔI3＝0という解は有り得るが、定
数k0、k1は通常５と0.8程度であるため、0とはならず、
-0.2程度となる。しかし、この変動は抵抗Ra3の温度特
性を用いてキャンセル可能である。
0、k1を見い出せば、ΔI3＝0という解は有り得るが、定
数k0、k1は通常５と0.8程度であるため、0とはならず、
-0.2程度となる。しかし、この変動は抵抗Ra3の温度特
性を用いてキャンセル可能である。
【００２４】このように、電源電圧および温度の変動に
対して、出力トランジスタの動作電流が変化せざるを得
ないため、出力の特性は必ず変動する。
対して、出力トランジスタの動作電流が変化せざるを得
ないため、出力の特性は必ず変動する。
【００２５】本発明の目的は、電源電圧や周囲温度など
の動作環境が変化しても飽和出力レベル、歪(高調波
歪、相互変調歪)特性の変動が少ない、高周波増幅回路
を実現できる手段を提供することにある。
の動作環境が変化しても飽和出力レベル、歪(高調波
歪、相互変調歪)特性の変動が少ない、高周波増幅回路
を実現できる手段を提供することにある。
【００２６】
【課題を解決するための手段】本発明では、従来の増幅
手段に加え、増幅部の出力トランジスタQa3の動作電流
を電源電圧に無関係に、しかもトランジスタのベース-
エミッタ間電圧Vbeにのみ比例して設定できるバイアス
手段を設ける。具体的には、エミッタおよびコレクタが
それぞれ抵抗を介して接地と電源に接続されたエミッタ
接地増幅段と、第１のトランジスタのベースが該エミッ
タ接地増幅段のコレクタに、第２のトランジスタのベー
スが第１のトランジスタのエミッタに、２つのエミッタ
がそれぞれ抵抗を介して接地に、２つのコレクタが共通
に接続されたカスケード接続増幅段とからなる従来の増
幅手段に、コレクタとベースが電源に、エミッタが２つ
の抵抗を介して接地に接続された第１のトランジスタ
と、ベースが該２つの抵抗の接点に、エミッタが抵抗を
介して接地に、コレクタが電源に接続されたカレントミ
ラー回路の入力端子に接続された第２のトランジスタ
と、コレクタとベースが該カレントミラー回路の出力端
子に、エミッタが抵抗を介して接地に接続された第３の
トランジスタと、該第３のトランジスタのベースと上記
エミッタ接地増幅段のベースとの間に接続された抵抗と
からなるバイアス発生手段を具備し、上記エミッタ接地
増幅段の２つの抵抗の比と、上記バイアス発生手段の第
１のトランジスタに接続される２つの抵抗の比と、上記
バイアス発生手段の第２と第３のトランジスタのそれぞ
れエミッタに接続される２つの抵抗の比を、上記増幅手
段のエミッタ接地増幅段のコレクタ電位が電源電圧と無
関係に決まるように選ぶことで、出力トランジスタに電
源電圧依存性のない動作電流が得られる。
手段に加え、増幅部の出力トランジスタQa3の動作電流
を電源電圧に無関係に、しかもトランジスタのベース-
エミッタ間電圧Vbeにのみ比例して設定できるバイアス
手段を設ける。具体的には、エミッタおよびコレクタが
それぞれ抵抗を介して接地と電源に接続されたエミッタ
接地増幅段と、第１のトランジスタのベースが該エミッ
タ接地増幅段のコレクタに、第２のトランジスタのベー
スが第１のトランジスタのエミッタに、２つのエミッタ
がそれぞれ抵抗を介して接地に、２つのコレクタが共通
に接続されたカスケード接続増幅段とからなる従来の増
幅手段に、コレクタとベースが電源に、エミッタが２つ
の抵抗を介して接地に接続された第１のトランジスタ
と、ベースが該２つの抵抗の接点に、エミッタが抵抗を
介して接地に、コレクタが電源に接続されたカレントミ
ラー回路の入力端子に接続された第２のトランジスタ
と、コレクタとベースが該カレントミラー回路の出力端
子に、エミッタが抵抗を介して接地に接続された第３の
トランジスタと、該第３のトランジスタのベースと上記
エミッタ接地増幅段のベースとの間に接続された抵抗と
からなるバイアス発生手段を具備し、上記エミッタ接地
増幅段の２つの抵抗の比と、上記バイアス発生手段の第
