JPH10508451A - 折り返し形ａ／ｄ変換器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 折り返しＡ／Ｄ変換器において、比較部(CPM)が入力信号Siに応答して複数の比較出力信号Sc1..Sc9を発生する。これらの比較出力信号Sc1..Sc9の遷移部は互いにシフトされ且つ実質的に互いに重複している。この重複のために、入力信号は全遷移部を通過するのに比較的小さい変化を必要とするのみとなる。振幅制限部(LIM)が遷移部の一部分を有効に選択する。合成部(CBM)がこれらの選択部分を有効に多重して折り返し信号Sfを得る。重複するにも係わらず、振幅制限部(LIM)による選択によって、折り返し信号Sfの歪み阻止することができる。

Description

【発明の詳細な説明】 折り返し形Ａ／Ｄ変換器 本発明は、折り返し増幅器を有するアナログ−ディジタル変換器（Ａ／Ｄ変換 器）に関するものである。このようなＡ／Ｄ変換器（折り返し形Ａ／Ｄ変換器と も称されている）は大衆製品用に特に好適である。例えばテレビジョンセットで は、折り返し形Ａ／Ｄ変換器をビデオ信号のディジタル化に使用することができ る。 本発明は更にこのようなＡ／Ｄ変換器を含む受信機にも関するものであり、そ の折り返し増幅器自体にも関するものである。 「IEEE Journal of Solid-State Circuits，Vol.SC-22，No.6，December 1987 ，pp.944-953」に発表されたRob E.J．van de Griftの論文“An 8-bit Video AD C Incorporating Folding and Interpolation Techniques”に折り返し形Ａ／Ｄ 変換器が開示されている。折り返し形Ａ／Ｄ変換器のブロック図がこの論文の図 ５に示されている。 既知の折り返し形Ａ／Ｄ変換器では、アナログ入力信号Vin が４つの折り返し 増幅器A1..A4に供給され、これらの増幅器が４つの各別の折り返し信号を出力す る。前記論文の図３に、入力信号Ｖinが直線的に増大するときこれらの折り返し 信号は正弦波状になることが示されている。各正弦波状折り返し信号には２つの 状態、即ち”ハイ”状態（Ｈ）及び”ロウ”状態（Ｌ）間に１６個の遷移点、即 ち零交差点がある。 １６個のラッチ入力信号は４つの折り返し信号から補間により導出される。１ ６個のラッチのアレイが１６個のラッチ入力信号のそれぞれの状態”ハイ”（Ｈ ）又は”ロウ”（Ｌ）を決定する。各ラッチはその決定に従って論理値１又は論 理値０を出力する。これらのラッチの出力符号を８ビット２進符号に変換する。 これはサイクルポインタ及びエンコーダにより行われ、これらは前記論文の図５ に示されている。ラッチ出力バッファがＡ／Ｄ変換器の出力端子に８ビット２進 符号を供給する。 折り返し増幅器の構成は前記論文の図１０に示されている。この折り返し増幅 器は２つの基本部分、即ち比較部及び合成部に分割することができる。比較部は 入力信号Vin を共通に受信する１６個の差動トランジスタ対を具える。各差動対 は異なる基準電圧Va,Vb,Vc等を受信する。２つの隣接する基準電圧の差、例えば Va−Vbは一定であり、タップ電圧Vtapと称される。前記論文に記載されたＡ／Ｄ 変換器では、タップ電圧Vtapは１３０ｍＶである。 図１０の比較部は入力信号Vin に応答して１６個の比較出力信号を出力する。 これらの比較出力信号は平衡差動対電流Ia1 −Ia2,Ib1 −Ib2,Ic1 −Ic2 等の形 であり、前記論文の図１１(a)に示されている。各比較出力信号は２つの状態間 に一つの遷移部を有する。これらの比較出力信号の遷移部は互いにシフトし、実 質的に重ならない。 前記論文の図１０の合成部は抵抗Ra,Rb,Rc,Rd を具え、これらの抵抗と差動ト ランジスタ対との間を接続している。この合成部は１６個の比較出力信号を一つ の折り返し信号に合成し、この折り返し信号は前記論文の図１１(c)に示されて いる。実際上、折り返し信号は比較出力信号の全１６個の遷移部を多重したもの である。 前記論文に記載されたＡ／Ｄ変換器の欠点は比較的低い入力信号感度を有する 点にある。フルスケールディジタル出力信号に対しては、４つの折り返し信号の 各々において１６個の遷移点の全部が通過される必要がある。これは、入力信号 Vin のピーク- ピーク電圧が差動トランジスタ対に供給される最高及び最低基準 電圧間の差を越える場合にしか可能にならない。タップ電圧Vtapが１３０ｍＶで あるため、最高及び最低基準電圧間の差は１３０ｍＶの１５倍であり、約２Ｖに なる。従って、フルスケール出力信号に対しては入力信号信号Vin のピーク- ピ ーク電圧が約２Ｖである必要がある。 本発明の目的は上述した従来のＡ／Ｄ変換器より高い感度を有するＡ／Ｄ変換 器を提供することにある。 本発明の第１の特徴は、このようなＡ／Ｄ変換器の折り返し増幅器が、 入力信号に応答して、互いにシフトした互いに重なり合う遷移部を有する複数 の比較出力信号を発生する比較手段と、 前記複数の比較出力信号に応答して、実質的に重なり合わない遷移部を有する 複数の振幅制限信号を発生する振幅制限手段と、 前記複数の振幅制限信号を合成して折り返し信号を発生する合成手段とを具え る点にある。 従来のＡ／Ｄ変換器と相違して、本発明のＡ／Ｄ変換器内の比較部は互いに重 なり合う遷移部を有する比較出力信号を発生する。各遷移部は入力信号の特定の 電圧又は電流変化と関連する。遷移部が互いに重なり合う場合、全遷移部を通過 する必要があるピーク−ピーク入力信号信号変化を従来のＡ／Ｄ変換器よりも小 さくすることができる。 従来のＡ／Ｄ変換器と相違して、更に、本発明のＡ／Ｄ変換器は比較部と合成 部との間に配置された振幅制限部を含んでいる。この振幅制限部は比較出力信号 の一部分を選択して折り返し信号に供給する。この選択により、折り返し信号の 各遷移部が主として一つの比較出力信号の遷移部のみから得られるようにするこ とができる。このことはＡ／Ｄ変換器の満足な精度及び直線性にとって重要であ る。 従って、本発明によれば、比較的高い入力感度と比較的高い精度とを組み合わ せることができる。この組合せは従来のＡ／Ｄ変換器では達成不可能である。高 い入力感度を達成するためにタップ電圧を低くすると、従来のＡ／Ｄ変換器の精 度は前記論文の図１２に示されているように著しく悪化する。本発明では、振幅 制限部がこのような精度の悪化を有効に阻止する。 本発明の第２の特徴は、本発明の第１の特徴に従うＡ／Ｄ変換器を含む受信機 を提供することにある。このような高感度のＡ／Ｄ変換器は受信機に使用するの に特に好適である。受信入力信号（かなり弱いこともある）を適度に増幅してＡ ／Ｄ変換に好適にする必要があるだけである。従って、Ａ／Ｄ変換器の前の増幅 器により比較的小さい利得を与えればよい。