JPH10501671A - 位相固定ループのループフィルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 位相固定ループＰＬＬに使用される能動的フィルタは、反転型演算増幅器の入力と出力との間に接続された受動的積分器を含む。その結果、電荷ポンプからの高速パルスは増幅器へ直接移動する。本発明によれば、受動的積分器（５１）が非反転型演算増幅器（５２）の前に配置され、これにより、電荷ポンプのパルスを接地点へ短絡し、演算増幅器に付加的なローパスフィルタが必要とされないようにする。それ故、受動的積分器に更に多くのローパスフィルタを含むことができる。ＶＣＯ同調電圧は、利得Ａ＞１を用いることにより、演算増幅器（５２）の入力においてＤＣレベルをシフトすることによって拡張することができる。

Description

【発明の詳細な説明】 位相固定ループのループフィルタ発明の分野 本発明は、位相固定ループに係り、より詳細には、これに使用されるループフ ィルタに係る。先行技術の説明 周波数合成器として使用される位相固定ループは、図１に示す部品を含んでい る。入力周波数は、デジタル位相／周波数検出器２において比較され、その一方 の周波数は、基準周波数ｆ_Refを基準分割器１において係数Ｒで除算したもので あり、そして他方の周波数は、出力周波数ｆ_vcoをループ分割器６において係数 Ｎで除算したものである。位相比較器２は、Ｕ（アップ）及びＤ（ダウン）パル スを発生し、その巾は、入力信号の周波数及び／又は位相差に比例する。電荷ポ ンプ３は、Ｕ及びＤパルスを双極パルスに変換し、その極性は、周波数及び／又 は位相差の方向を指示し、そしてその巾は、差の大きさを示す。電荷ポンプによ り与えられるパルスは、ループフィルタ４において積分され、そこから得られる 直流電圧Ｖ_tは、電圧制御発振器ＶＣＯ５の制御電圧であり、位相比較器の入力 信号の周波数及び／又は位相差が最小となるようにＶＣＯを制御する。 第１世代の電荷ポンプは、電圧出力を有していたが、ＰＬＬ回路の部品を含む ＩＣ回路より成る今日のほとんどの電荷ポンプは、電流出力を有する。最初に述 べた公知の電荷ポンプは、３状態の電圧出力を有し、即ち出力は、正の供給電圧 Ｖ_DDに接続されるか、負の供給電圧Ｖ_SS（これはしばしば接地される）に接続さ れるか、或いはオープン状態のままとされる。出力電圧を積分器（フィルタ）の 励起電流に変換するためにフィルタ（積分器）にはバイアス抵抗が使用される。 位相比較器の入力信号の位相差が小さいときには、電荷ポンプの出力パルスが巾 狭であり、電荷ポンプは、ほとんどの時間オープン状態である。それ故、積分器 は、バイアス抵抗より相当に大きな抵抗を経て、即ち電流源から給電されること が明らかである。しかしながら、供給電流の値は、フィルタの出力電圧、即ちＶ ＣＯ同調電圧Ｖ_tに基づき、そして供給電流は、当然、Ｖ_SS＝０であれば、Ｖ_tが 厳密にＶ_DD／２である場合だけ対称的となる。さもなくば、位相差の符号に依 存することになる。 典型的な受動的ループフィルタが図２に示されている。フィルタ２１は、積分 キャパシタＣ２と、減衰抵抗Ｒ２と、平滑キャパシタＣ３とを備えている。電荷 ポンプ３（図１及び２）により与えられるパルスは、フィルタの出力である。ノ イズを減少するために追加の受動的ローパスフィルタがしばしば使用され、そし ておそらくは基準周波数信号がフィルタ２１を貫通する。抵抗Ｒ１は、バイアス 抵抗である。上記した第１世代の電荷ポンプ及び受動的フィルタの欠点は、電荷 ポンプの出力電流がフィルタの出力電圧Ｖ_tに依存することである。 積分器の入力電流をその出力電圧Ｖ_t及び位相差の符号と独立したものにする ために、受動的フィルタに代わって、図３に示すように演算増幅器が設けられた 能動的フィルタ（積分器）を使用することが知られている。理想的には、演算増 幅器３１は、その入力ポートの電圧を等しく維持する。従って、その正の入力極 に影響する電圧がＶ_DD／２である場合には、その同じ電圧が負の入力極にも影響 し、バイアス抵抗Ｒ１に流れる電流は、位相差とは独立したものになる。 