１のトランジスタに接続される２つの抵抗の比と、上記
バイアス発生手段の第２と第３のトランジスタのそれぞ
れエミッタに接続される２つの抵抗の比を、上記増幅手
段のエミッタ接地増幅段のコレクタ電位が電源電圧と無
関係に決まるように選ぶことで、出力トランジスタに電
源電圧依存性のない動作電流が得られる。
【００２７】しかし、その動作電流はトランジスタのベ
ース-エミッタ間電圧で決まる値となるため、このまま
では温度変動によって変化してしまう。そこで、上記カ
スケード接続増幅段の第２のトランジスタ、つまり出力
トランジスタのエミッタに接続される抵抗の温度による
抵抗値変動の割合を、トランジスタのベース-エミッタ
間電圧の温度による電圧変動の割合と等しくすること
で、出力トランジスタの動作電流の変動を打ち消すこと
ができる。あるいは、上記バイアス発生手段の第２と第
３のトランジスタのそれぞれエミッタに接続される２つ
の抵抗を異なる温度係数を有する抵抗で構成することで
得られる温度による抵抗値変動の割合と、上記カスケー
ド接続増幅段の第２のトランジスタのエミッタに接続さ
れる抵抗の温度による抵抗値変動の割合とを組み合わ
せ、トランジスタのベース-エミッタ間電圧の温度によ
る電圧変動の割合と等しくすることでも達成できる。
ース-エミッタ間電圧で決まる値となるため、このまま
では温度変動によって変化してしまう。そこで、上記カ
スケード接続増幅段の第２のトランジスタ、つまり出力
トランジスタのエミッタに接続される抵抗の温度による
抵抗値変動の割合を、トランジスタのベース-エミッタ
間電圧の温度による電圧変動の割合と等しくすること
で、出力トランジスタの動作電流の変動を打ち消すこと
ができる。あるいは、上記バイアス発生手段の第２と第
３のトランジスタのそれぞれエミッタに接続される２つ
の抵抗を異なる温度係数を有する抵抗で構成することで
得られる温度による抵抗値変動の割合と、上記カスケー
ド接続増幅段の第２のトランジスタのエミッタに接続さ
れる抵抗の温度による抵抗値変動の割合とを組み合わ
せ、トランジスタのベース-エミッタ間電圧の温度によ
る電圧変動の割合と等しくすることでも達成できる。
【００２８】上記のバイアス発生手段により、出力トラ
ンジスタの動作電流を決める増幅手段のエミッタ接地増
幅段出力の動作点が電源電圧に無関係で、かつトランジ
スタのベース-エミッタ間電圧Vbeにのみ比例する関数と
なる。これに加え、Vbeの温度による変動を出力トラン
ジスタにつくエミッタ抵抗の温度特性を用いたキャンセ
ル手段、あるいはバイアス発生手段の中の比を取る抵抗
の一方に異なる温度特性の抵抗を用いるキャンセル手段
で打ち消すことができる。これにより、電源電圧や温度
が変動しても、出力トランジスタの動作電流が変動しな
い高周波増幅回路が実現でき、一定な飽和出力レベルと
低歪みな特性を確保できる。
ンジスタの動作電流を決める増幅手段のエミッタ接地増
幅段出力の動作点が電源電圧に無関係で、かつトランジ
スタのベース-エミッタ間電圧Vbeにのみ比例する関数と
なる。これに加え、Vbeの温度による変動を出力トラン
ジスタにつくエミッタ抵抗の温度特性を用いたキャンセ
ル手段、あるいはバイアス発生手段の中の比を取る抵抗
の一方に異なる温度特性の抵抗を用いるキャンセル手段
で打ち消すことができる。これにより、電源電圧や温度
が変動しても、出力トランジスタの動作電流が変動しな
い高周波増幅回路が実現でき、一定な飽和出力レベルと
低歪みな特性を確保できる。
【００２９】
【発明実施の形態】以下、本発明の実施例について、図
１を用いて詳細に説明する。
１を用いて詳細に説明する。
【００３０】図１の高周波増幅回路は増幅手段1-1、バ
イアス発生手段1-2、1-2に含まれるカレントミラー回路
1-3から構成される。増幅手段1-1は、トランジスタQa1
と、Qa1のエミッタと接地との間に接続される抵抗Ra0
と、Qa1のコレクタと電源Vccとの間に接続される抵抗Ra
1ととからなるエミッタ接地増幅段と、ベースがQa1のコ