これは、安定性及び電力消費の点か ら好ましい。高周波数増幅器の利得を高くすればするほど、電力消費が大きくな るとともに、入力及び出力間の寄生結合に対する感度が大きくなり、不安定を生 ずることも起こりうる。 本発明の第３の特徴は、本発明の第１の特徴に従うＡ／Ｄ変換器内の折り返し 増幅器の特徴の一部分を有する折り返し増幅器を提供することにある。このよう な折り返し増幅器はＡ／Ｄ変換器以外の、高い入力感度を必要とする他の具体的 装置に使用することができる。 他の利点をもたらす追加の特徴は縦続請求項に記載されている。 請求項２及び３に記載された特徴は高精度、低電力消費及び低素子数に寄与す る。請求項３に記載された特徴は特に比較的多数の比較出力信号を用いる実施例 に有利である。 請求項４、５及び６に記載された特徴は高精度に寄与する。 本発明のこれらの特徴及び他の特徴は以下に記載する本発明の実施例の説明か ら明らかになる。 図面において、 図１は本発明による折り返し増幅器の第１の実施例のブロック図であり、 図２ａ，２ｂ及び２ｃは図１の実施例における比較出力信号、振幅制限信号及 び折り返し信号のグラフであり、 図３は本発明による折り返し増幅器の第２の実施例のブロック図であり、 図４ａ，４ｂ，４ｃ及び４ｄは図３の実施例における比較出力信号、中間折り 返し信号、振幅制限信号及び折り返し信号のグラフであり、 図５は本発明による折り返し増幅器の第３の実施例のブロック図であり、 図６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ，６ｅは図５の実施例における比較出力信号、中間 折り返し信号、振幅制限中間折り返し信号、他の中間折り返し信号、振幅制限信 号及び折り返し信号のグラフであり、 図７ａは図３に示す実施例の実現例における比較部及び合成器の回路図であり 、 図７ｂは図７ａに示す比較部に対する可能な基準電圧設定例を示すグラフであ り、 図８は図３の実施例の実現例におけるリミッタ及び合成部の回路図であり、 図９は折り返し増幅器を具えるＡ／Ｄ変換器のブロック図であり、 図１０は図９に示すＡ／Ｄ変換器内の折り返し信号のグラフであり、 図１１はＡ／Ｄ変換器を具える受信機のブロック図である。 全図を通して、同一の要素及び部分は同一の符号で示す。 最初に、本発明の基本原理を詳細に説明する。これは本発明による折り返し増 幅器の３つの実施例について説明する。第２に、これらの折り返し増幅器の実施 例の内の一つの実現例を提示する。第３に、本発明を使用しうる製品であるＡ／ Ｄ変換器の実施例及び受信機の実施例を提示する。第４に、本発明の特徴及び利 点を実施例につき強調する。最後に、本発明の範囲を説明するために、幾つかの 変形例及び実現例にふれる。 図１は本発明による折り返し増幅器の第１の実施例を示す。この折り返し増幅 器は入力信号Siを受信し、これに応答して折り返し信号Sfを出力する。この折り 返し増幅器は３つの主要部、即ち比較部ＣＭＰ，振幅制限部ＬＩＭ及び合成部Ｃ ＢＭを具える。 比較部ＣＰＭは入力信号Siに応答して複数（Ｎ）個の比較出力信号Sc(1)..Sc( N)を出力する。３つの比較出力信号Sc(i-1),Sc(i),Sc(i+1)と、入力信号Siとの 関係を図２a に示す。特に、図２ａはこれら比較出力信号の２つの状態”ハイ” （Ｈ）及び”ロウ”（Ｌ）間の遷移部を示す。これらの遷移部は互いにずれてお り、各遷移部は入力信号Siの所定のレンジ内で発生する。 振幅制限部ＬＩＭはリミッタL(1)..L(N)のアレイを具える。各リミッタL(.)は 比較出力信号Sc(.)を受信し、これに応答して振幅制限信号Sl(1)..Sl(N)を出力 する。従って、図１に示すリミッタL(i-1)，L(i)，L(i+1)は３つの比較出力Sc(i -1),Sc(i),Sc(i+1)に応答してそれぞれ振幅制限信号Sl(i-1),Sl(i),Sl(i+1)を出 力する。これらの３つの振幅制限信号Sl(i-1),Sl(i),Sl(i+1)と入力信号Siとの 関係を図２ｂに示す。 図２ａは、図２ｂと相まって、振幅制限部ＬＩＭが比較出力信号の遷移部の一 部分を選択することを示す。図２ａ内の２つの水平破線は振幅制限部ＬＩＭの振 幅制限境界を示す。例えば、比較出力信号Sc(i)の値が図２ａの下水平破線より 低い場合には、リミッタL(i)はＬ状態の振幅制限信号Sl(i)を出力する。他方、 比較出力信号Sc(i)の値が図２ａの上水平破線より高い場合には、振幅制限信号S l(i)はＨ状態になる。比較出力信号Sc(i)の値が上及び下水平破線間にあるとき のみ、振幅制限信号Sl(i)は比較出力信号Sc(i)に従って変化する。同じことが他 の比較出力信号及び対応する振幅制限信号にも言える。従って、振幅制限部 ＬＩＭは複数の比較出力信号Sc(1)..Sc(N)の遷移部の一部分を有効に選択して合 成部ＣＢＭに供給することができる。 図２ａを図２ｂと比較すると、複数の比較出力信号Sc(1)..Sc(N)と相違して、 複数の振幅制限信号Sl(1)..Sl(N)の遷移部は重なり合わないことがわかる。これ は、比較出力信号の振幅制限の結果である。例えば、入力信号Siの値が図２ａの 水平軸に示す”ａ”であるものとする。この場合には、比較出力信号Sc(i-1)の 値は図２ａに２つの水平破線で示す振幅制限境界間に対称に位置する。比較出力 信号Sc(i)の値もこの信号のＨ状態とＬ状態との間の遷移部上に位置する。しか し、後者の比較出力信号Sc(i)の値は下振幅制限境界より低い。従って、入力信 号値が“ａ”のときは、図２ｂに示すように振幅制限信号Sl(i)はＬ状態になる とともに、振幅制限信号Sl(i-1)はＬ状態とＨ状態との間の遷移部に位置する。 値“ａ”から出発して、振幅制限信号Sl(i-1)の値は、図２ｂに示すように、 入力信号Siが値”ｂ”に達するまで入力信号Siの増大とともに増大し続ける。こ のとき、比較出力信号Sc(i-1)の値は上振幅制限境界に位置し、比較出力信号Sc( i)の値は下振幅制限境界に位置する。入力信号Ｓi が値”ｂ”から出発して更に 値“ｃ”まで増大すると、比較出力信号Sc(i-1)は振幅制限される。即ち、振幅 制限信号Sl(i-1)はもはや入力信号Siとともに変化しないで、Ｈ状態に維持され る。 他方、入力信号値が“ｂ”から“ｃ”に増大すると、比較出力信号Sc(i)の値 は振幅制限境界間に入り、これが値“ｄ”まで続く。従って、振幅制限信号Sl(i )は値“ｂ”及び“ｄ”間で入力信号Ｓi とともに変化するが、振幅制限信号Sl( i-1)及びSl(i+1)は変化しない。入力信号が更に増大し、値“ｄ”を越えると、 比較出力信号Sc(i)は振幅制限境界外に位置するが、比較出力信号Sc(i+1)は振幅 制限境界内に位置する。従って、振幅制限信号Sl(i)はＨ状態に固定され、振幅 制限信号Sl(i+1)はＬ状態とＨ状態との間の遷移部に位置する。 従って、図１に示す振幅制限部ＬＩＭは複数の比較出力信号Sc(1)..Sc(N)の遷 移部の重なり合いを有効に除去する。図１に示す合成部ＣＢＭは複数の比較出力 信号Sc(1),..Sc(N)を受信し、それらの重なり合わない遷移部を貼り合わせて折 り返し信号Ｓf を発生する。 図２ｃは合成部ＣＢＭにより与えられる折り返し信号Sfを示す。折り返し信号 Sfのi-1,i,i+1 で示す遷移部は振幅制限信号Sl(i-1),Sl(i),Sl(i+1)の遷移部で ある。図１に示す実施例により与えられる折り返し信号Sfは最大Ｎ個の遷移部を 具える。即ち、遷移部の数は比較部により与えられる互いにずれた遷移部を有す る比較出力信号の数に等しい。 図２ｃでは、遷移部i が振幅制限信号Sl(i)の関連する遷移部に対し反転され 、他の遷移部i+1 及びi-1 は反転されてない。折り返し信号Sfと振幅制限信号Sl (i-1),Sl(i),Sl(i+1)との関係は次のように書き表せる。 Sf＝・・＋Sl(i-1)−Sl(i)＋Sl(i＋1)・・ 即ち、図１に示す合成部ＣＢＭは振幅制限信号Sl(1)..Sl(N)を交互に反対符号で 合成するものである。 図３は本発明折り返し増幅器の第２の実施例を示す。図１と同様に、図３に示 す折り返し増幅器も３つの基本部分、即ち比較部ＣＰＭ、振幅制限部ＬＩＭ及び 合成部ＣＢＭに分割することができる。しかし、図１と異なり、図３では合成部 ＣＢＭに供給される振幅制限信号Slの数が比較出力信号Scの数に等しくない。 図３の比較部ＣＰＭは図４ａに示すような９個の比較出力信号Sc1..Sc9を出力 する。この９個の比較出力信号を互いに重なり合わない遷移部を有するそれぞれ ３個の比較出力信号の３個のグループに分割する。即ち、比較出力信号Sc1,Sc4 及びSc7 が互いに重なり合わない遷移部を有する比較出力信号の第１のグループ を構成する。比較出力信号Sc2,Sc5及びSc8 が互いに重なり合わない遷移部を有 する比較出力信号の第２のグループを構成する。比較出力信号Sc3,Sc6 及びSc9 が互いに重なり合わない遷移部を有する比較出力信号の第３のグループを構成す る。 振幅制限部ＬＩＭは第１、第２及び第３のグループの比較出力信号をそれぞれ 受信する３つの合成器C1,C2 及びC3を具える。図３の合成器C1,C2 及びC3の動作 は図１の合成部ＣＢＭの動作と同様である。各合成器は複数の比較出力信号の遷 移部を単一の出力信号、即ち中間折り返し信号に有効に多重する。即ち、合成器 C1は第１のグループの比較出力信号Sc1,Sc4,Sc7 を合成して第１の中間折り返し 信号SifIを形成する。同様に、合成器C2及びC3は第２のグループの比較出力信号 Sc2,Sc5,Sc8 及び第３のグループの比較出力信号Sc3,Sc6,Sc9 をそれぞれ合成し て第２及び第３の中間折り返し信号SifII 及びSifIIIを形成する。 図４ｂは第１、第２及び第３の中間折り返し信号SifI，SifII 及びSifIIIを示 す。比較出力信号と中間折り返し信号との関係は図４ａ及び図４ｂから明らかで ある。この関係は次のように書き表せる。 SifI ＝Sc1 −Sc4 ＋Sc7 SifII ＝Sc2 −Sc5 ＋Sc8 SifIII＝Sc3 −Sc6 ＋Sc9 図４ｂにおいて、遷移部はそれらの出所である比較出力信号Scと同一の参照番号 で示されている。従って、中間折り返し信号SifIは３つの遷移部１、４、７を具 え、中間折り返し信号SifII 及びSifIIIはそれぞれ遷移部２、５、８及び３、６ 、９を具える。 図３に示す振幅制限部ＬＩＭは、更に、中間折り返し信号SifI，SifII 及びSi fIIIをそれぞれ受信する３つのリミッタL1，L2及びL3を具える。これらの信号に 応答して、リミッタL1,L2 及びL3はそれぞれ振幅制限信号SlI,SlII及びSlIII を 発生し、これらの振幅制限信号を図４ｃに示す。図３に示すリミッタL1,L2 及び L3の動作は図１に示すリミッタL(1)..L(N)の動作と同一である。図２ａと同様に 、図４ｂにもリミッタL1,L2 及びL3の振幅制限境界が水平破線で示されている。 リミッタの入力信号の遷移部の内で振幅制限境界間に位置する部分のみが出力端 子に転送される。 例えば、図４ｂに示す値“ｅ”及び“ｆ”間の入力信号Siの値に対しては、中 間折り返し信号SifIの遷移部１が振幅制限境界内に位置する。従って、振幅制限 信号SlI は、図４ｃに示すように、入力信号Si の値“ｅ”及び“ｆ”間におけ る遷移部１に対応する。他方、中間折り返し信号SifII 及びSifIIIの値は、図４ ｂに示すように、“ｅ”及び“ｆ”間において下振幅制限境界より低いままであ る。従って、振幅制限信号SlII及びSlIII は図４ｃに示すようにＬ状態である。 しかし、入力信号値が“ｆ”及び“ｇ”間にある場合には、中間折り返し信号 SifII の遷移部２が振幅制限境界間に位置するが、中間折り返し信号SifIはは上 振幅制限境界より上にあり、中間折り返し信号SifIIIは下振幅制限境界より下に ある。従って、振幅制限信号SlIIは中間折り返し信号の遷移部２に対応する遷移 部２を有するが、振幅制限信号SlI 及びSlIII はそれぞれＨ状態及びＬ状態であ る。同様に、入力信号Siの値“ｇ”及び“ｈ”間においては、中間折り返し信号 SifIIIの遷移部３の一部分が有効に選択され、値”ｈ”及び”ｉ”間においては 、中間折り返し信号SifIの遷移部４の一部分が選択され、以下同様である。 図３の振幅制限部ＬＩＭは図１の振幅制限部ＬＩＭと同様に、比較出力信号Sc 1..Sc9 の遷移部の互いに重なり合わない部分を有効に選択する。更に、図３の 振幅制限部ＬＩＭはこれらの選択部分を合成手段ＣＢＭに多重した形で供給する 。即ち、合成部ＣＢＭにより受信される振幅制限信号SlI,SlII及びSlIII の各々 は３つの比較出力信号の遷移部の３つの互いに重なり合わない部分を具える。こ れは図１と相違し、図１では各振幅制限信号は一つの比較出力信号の遷移部の互 いに重なり合わない一つの部分を具えるのみである。 図３の合成部ＣＢＭは振幅制限信号SlI,SlII及びSlIII を次のように合成して 折り返し信号Sfを発生する。 Sf＝SlI −SlII＋SlIII 図４ｄに示すこの折り返し信号Sfは９個の遷移部１，．．９を具える。これらの 遷移部１，．．９は図４ｃに示す３つの振幅制限信号SlI,SlII及びSlIII の各々 の遷移部１，．．９に対応する。図４ｄの遷移部２、５、８は図４ｃの遷移部２ 、５、８に対し反転されている。これは、合成部が振幅制限信号SlIIを有効に反 転する（上式ではマイナス（−）で示されている）ためである。 図５は本発明折り返し増幅器の第３の実施例を示す。図１及び図３と同様に、 図５には３つの主機能ブロック、即ち比較部ＣＰＭ、振幅制限部ＬＩＭ及び合成 部ＣＢＭがある。