レクタに接続されるトランジスタQa2と、ベースがQa2の
エミッタに、コレクタがQa2のコレクタに接続されたト
ランジスタQa3と、Qa2のエミッタと接地との間に接続さ
れた抵抗Ra2と、Qa3のエミッタと接地との間に接続され
た抵抗Ra3とからなるカスケード接続増幅段で構成され
る。バイアス発生手段1-2は、コレクタとベースが電源V
ccに接続されたトランジスタQb0と、Qb0のエミッタと接
地との間に直列に接続された抵抗Rb1,Rb2と、ベースがR
b1とRb2の接点に接続されたトランジスタQb1と、Qb1の
エミッタと接地との間に接続された抵抗Rb3と、コレク
タとベースが共にQb1のコレクタに、エミッタが直接ま
たは抵抗Rb5を介して電源Vccに接続されたトランジスタ
Qb3と、ベースがQb3のベースに、エミッタが直接または
抵抗Rb6を介して電源Vccに接続されたトランジスタQb4
と、コレクタとベースが共にQb4のコレクタに接続され
たトランジスタQb2と、Qb2のエミッタと接地との間に接
続された抵抗Rb4と、Qb2のベースとQa1のベースの間に
接続された抵抗Rbbで構成される。カレントミラー回路1
-3は、上記のトランジスタQa3,Qa4、抵抗Rb5,Rb6で構成
される部分である。入力PinはQa1のベースに入力され、
Qa2とQa3の共通コレクタから出力Poutが得られる。
イアス発生手段1-2、1-2に含まれるカレントミラー回路
1-3から構成される。増幅手段1-1は、トランジスタQa1
と、Qa1のエミッタと接地との間に接続される抵抗Ra0
と、Qa1のコレクタと電源Vccとの間に接続される抵抗Ra
1ととからなるエミッタ接地増幅段と、ベースがQa1のコ
レクタに接続されるトランジスタQa2と、ベースがQa2の
エミッタに、コレクタがQa2のコレクタに接続されたト
ランジスタQa3と、Qa2のエミッタと接地との間に接続さ
れた抵抗Ra2と、Qa3のエミッタと接地との間に接続され
た抵抗Ra3とからなるカスケード接続増幅段で構成され
る。バイアス発生手段1-2は、コレクタとベースが電源V
ccに接続されたトランジスタQb0と、Qb0のエミッタと接
地との間に直列に接続された抵抗Rb1,Rb2と、ベースがR
b1とRb2の接点に接続されたトランジスタQb1と、Qb1の
エミッタと接地との間に接続された抵抗Rb3と、コレク
タとベースが共にQb1のコレクタに、エミッタが直接ま
たは抵抗Rb5を介して電源Vccに接続されたトランジスタ
Qb3と、ベースがQb3のベースに、エミッタが直接または
抵抗Rb6を介して電源Vccに接続されたトランジスタQb4
と、コレクタとベースが共にQb4のコレクタに接続され
たトランジスタQb2と、Qb2のエミッタと接地との間に接
続された抵抗Rb4と、Qb2のベースとQa1のベースの間に
接続された抵抗Rbbで構成される。カレントミラー回路1
-3は、上記のトランジスタQa3,Qa4、抵抗Rb5,Rb6で構成
される部分である。入力PinはQa1のベースに入力され、
Qa2とQa3の共通コレクタから出力Poutが得られる。
【００３１】さて、出力トランジスタQa3の直流動作電
流I3と、電源および温度による変動分ΔI3を求めるため
に、バイアス発生手段1-2の出力であるVx(数14)を導出
する。
流I3と、電源および温度による変動分ΔI3を求めるため
に、バイアス発生手段1-2の出力であるVx(数14)を導出
する。
【００３２】
【数１４】
【００３３】Vxを用いて、I3は次式(数12)のようにな
る。
る。
【００３４】
【数１５】
【００３５】まず、電源電圧Vccが変動した場合(Vcc+Δ
V)の、出力トランジスタQa3の動作電流I3の変動量ΔI3
は(数15)から、次式(数16)のようになる。
V)の、出力トランジスタQa3の動作電流I3の変動量ΔI3
は(数15)から、次式(数16)のようになる。
【００３６】
【数１６】
【００３７】ここで、1−(Rb2／(Rb1+Rb2))×(Rb4／Rb