更に、図３と同様に、図５の振幅制限部ＬＩＭは比較出力信号 を有効に多重する。しかし、図５に示す折り返し増幅器と図３に示すものとの間 には２つの主要な相違点がある。 第１に、図５の比較部ＣＰＭは、図３の比較部ＣＰＭにより発生される９個の 比較出力信号Sc1,..Sc9より著しく多い２７個の比較出力信号Sc1,..Sc27を発生 する。更に、図５の比較出力信号Sc1,..Sc27の遷移部は図３の比較出力信号Sc1. ．Sc9 の遷移部よりも大きく互いに重なり合う。図６ａは比較出力信号Sc1,..Sc 13を部分的に示す。図６ａに示さない比較出力信号Sc14,..Sc27は図示の比較出 力信号Sc1,..Sc13と同一のパターンを示す。即ち、比較出力信号を表す参照番号 が大きくなるにつれて、その遷移部が図６ａにおいて等距離づつ右にシフトされ る。 第２に、図５の振幅制限部ＬＩＭは多重及び振幅制限ステップを２回行う。こ の点はこのようなステップを１回行うだけである図３の振幅制限部ＬＩＭと相違 する。図５に示す振幅制限部では、第１多重及び振幅制限ステップが合成器C1.. C9とこれらに結合されたリミッタL1..L9とにより行われる。第２ステップが他の 合成器CF1..CF3とこれらに結合された他のリミッタLF1..LF3とにより行われる。 第１ステップでは、図５の合成器C1,..C9の各々が互いに重なり合わない遷移 部を有する３つの比較出力信号のグループを合成する。その結果として、９つの 中間折り返し信号SifI,..SifIXが得られる。合成器C1は比較出力信号Sc1,Sc10， Sc19を合成して中間折り返し信号SifI: SifI＝Sc1-Sc10+Sc19 を発生する。合成器C2は比較出力信号Sc2,Sc11，Sc20を合成して中間折り返し信 号SifII: SifII ＝Sc2-Sc11+Sc20 を発生する。以下同様にして、最後に、合成器C9が比較出力信号Sc9,Sc18，Sc27 を合成して中間折り返し信号SifIX: SifIX ＝Sc9-Sc18+Sc27 を発生する。 図６ｂは合成器C1,..C9によりそれぞれ発生される中間折り返し信号SifI,..Si fIX を部分的に示す。各中間折り返し信号SifI,..SifIX は３つの遷移部を具え る。図６ｂにおいて、これらの遷移部はそれらの出所の比較出力信号と同一の参 照番号で示されている。例えば、中間折り返し信号SifIは遷移部１、１０及び１ ９を有し、最後の遷移部は図６ｂに示されていない。図６ｂに示す中間折り返し 信号SifIの遷移部１０は比較出力信号Sc10の遷移部１０に対し反転されている点 に注意されたい。図６ａ及び図６ｂの遷移部１１、１２及び１３についても同様 である。これは、比較出力信号Sc10,..Sc18が合成器C1,..C9 により有効に反 転されることによる。 ９個の中間折り返し信号SifI,..SifIX が図５に示すリミッタL1,..L9のアレイ に供給される。中間折り返し信号SifI,..SifIX に応答して、これらのリミッタL 1,..L9 は中間振幅制限信号SilI,..SilIX を発生し、これらの信号を図６ｃに部 分的に示す。図６ｂにこれらのリミッタL1..L9の振幅制限境界が水平破線で示さ れている。これらの振幅制限境界間にある遷移部の部分のみが関連するリミッタ の出力端子に転送され、従って関連する中間振幅制限信号に現れる。 第２の多重及び振幅制限ステップにおいて、他の合成器CF1..CF3の各々が互い に重なり合わない遷移部を有する３つの中間振幅制限信号のグループを合成する 。例えば、合成器CF1 は図６ｃに実線で示す中間振幅制限信号SilI，SilIV 及び SilVIIを合成する。他の合成器CF1,CF2 及びCF3 はそれぞれ他の中間折り返し信 号SfifI,SfifII，SfifIII を発生し、これらの信号は次の演算: SfifI ＝SilI-SilIV+SilVII SfifII＝SilII-SilV+SilVIII SfifIII ＝SilIII-SilVI+SilIX の結果である。 図６ｄは合成器CF1,CF2 及びCF3 によりそれぞれ発生される他の中間折り返し 信号SfifI,SfifII，SfifIII を部分的に示す。図６ｂ及び図６ｃと同様に、図６ ｄにおいても遷移部はそれらの出所である比較出力信号と同一の参照番号で示さ れている。他の中間折り返し信号SfifI,SfifII，SfifIII の各々は９個の遷移部 を具える。例えば、他の中間折り返し信号SfifI は遷移部１、４、７、１０、１ ３、１６、１９、２２及び２５を具えるが、最後の４つは図６ｄに示されてない 。図６ｄに部分的に示す他の中間折り返し信号SfifI の遷移部４及び１０は図６ ａに部分的に示す比較出力信号Sc4 及びSc10の遷移部４及び１０に対し反転され ている。図６ａにも図６ｄにも示されてない遷移部１６及び２２も同様である。 他の中間折り返し信号SfifI,SfifII，SfifIII の各遷移部が反転されるかされな いかは図５の信号の流れから決定することかできる。図５において、合成器C1.. C9及び他の合成器CF1..CF3の入力に“−”又は“＋”を示して関連する信号が反 転されること、又は反転されないことを示している。 ３つの他の中間折り返し信号SfifI,SfifII及びSfifIII が図５に示す他のリミ ッタLF1,LF2 及びLF3 のアレイに供給される。図６ｄにこれらの他のリミッタLF 1,LF2 及びLF3 の振幅制限境界が２つの水平破線で示されている。下振幅制限境 界より低い値又は上振幅制限境界より高い値を有する中間折り返し信号SfifI,Sf ifII又はSfifIII はＬ状態又はＨ状態を有する振幅制限信号SlI,SlII又はSlIII を発生する。図６ｄから、他のリミッタLF1,LF2 及びLF3 は他の中間折り返し信 号SfifI,SfifII及びSfifIII の遷移部の互いに重なり合わない部分を有効に選択 することがわかる。これらの選択された部分が振幅制限信号SlI,SlII及びSlIII の遷移部を発生し、これらの振幅制限信号を図６ｅに部分的に示す。 図５に示す合成部ＣＢＭは振幅制限部ＬＩＭにより発生された振幅制限信号Sl I,SlII及びSlIII を受信し、これらの信号を次のように合成して折り返し信号Sf を得る。 Sf＝SlI-SlII+SlIII 図６ｆは２７個の遷移部１．．２７を有する折り返し信号Sfを部分的に示す。こ れらの遷移部１．．２７は図６ａに部分的に示す比較出力信号Sc1,．Sc27の遷移 部に対応する。 図１、図３及び図５に示す上述の３つの実施例は本発明の下記の基本概念を説 明するものである。これらの３つのすべての実施例において、比較部ＣＰＭは、 図２ａ、図４ａ及び図６ａにそれぞれ示すように、互いに重なり合う互いにシフ トした遷移部を有する比較出力信号を発生する。振幅制限部ＬＩＭは、図２ａ− ２ｂ、図４ａ−４ｂ、図６ｂ−６ｃ及び図６ｄ−６ｅの組合せで示すように、こ れらの遷移部の互いに重なり合わない部分を有効に選択する。合成部ＣＢＭは選 択されたこれらの部分を有効に多重して折り返し信号Sfを得る。 図３に示す実施例の可能な実現例を以下に説明するとともに図７ａ及び図８に に示す。図７ａは比較部ＣＰＭの回路及び合成器C1の回路を示す。他の合成器C2 及びC3の回路は合成器C1の回路と同一である。図８はリミッタL1,L2 及びL3の回 路及び合成部ＣＢＭの回路を示す。 図７ａ及び図８において、比較出力信号、中間折り返し信号、振幅制限信号及 び折り返し信号は差信号である。これらの差信号の非反転部分及び反転部分をそ れぞれ＋及び−で示す。更に図７ａ及び図８において、中間折り返し信号及び折 り返し信号は電圧であるが、比較出力信号及び振幅制限信号は電流である。 図３に示す実施例の実現例では、比較部ＣＰＭは９個の差動トランジスタ対DP 1..DP9を具える。これらの差動トランジスタ対DP1..DP9の共通エミッタはそれぞ れテール電流源I1..I9からバイアス電流の供給を受ける。テール電流源I1..I9は ほぼ等しい値Itail のバイアス電流を供給する。各差動トランジスタ対DP1..DP9 において、一方のトランジスタがそのベースに入力信号Siを受信し、他方のトラ ンジスタがそのベースに基準電圧Vr1..Vr9をそれぞれ受信する。 比較出力信号Sc1..Sc9 はそれぞれ差動トランジスタ対DP1..DP9の差動コレク タ電流である。基準電圧Vr1..Vr9により比較出力信号Sc1..Sc9 のそれぞれの遷 移部の位置が決まる。例えば、入力信号SiがVr1 に等しい値を有するとき、比較 出力信号Sc1 はその遷移部のほぼ中心に位置する。この中心位置が図４ａに参照 番号１と関連する点として示されている。他の基準電圧及びそれぞれの比較出力 信号についても同様である。 差動トランジスタ対DP1..DP9は、それらの比較出力信号を合成器C1,C2 及びC3 のどれに供給するかに応じて３つのグループに分けることができる。第１のグル ープの差動トランジスタ対DP1,DP4,DP7 が比較出力信号Sc1,Sc4,Sc7 のグループ を合成器C1に供給する。他の２つのグループの差動トランジスタ対DP2,DP5,DP8 及びDP3,DP6,DP9 が比較出力信号Sc2,Sc5,Sc8 及びSc3,Sc6,Sc9 のグループを合 成器C2及びC3にそれぞれ供給する。 各グループの差動トランジスタ対は実質的に重なり合わない遷移部を有する比 較出力信号を供給するものとするのが好ましい。これは、基準電圧Vr1..Vr9を適 切に選択することにより達成することができる。図７ｂは等間隔の基準電圧設定 を示し、２つの順次の基準電圧間の差、例えばVr1-Vr2、がＶtap である。従っ て、各グループ内の差動トランジスタ対の２つの順次の基準電圧間の差、例えば Vr1-Vr4、は３.Vtap になる。Vtapが十分に大きい場合（例えばバイポーラトラ ンジスタ実現例ではVtap＝５０ｍＶ）、３つのグループのどのグループの差動ト ランジスタ対により発生される比較出力信号の遷移部も実際上重なり合うことは ない。 図７ａに示す合成器C1の実施例は４つのトランジスタT1,T4,T7a 及びT7b を具 える。トランジスタT1とT7a のエミッタ及びトランジスタT4とT7b のエミッタを 相互結合する。トランジスタT1,T4,T7a 及びT7b のベースを抵抗R1,R4,R7a 及び R7b を経て電源電圧端子VCC に結合する。抵抗R1,R4,R7a 及びR7b の抵抗値は値 Rcomb にほぼ等しい。電圧Vcc(図示せず)が端子VCC に供給される。 トランジスタT1,T4,T7a 及びT7b のベースの電圧は抵抗R1,R4,R7a 及びR7b を 流れる電流に依存する。例えば、抵抗R1を流れる電流は比較出力信号Sc1 の非反 転部分である。入力信号Siが基準電圧Vr1 より低い１００ｍＶ以下であるとき、 Sc1 の非反転部分はほぼ零になる。他方、入力信号Siが基準電圧Vr1 より高い10 0mV 以上であるときは、電流源11のテール電流のほぼ全部がが抵抗R1を経て流れ る。 従って、入力信号Siが入力信号レンジの最低値から最高値へ変化するとき、Si ≒Vr1 においてトランジスタT1のベースの電圧がVcc からVcc-Itail.Rcomb に遷 移する。反対の遷移が基準電圧Vr7 に対するトランジスタT7b のベースの電圧に 生ずる。この電圧は、入力信号Siが入力信号レンジの最低値から最高値へ変化す るとき、Vcc-Itail.Rcomb から Vccに遷移する。トランジスタT4及びT7a のベー スの電圧は入力信号Siのレンジに亘って２つの遷移、即ちVcc-Itail.Rcomb から Vcc への遷移及びVcc からVcc-Itail.Rcomb へ戻る遷移を有する。２つの遷移を 有するのは、２つの比較出力信号の組合せを抵抗R4及びR7a に供給することによ る。 トランジスタT1及びT7a の共通エミッタの電圧はこれらのトランジスタのベー ス電圧のうちの高い方の電圧になる。従って、Si≒Vr1 のときのトランジスタT1 のベースにおける１つの遷移が、Si≒Vr4 及びSi≒Vr7 のときのトランジスタT7 a のベースにおける２つの遷移と有効に多重される。トランジスタT1及びT7ａの 共通エミッタは３つの遷移部を有する中間折り返し信号SifIの反転部分を提供す る。同様に、トランジスタT4及びT7b はこれらのトランジスタのベースにおける 遷移の多重である折り返し信号SifIの非反転部分を提供する。 図８において、リミッタL1,L2 及びL3は差動トランジスタ対QP1,QP2 及びQP3 とそれぞれの電流源を具える。差動電圧である中間折り返し信号SifI，SifII 及 びSifIIIがこれらのそれぞれの差動トランジスタ対に供給される。これに応答し て、差動トランジスタ対QP1,QP2 及びQP3 はそれぞれ振幅制限信号SlI，SlII 及 びSlIII を差動電流の形で出力する。 図８に示すこれらのリミッタL1,L2 及びL3のバイポーラトランジスタ実現例で は、振幅制限境界は約２００ｍＶ間隔である。これらの振幅制限境界は図４ｂに ２つの水平破線で示されている。振幅制限境界内に位置する中間折り返し信号Si fI，SifII 及びSifIIIの部分は比較部ＣＰＭとそれぞれの合成器C1,C2 及びC3と の縦続接続により与えられる利得に依存する。 図７ａにおいて、この利得は差動トランジスタ対DP1..DP9の電圧−電流変換変 換係数（相互アドミッタンス）と合成器C1,C2 及びC3の電流−電圧変換係数（相 互アドミッタンス）との積である。差動トランジスタ対DP1..DP9の相互アドミッ タンスは電流源I1..I9により供給されるテール電流Itail にそれぞれ依存する。 