3)×(Ra1／Ra0)＝0となるように抵抗Rb1、Rb2、Rb3、Rb
4、Ra0、Ra1を選ぶことで、ΔI3＝0にできる。
3)×(Ra1／Ra0)＝0となるように抵抗Rb1、Rb2、Rb3、Rb
4、Ra0、Ra1を選ぶことで、ΔI3＝0にできる。
【００３８】一方、温度が変動した場合、つまりトラン
ジスタの温度特性によりVbeが変動した場合(Vbe+ΔVbe)
の、Qa3の動作電流I3の変動量ΔI3は(数15)から、次式
(数17)のようになる。
ジスタの温度特性によりVbeが変動した場合(Vbe+ΔVbe)
の、Qa3の動作電流I3の変動量ΔI3は(数15)から、次式
(数17)のようになる。
【００３９】
【数１７】
【００４０】(数16)が０となるような抵抗値を(数17)に
代入すると、ΔI3≠0となってしまう。たとえば、Rb2／
(Rb1+Rb2)＝0.8、(Rb4／Rb3)×(Ra1／Ra0)＝1.25する
と、（数１７）のΔI3は0.25(ΔVbe／Ra3)となり、ΔVb
eに応じた変動分が残る。しかし、抵抗Ra3の温度による
抵抗値変動の割合を、トランジスタのベース-エミッタ
間電圧の温度による電圧変動の割合と等しく選べば、そ
の変動分を打ち消すことができる。たとえば、Vbeの温
度特性は−2mV／℃であるので、Vbe＝0.8Vの場合−2500
ppm／℃となる。したがって、抵抗Ra3に温度係数−2500
ppm／℃のものを用いればよい。あるいは、抵抗Rb3とRb
4に異なる温度係数の抵抗を用いることで得られる温度
による抵抗値変動の割合と、抵抗Ra3の温度による抵抗
値変動の割合とを組み合わせ、トランジスタのベース-
エミッタ間電圧の温度による電圧変動の割合と等しくす
ることでも達成できる。
代入すると、ΔI3≠0となってしまう。たとえば、Rb2／
(Rb1+Rb2)＝0.8、(Rb4／Rb3)×(Ra1／Ra0)＝1.25する
と、（数１７）のΔI3は0.25(ΔVbe／Ra3)となり、ΔVb
eに応じた変動分が残る。しかし、抵抗Ra3の温度による
抵抗値変動の割合を、トランジスタのベース-エミッタ
間電圧の温度による電圧変動の割合と等しく選べば、そ
の変動分を打ち消すことができる。たとえば、Vbeの温
度特性は−2mV／℃であるので、Vbe＝0.8Vの場合−2500
ppm／℃となる。したがって、抵抗Ra3に温度係数−2500
ppm／℃のものを用いればよい。あるいは、抵抗Rb3とRb
4に異なる温度係数の抵抗を用いることで得られる温度
による抵抗値変動の割合と、抵抗Ra3の温度による抵抗
値変動の割合とを組み合わせ、トランジスタのベース-
エミッタ間電圧の温度による電圧変動の割合と等しくす
ることでも達成できる。
【００４１】これにより、電源電圧や温度が変動して
も、出力トランジスタの動作電流が変動しない高周波増
幅回路が実現でき、一定な飽和出力レベルと低歪みな特
性を確保できる。
も、出力トランジスタの動作電流が変動しない高周波増
幅回路が実現でき、一定な飽和出力レベルと低歪みな特
性を確保できる。
【００４２】
【発明の効果】本発明によれば、出力トランジスタの動
作電流が電源電圧に無関係で、かつトランジスタのベー
ス-エミッタ間電圧Vbeにのみ比例する量となり、さらに
Vbeの温度による動作電流の変動を出力トランジスタQa3
につくエミッタ抵抗Ra3の温度特性を用いたキャンセル
手段、あるいはバイアス発生手段の中の比を取る抵抗の
一方に異なる温度特性の抵抗を用いるキャンセル手段で
打ち消すことができる。これにより、電源電圧や温度が
変動しても、出力トランジスタの動作電流が変動しない
高周波増幅回路が実現でき、一定な飽和出力レベルと低
歪みな特性を確保できる。したがって、線形かつ安定な
送信出力を必要とする無線機等に用いれば、効果は大き
い。
作電流が電源電圧に無関係で、かつトランジスタのベー
ス-エミッタ間電圧Vbeにのみ比例する量となり、さらに
Vbeの温度による動作電流の変動を出力トランジスタQa3