合成器C1の相互アドミッタンスは抵抗R1,R4,R7a 及びR7b の抵抗Rcomb にほぼ等 しい。合成器C1に同一の他の合成器C2及びC3の相互アドミッタンスもRcomb であ る。 従って、図４ｂに示すように有効に選択される遷移部の部分は特に次の２つの 回路パラメータ、即ち図７ａに示す電流源I1..I9により供給されるテール電流It ail と、合成器C1内の抵抗R1,R4,R7a,r7b 及び合成器C2及びC3内の対応する抵抗 とに依存する。これらのパラメータを適切に設定することにより、振幅制限信号 SlI，SlII 及びSlIII の遷移部間の重なり合いを避けることができる。 図８の合成部ＣＢＭは電源電圧端子VCC に結合された２つの抵抗RC1 及びRC2 を具える。合成部ＣＢＭは更に抵抗RC1 及びRC2 と差動対QP1,QP2 及びQP3 との 間の接続も具える。抵抗RC1 を各差動トランジスタ対QP1,QP2 又はQP3 の２つの コレクタの一方に接続する。抵抗RC2 を各差動トランジスタ対の２のコレクタの 他方に接続する。従って、３つの差動トランジスタ対QP1,QP2 及びQP3 からの差 動コレクタ電流の組合せがこれらの抵抗RC1 及びRC2 を経て流れる。 図８の合成部ＣＢＭ内の上述の接続により、形成される組合せ内の振幅制限信 号の符号が決まる。図８では、振幅制限信号SlI 及びSlIII の反転部分が振幅制 限信号SlIIの非反転部分と一緒に抵抗RCI を経て流れるように接続されている。 更に、振幅制限信号SlI 及びSlIII の非反転部分が振幅制限信号SlIIの反転部分 と一緒に抵抗RC2 を経て流れるように接続されている。抵抗RC1 及びRC2 の端子 VCC と反対側の接続点が折り返し信号Sfの非反転部分及び反転部分をそれぞれ出 力する。図８に示す合成部ＣＢＭの動作は次式で書き表せる。 Sf＝Vcc-｛ -SlI+SlII-SlIII｝.Rcbm この式中、Vcc は端子VCC に供給される電圧、及びRcbmは抵抗RC1 及びRC2 の抵 抗値である。抵抗RC1 及びRC2 により行われる電流−電圧変換により振幅制限信 号SlI,SlII及びSlIII が有効に反転される点に注されたい。 図９は４つの折り返し増幅器FAI..FAIV を組み込んだＡ／Ｄ変換器を示す。こ のＡ／Ｄ変換器はアナログ入力信号信号Siのディジタル表現である８ビット出力 信号Doを出力する。 図９に示す８ビットＡ／Ｄ変換器は３つの基本ブロック、即ち粗Ａ／Ｄ変換ブ ロックＣＡＤ、精Ａ／Ｄ変換ブロックＦＡＤ及びディジタル符号化論理ブロック ＤＥＬを具える。粗Ａ／Ｄ変換ブロックＣＡＤは入力信号Siの値を概略的に表す ８（＝２³）個の粗ラッチビットBc1..Bc8を出力する。精Ａ／Ｄ変換ブロックは ３２（＝２⁵）個の精ラッチビットBf1..Bf32 を出力し、これらは粗ラッチビッ トと相まって入力信号信号Siの値を８ビット精度で表す。ディジタル符号化ブロ ックＤＥＬはこれらの粗ラッチビットBc1..Bc8及び精ラッチビットBf1..Bf32 を ８ビットディジタル出力信号Doに符号化する。 もっと詳しく説明すると、精Ａ／Ｄ変換ブロックＦＡＤは４つの折り返し増幅 器FAI..FAIV と、補間器INT と、３２個のラッチのアレイLAA Ａとを具える。４ つの折り返し増幅器FAI,..FAIVは図１０に示す折り返し信号SfI..SfIV をそれぞ れ出力する。これらの折り返し信号SfI..SfIV、従ってそれらの遷移部は互いに シフトしている。これらの折り返し信号間のシフトは位相シフトで表せる。折り 返し信号SfI を基準にすると、換言すればSfI をゼロ(0)位相シフトであるもの とすると、折り返し信号SfII,SfIII及びSfIVはそれぞれ４５°、９０°及び１３ ５°位相シフトされている。 補間器INT は供給される４つの折り返し信号SfI..SfIV から３２個のラッチ入 力信号Sq1..Sq32 を取り出す。３２個のラッチ入力信号Sq1..Sq32 の内の４つは 折り返し信号SfI..SfIV にそれぞれ対応する。他の２８個のラッチ入力信号は折 り返し信号SfI..SfIV 間に補間により形成する。７つの補間信号を次の４つの折 り返し信号の組合せSfI-SfII,SfII-SfIII,SfIII-SfIV,SfIV-SfI の各組合せ間に 形成する。例えば、７つの補間処理を折り返し信号SfI とSfIIとの間で行い、そ れぞれ５5/8,１１1/4,１６7/8,２２1/2,２８1/8,３３3/4,３９3/8 度の位相シフ トを有する７つのラッチ入力信号を発生させる。信号組合せSfII-SfIII,SfIII-S fIV,SfIV-SfI間の補間処理も同様に行う。 ３２個のラッチのアレイLAA はそれぞれのラッチ入力信号Sq1..Sq32 がロウ状 態Ｌに近いのか、ハイ状態Ｈに近いのか有効に決定する。精ラッチビットBf1..B f32 の値はそれぞれのラッチ入力信号Sq1..Sq32 について行われた決定に依存す る。この点を図１０を参照して更に説明する。図１０において、破線水平線は３ ２個のラッチのアレイLAA の判定基準レベルDrefを示す。折り返し信号SfI..SfI V が判定基準レベルより下か上かに応じて、対応するそれぞれのラッチビットが ０又は１、又はその逆になる。同じことが折り返し信号SfI..SfIV 間の２８の補 間信号及びそれぞれの対応するらラッチビットにも言える。 ディジタル符号化論理ブロックＤＥＬは精ラッチビットBf1..Bf32 及び粗ラッ チビットBc1..Bc8から８ビットディジタル出力信号Doを取り出す。図１０につき 説明すると、粗ラッチビットBc1..Bc8は入力信号Siの値がレンジR1..R8のどのレ ンジに入るかを示す。精ラッチビットBf1..Bf32 は入力信号Siの値を更に精密に 特定する。図１０において、４個の折り返し信号Sf1..SfIV 及び２８個の補間信 号（図示せず）と判定基準レベルとの各交差が実効的に量子化レベルである。従 って、各レンジR1..R8は３２個の量子化レベルを具える。精ラッチビットBf1..B f32 は入力信号Siがこれらの３２個の量子化レベルのどのレベルに最も近いかを 示す。 折り返し増幅器FAI..FAIV は図７ａ及び図８に示すように且つ上述のように実 現することができる。この場合には、各折り返し増幅器FAI..FAIV に対する基準 電圧Vr1..Vr9を、図１０に示すように互いにシフトした折り返し信号SfI..SfIV が得られるように選択する。例えば、全ての折り返し増幅器FAI..FAIV は同一の タップ電圧Vtap＝６０ｍＶを有する。折り返し増幅器FAIIに対する基準電圧Vr1. .Vr9を折り返し増幅器FAI に対する基準電圧Vr1..Vr9に対し1/4Vtap ＝１５ｍＶ だけシフトさせる。