につくエミッタ抵抗Ra3の温度特性を用いたキャンセル
手段、あるいはバイアス発生手段の中の比を取る抵抗の
一方に異なる温度特性の抵抗を用いるキャンセル手段で
打ち消すことができる。これにより、電源電圧や温度が
変動しても、出力トランジスタの動作電流が変動しない
高周波増幅回路が実現でき、一定な飽和出力レベルと低
歪みな特性を確保できる。したがって、線形かつ安定な
送信出力を必要とする無線機等に用いれば、効果は大き
い。
【図１】本発明の高周波増幅回路の構成図。
【図２】従来の高周波増幅回路の構成図。
【図３】出力トランジスタの入出力特性（高周波増幅回
路の歪特性）。
路の歪特性）。
1-1…増幅手段、1-2…バイアス発生手段、1-3…カレン
トミラー回路、1-4…帰還部、Vcc…電源、GND…接地、P
in…入力、Pout…出力。
トミラー回路、1-4…帰還部、Vcc…電源、GND…接地、P
in…入力、Pout…出力。
Claims (3)
- 【請求項１】エミッタおよびコレクタがそれぞれ抵抗を
介して接地と電源に接続されたエミッタ接地増幅段と、
第１のトランジスタのベースが該エミッタ接地増幅段の
コレクタに、第２のトランジスタのベースが第１のトラ
ンジスタのエミッタに、２つのエミッタがそれぞれ抵抗
を介して接地に、２つのコレクタが共通に接続されたカ
スケード接続増幅段とからなる増幅手段と、コレクタと
ベースが電源に、エミッタが２つの抵抗を介して接地に
接続された第１のトランジスタと、ベースが該２つの抵
抗の接点に、エミッタが抵抗を介して接地に、コレクタ
が電源に接続されたカレントミラー回路の入力端子に接
続された第２のトランジスタと、コレクタとベースが該
カレントミラー回路の出力端子に、エミッタが抵抗を介
して接地に接続された第３のトランジスタと、該第３の
トランジスタのベースと上記エミッタ接地増幅段のベー
スとの間に接続された抵抗とからなるバイアス発生手段
とを具備し、上記エミッタ接地増幅段の２つの抵抗の比
と、上記バイアス発生手段の第１のトランジスタに接続
される２つの抵抗の比と、上記バイアス発生手段の第２
と第３のトランジスタのそれぞれエミッタに接続される
２つの抵抗の比を任意に選ぶことで、上記増幅手段のエ
ミッタ接地増幅段のコレクタ電位が電源電圧と無関係に
設定されることを特徴とする高周波増幅回路。 - 【請求項２】上記カスケード接続増幅段の第２のトラン
ジスタのエミッタに接続される抵抗の温度による抵抗値
変動の割合を、トランジスタのベース-エミッタ間電圧
の温度による電圧変動の割合と等しくすることを特徴と
する請求項１記載の高周波増幅回路。 - 【請求項３】上記バイアス発生手段の第２と第３のトラ
ンジスタのそれぞれエミッタに接続される２つの抵抗を
異なる温度係数を有する抵抗で構成することで得られる
温度による抵抗値変動の割合と、上記カスケード接続増
幅段の第２のトランジスタのエミッタに接続される抵抗
の温度による抵抗値変動の割合とを組み合わせ、トラン
ジスタのベース-エミッタ間電圧の温度による電圧変動
の割合と等しくすることを特徴とする請求項１記載の高
周波増幅回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8249583A JPH1098336A (ja) | 1996-09-20 | 1996-09-20 | 高周波増幅回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8249583A JPH1098336A (ja) | 1996-09-20 | 1996-09-20 | 高周波増幅回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1098336A true JPH1098336A (ja) | 1998-04-14 |
Family
ID=17195177