同様に、折り返し増幅器FAIII 及びFAIVに対する基準電圧Vr 1..Vr9をそれぞれ折り返し増幅器FAII及びFAIII に対する基準電圧Vr1..Vr9に対 し1/4Vtap ＝１５ｍＶだけシフトさせる。 補間器INT は前記の論文に記載されているように抵抗で実現することができる 。３２個のラッチのアレイ及びディジタル符号化論理ブロックＤＥＬは当業者に 容易に実現しうる。 例えば、粗Ａ／Ｄ変換ブロックＣＡＤはフルフラッシュ３ビットＡ／Ｄ変換器 により実現することができる。この場合には、この変換器は８個の異なる基準レ ベルを有する８個の比較器と、これらに結合された８個のラッチとを具える。各 ラッチは、これが結合された比較器の基準レベルに対する入力信号Siの値に応じ て値０又は１を有する粗ラッチビットを発生する。これらの基準レベルは図１０ に示すレンジR1..R8に従って選択する。 図１１はチューナＴＵＮ、Ａ／Ｄ変換器ＡＤＣ及び復調器ＤＥＭを具える受信 機を示す。チューナＴＵＮは受信伝送信号ＲＦを周波数シフトさせたものである 中間周波数信号ＩＡを発生する。Ａ／Ｄ変換器ＡＤＣは中間周波数信号ＩＡのデ ィジタル表現、即ちディジタル中間周波数信号ＩＤを発生する。復調器ＤＥＭは 中間周波数信号のディジタル表現ＩＤから復調ベースバンド信号ＢＢを取り出す 。 図１１に示す受信機内のＡ／Ｄ変換器ＡＤＣは図９に示す実施例とすることが でき、その折り返し増幅器FAI..FAIV を上述したように且つ図７ａ及び図８に示 すように実現することができる。例えば、チューナＴＵＮは次の素子、即ちミク サ、発振器、高及び中間周波数フィルタ及び増幅器の一以上を具える慣例のチュ ーナとすることができる。変調器ＤＥＭは、例えば米国特許第５２３００１１号 の図１に示されるディジタル信号処理素子の組合せとすることができる。 本発明の特徴並びに利点を上述した実施例及び実現例について以下に強調する 。 図９に示すＡ／Ｄ変換器の感度は折り返し増幅器FAI..FAIV により決まる。出 力信号Doのフルスケール変化、即ち８ビット変化は、入力信号Siが図１０に示す 折り返し信号Sf1..SfIVの全遷移部を通過する必要がある。 本発明では、それぞれの折り返し信号SfI..SfIV を比較部ＣＰＭにより供給さ れる互いに重なり合う遷移部を有する比較出力信号から取り出している。これは 図２ａ−２ｃ、図４ａ−４ｄ及び図６ａ−６ｆに示されている。比較出力信号の 遷移部が互いに重なり合うため、入力信号Siの比較的小さい変化が十分に図１０ に示す折り返し信号SfI..SfIV の遷移部を通過する。従って、本発明を使用すれ ば図９に示すＡ／Ｄ変換器はかなり高い感度を有するものとなる。 更に、図９に示すＡ／Ｄ変換器の精度及び直線性は折り返し増幅器FAI..FAIV によりほぼ決まる。図１０において、折り返し信号SfI..SfIV の遷移部及び補間 信号の遷移部は基準検出レベルDrefと理想的には等間隔に交差する必要がある。 折り返し信号SfI..SfIV の遷移部を直線性にすればするほど、この理想構成が近 似され、従って図９に示すＡ／Ｄ変換器の直線性及び精度が良くなる。 本発明では、それぞれの折り返し信号SfI..SfIV の遷移部を比較出力信号の遷 移部の一部分から取り出している。これは図２ａ−２ｃ、図４ａ−４ｄ及び図６ ａ−６ｆに示されている。振幅制限部ＬＩＭがどの部分を取るか決定する。図２ ａ，図４ｂ及び図６ｂ／６ｄには、破線水平線で示す振幅制限境界がほぼ重なり 合わない部分を取り出すことが示されている。その結果として、比較出力信号の 遷移部が互いに重なり合うにもかかわらず、折り返し信号Sfの遷移部がほぼ直線 になる。従って、本発明を使用すれば図９に示すＡ／Ｄ変換器は満足な精度を及 び直線性を有するものとなる。 従って、本発明は高感度並びに満足な精度及び直線性を特徴とするＡ／Ｄ変換 器を提供する。このようなＡ／Ｄ変換器は受信機、例えば図１０に示す受信機用 に特に好適である。図１０ではＡ／Ｄ変換器ＡＤＣの感度が高ければ高いほど、 チューナに必要とされる利得が小さくなる。従って、信号歪み、電力消費及び不 安定性が緩和される。図１０では、復調器により十分低い歪みでベースバンド信 号ＢＢを得るためには満足な精度及び直線性のＡ／Ｄ変換器が必要とされる。 図３及び図５に示す実施例の特徴は、比較出力信号の組合せを振幅制限する点 にある。この点は各比較出力信号を個々に振幅制限する図１に示す実施例と相違 する。前者の実施例は、この特徴のために、比較的少数の素子を具えるものとな る。 図５に示す実施例の特徴は、比較出力信号Sc1..Sc27 がリミッタL1..L9及び他 のリミッタLF1..LF3により２ステップで有効に制限される点にある。この特徴は 折り返し信号Sfの遷移部の精度及び直線性に寄与する。これは次のように説明す ることができる。図６ａに部分的に示される比較出力信号Sc1..Sc27 が単一ステ ップで制限される図５の類似例について考察する。この場合には、この単一ステ ップを実行するリミッタは実質的に重なり合わない遷移部を有する振幅制限信号 を得るのに比較的狭い振幅制限境界を必要とする。どのような実現例においても 、振幅制限境界は使用する回路のオフセットの影響を受ける。振幅制限境界が狭 くなればなるほど、オフセットが折り返し信号Sfの遷移部に及ぼす影響が大きく なる。図５では振幅制限を比較的広い振幅制限境界を用いて２ステップで行うた め、オフセットが折り返し信号Sfに及ばす影響はかなり小さくなる。 図３及び図５に示す実施例の特徴は、３つの信号の組合せを形成する点にある 。この特徴は折り返し信号Sfの遷移部の精度及び直線性に寄与する。これは次の ように説明することができる。比較出力信号Sc1,Sc4 及びSc7 を中間折り返し信 号SifIに合成する図３の合成器C1の図７に示す実現例について考察する。電流源 11,14 及び17間のオフセットが中間折り返し信号の遷移部に影響を及ぼす。例え ば、入力信号Siの値が基準電圧Vr4 に近い場合、電流源14及び17により供給され るテール電流間のオフセットが中間折り返し信号SifIの該当する遷移部に影響を 及ぼす。もっと多数の信号を合成する必要がある場合には、もっと多数の電流源 が必要とされ、従ってもっと多くのオフセットが形成される多数の信号の組合せ の遷移部に影響を及ぼす。本発明では、この点において折り返し増幅器内におい て３つの信号の組合せを形成するのが最適であることを確かめた。 図３の実施例の図７に示す実現例の特徴は、比較部ＣＰＭと合成部C1との縦続 接続により１よりかなり大きい電圧利得を与えることができる点にある。この特 徴は折り返し信号の遷移部の精度及び直線性に寄与する。比較部ＣＰＭと合成部 C1との縦続接続により与えられる電圧利得が高ければ高いほど、リミッタL1内の オフセットが折り返し信号Sfの遷移部に及ぼす影響が小さくなる。