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8249583A Pending JPH1098336A (ja) | 1996-09-20 | 1996-09-20 | 高周波増幅回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1098336A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002045254A1 (fr) * | 2000-12-01 | 2002-06-06 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Amplificateur haute-frequence et melangeur haute frequence |
| WO2002056461A1 (fr) * | 2001-01-10 | 2002-07-18 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Dispositif a semi-conducteurs a haute frequence |
| KR100378384B1 (ko) * | 1999-05-10 | 2003-03-29 | 알프스 덴키 가부시키가이샤 | 신호레벨 조정회로 |
| JP2007142514A (ja) * | 2005-11-15 | 2007-06-07 | Nec Electronics Corp | 可変利得電力増幅器 |
| CN105224005A (zh) * | 2015-10-23 | 2016-01-06 | 南京美辰微电子有限公司 | 新型三极管级联电流镜 |
-
1996
- 1996-09-20 JP JP8249583A patent/JPH1098336A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100378384B1 (ko) * | 1999-05-10 | 2003-03-29 | 알프스 덴키 가부시키가이샤 | 신호레벨 조정회로 |
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| WO2002045253A1 (fr) * | 2000-12-01 | 2002-06-06 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Amplificateur haute fréquence |
| US6784743B2 (en) | 2000-12-01 | 2004-08-31 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | High frequency amplifier and frequency mixer |
| WO2002056461A1 (fr) * | 2001-01-10 | 2002-07-18 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Dispositif a semi-conducteurs a haute frequence |
| US6861906B2 (en) | 2001-01-10 | 2005-03-01 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | High-frequency semiconductor device |
| JP2007142514A (ja) * | 2005-11-15 | 2007-06-07 | Nec Electronics Corp | 可変利得電力増幅器 |
| CN105224005A (zh) * | 2015-10-23 | 2016-01-06 | 南京美辰微电子有限公司 | 新型三极管级联电流镜 |
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