同じことが比 較部ＣＰＭと合成器C2及びC3との縦続接続及びリミッタL2及びL3にも言える。 最後に、以上述べた実施例及び実現例以外にも多くの実施例及び実現例が請求 の範囲に記載された本発明の範囲内に含まれる。 図３及び図５に示す実施例は極めて多数の推考可能な実施例のうちの２つにす ぎないことを説明するために、実施例の分類法を最初に示す。この分類法によれ ば、図３の実施例は３−３構造を有し、図５の実施例は３−３−３構造を有する 。この構造の表現において、横棒（−）はリミッタのアレイを表す。横棒（−） の前の数字は当該アレイ内の各リミッタに供給すために合成される信号の数であ る。最後の数字は合成部に供給される振幅制限信号の数である。 Ａ−Ｂ構造又はＡ−Ｂ−Ｃ構造を有する任意の実施例（Ａ，Ｂ，Ｃは整数）も 本発明の範囲に含まれること明らかである。例えば、１６個の遷移部を有する折 り返し信号を得るために、４−４構造を有する本発明の実施例を使用することが できる。このような実施例では、比較部が１６個の比較出力信号を発生し、４つ の比較出力信号の４つのグループを４つの中間折り返し信号に合成する。後者の ４つの信号を次に振幅制限し、合成して折り返し信号を得る。 更に、Ａ−Ｂ−Ｃ−Ｄ，Ａ−Ｂ−Ｃ−Ｄ−Ｅ等の構造を有する実施例も本発明 の範囲に含まれる。本発明の原理を知れば、当業者は３以上のリミッタアレイを 具える実施例を容易に推考しうる。例えば、３−３−３−３構造を有する実施例 は８１個の遷移部を有する折り返し信号を発生する。このような実施例では、３ つのリミッタアレイと３つの合成器アレイが存在する。或いは又、９−９構造を 用いて８１個の遷移部を有する折り返し信号を得ることもできる。 比較部ＣＰＭ、振幅制限部ＬＩＭ、合成部ＣＢＭのような機能部は種々に実現 することができる。例えば、図７ａに示す合成器C1は図８に示す合成部ＣＢＭと 同一に実現することができ、逆にすることのできる。比較部ＣＰＭ及びリミッタ L1,L2 及びL3は図７ａ及び図８に示すような直接形式にしないこともできる。更 に、どの実現例においても、電界効果又はＭＯＳトランジスタを使用することが できる。例えば、図７ａ及び図８に示す回路はバイポーラトランジスタの代わり にＭＯＳトランジスタで等しく良好に実現することができる。当業者であれば、 図２ａ−２ｃ，図４ａ−４ｄ及び図６ａ−６ｆに示す機能部の特性はこれらの機 能部の実現を何ら限定するのでないことが理解される。 要するに、本明細書には次の事項が開示されている。折り返しＡ／Ｄ変換器に おいて、比較部が入力信号に応答して複数の比較出力信号を発生する。これらの 比較出力信号の遷移部は互いにシフトされ且つ実質的に互いに重なり合っている 。この重なり合いのために、入力信号は全遷移部を通過するのに比較的小さい変 化を必要とするのみとなる。振幅制限部が遷移部の一部分を有効に選択する。合 成部がこれらの選択部分を有効に多重して折り返し信号を得る。重なり合うにも 係わらず、振幅制限部による選択によって、折り返し信号の歪み阻止する。 請求の範囲内の参照符号は請求の範囲をその番号の構成に限定するためではな い。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．折り返し増幅器(FA)を有するＡ／Ｄ変換器において、前記折り返し増幅器が 、 入力信号(Si)に応答して、互いにシフトした互いに重なり合う遷移部を有す る複数の比較出力信号(Sc1..Sc9;Sc1..Sc27)を発生する比較手段(CPM)と、 前記複数の比較出力信号(Sc1..Sc9;Sc1..Sc27)に応答して、実質的に重なり 合わない遷移部を有する複数の振幅制限信号(SlI..SlIII)を発生する振幅制限手 段(LIM)と、 前記複数の振幅制限信号(SlI..SlIII)を合成して折り返し信号(Sf)を発生す る合成手段(CBM)と、 を具えることを特徴とするＡ／Ｄ変換器。 ２．前記振幅制限手段が、 互いに実質的に重なり合わない互いにシフトされた遷移部を有する比較出力 信号(Sc1-Sc4-Sc7,..;Sc1-Sc10-Sc19,..)の各別のグループを合成して、互いに 重なり合う互いにシフトされた遷移部を有する複数の中間折り返し信号(SifI..S ifIII;SifI..SifIX)を発生する複数の合成器(C1..C3;C1..C9)と、 前記複数の中間折り返し信号(SifI..SifIII;SifI..SifIX)を受信するよう結 合された入力端子と前記合成手段(CBM)に結合された出力端子を有する複数のリ ミッタ(L1..L3;L1..L9)と、 を具えることを特徴とする請求項１記載のＡ／Ｄ変換器。 ３．前記振幅制限手段が、 互いに実質的に重なり合わない互いにシフトされた遷移部を有する振幅制限 中間折り返し信号の各別の組合せ(SilI-SilIV-SilVII,SilII-SilV-SilVIII,SilI II-SilVI-SilIX）を合成して互いに重なり合う互いにシフトされた遷移部を有す る複数の他の中間折り返し信号(SfifI,SfifII,SfifIII)を発生する複数の他の合 成器(CF1,CF2,CF3)と、 前記複数の他の中間折り返し信号(SfifI,SfifII,SfifIII)を受信するよう結 合された入力端子と前記合成手段(CBM)に結合された出力端子を有する複数の他 のリミッタ(LF1.LF2,LF3)と、 を具えることを特徴とする請求項２記載のＡ／Ｄ変換器。 ４．各合成器(C1..C3;C1..C9)が３つの入力端子を有し、各入力端子が中間折り 返し信号(SifI..SifIII;SifI..SifIX)を受信するよう結合されていることを特徴 とする請求項２記載のＡ／Ｄ変換器。 ５．各他の合成器(CF1,CF2,CF3)が３つの入力端子を有し、各入力端子が他の中 間折り返し信号(SfifI,SfifII,SfifIII)を受信するよう結合されていることを特 徴とする請求項３記載のＡ／Ｄ変換器。 ６．前記比較手段(CPM)が、前記複数の比較出力信号(Sc1..Sc9;Sf1..Sf9)の遷移 部に利得を与えるよう構成されていることを特徴とする請求項１記載のＡ／Ｄ変 換器。 ７．請求項１に記載されたＡ／Ｄ変換器を具えることを特徴とする受信機。 ８．入力信号(Si)に応答して、互いに重なり合う互いにシフトされた遷移部を有 する複数の比較出力信号(Sc1..Sc9;Sc1..Sc27)を発生する比較手段(CPM)と、 前記複数の比較出力信号(Sc1..Sc9;Sc1..Sc27)に応答して、実質的に重なり 合わない遷移部を有する複数の振幅制限信号(SlI..SlIII)を発生する振幅制限手 段(LIM)と、 前記複数の振幅制限信号(SlI..SlIII)を合成して折り返し信号(Sf)を発生す る合成手段(CBM)と、 を具えることを特徴とする折り返し増幅器。