能動的フィルタに伴う一般的な問題は、演算増幅器が低速であると共に、デジ タル回路により発生される高速パルスが供給されるように意図されていないこと である。実際に、電荷ポンプにより発生されたパルスは、図３のフィードバック 路のキャパシタＣ３３を経て演算増幅器の入力へ直進し、これをオーバーライド させる。又、ループが定常状態にあるときに、電荷ポンプはパルスを発生する。 というのは、常にノイズが位相比較器の入力信号間にある程度の位相差を生じさ せるからである。最悪の場合に、パルスは、ループが定常状態に達するのを防止 し、定常状態の周りで振動させる。これが起きる理由は、パルスが演算増幅器３ １の出力に非反転状態で到達するが、増幅器自体は、低い周波数に対して反転す るからである。従って、パルスは、ループに正のフィードバックを形成し、これ により、位相ジッタを増加する。更に、演算増幅器は、あるときには、パルスが 消失した後にオーバーライド状態から回復する必要がある。その後、キャパシタ Ｃ３３に電荷を回復しようと試みる。従って、増幅器の入力の数ナノ秒のパルス は、増幅器の動作を数マイクロ秒間妨げることがある。 図３に示す回路を用いることにより生じる上記の問題を解決するために、増幅 器の前に前置フィルタを使用することが知られている。これは、図３に使用した のと同じ参照番号を適宜用いた図４に示されている。演算増幅器３１の負の入力 極のバイアス抵抗を抵抗Ｒ１ａ及びＲ１ｂの直列接続体と置き換え、そして抵抗 間のキャパシタＣ１３を接地したときは、電圧Ｖ_dd／２が抵抗Ｒ１ａとＲ１ｂと の間に影響を与える。キャパシタＣ１３は、電荷ポンプ３のパルスを平滑化し、 演算増幅器がそれらに追従できるようにする。演算増幅器３１のＤＣ入力電流は 理想的にはゼロであるから、キャパシタＣ１３に影響する電圧は、定常状態にお いては、演算増幅器の入力極の場合と同じであり、即ちＶ_DD／２である。 図４に基づき前置フィルタを使用するときには、非常に純粋な同調電圧が得ら れる。しかしながら、それに伴う欠点は、大きさを決めるのに多数を妥協を含む と共に、安定化時間を短縮し、ノイズを低くし、そして同調電圧への基準周波数 信号の漏れを無視できる程度にすることを目的とする場合には、大きさを決める のが非常に困難なことである。これは、ローパスフィルタ動作の制約及び抵抗Ｒ １ａ及びＲ１ｂの選択により生じる。又、図４に基づく既知の能動的フィルタの 部品の値を選択することも困難であり、例えば、ノイズに対し、図３の能動的な 積分器は、利得が１の非反転増幅器として考えることができる。図４の回路にお いては、高い周波数に対する利得は、Ｃ３が存在しなければ、（Ｒ２＋Ｒ１ｂ） ／Ｒ１ｂとなる。それ故、キャパシタＣ１３の存在は、ノイズを相当に増加し、 従って、Ｒ１ｂは、著しく小さくなくてもよい。一方、Ｒ１ａも著しく小さくな くてもよい。というのは、さもなくば、電荷ポンプの出力電流が大きくなり過ぎ るからである。出力電流は、正及び負の位相エラーに対してしばしば異なる大き な裕度を有する。これらは、全て、大量生産において許容できないような予想で きない作用を生じる。キャパシタＣ３３が存在する場合には、ノイズが高い周波 数において減少されるが、安定化時間を小さく保つためには、キャパシタＣ１３ の値を減少しなければならない。これは、増幅器の入力において電荷ポンプのパ ルスの変化率を増加し、増幅器を飽和させることがある。 図４の回路の別の欠点は、周波数のステップが大きい場合に、出力電流が増加 し、即ち安定化時間が長くなることである。この場合には、能動的な積分器は、 キャパシタＣ１３の電圧レベルをその定常値Ｖ_DD／２から強制的に変化させるよ うに高い制御電流を必要とする。 上記した能動的フィルタの欠点、即ちそれらが複雑で、最適化が困難で、且つ 基準周波数信号の減衰が小さいことにより、依然として受動的フィルタにある程 度の関心がもたれている。一定電流出力をもつ第２世代の電荷ポンプ、即ち出力 電流が出力電圧と独立しているポンプが開発されたときには、同調電圧がレンジ ゼロ即ち動作電圧Ｖ_ddを越える必要がなければ、図２に基づく受動的フィルタを 再び使用することができる。電荷ポンプの電流源が理想的なものでないときは、 実際の同調電圧が、１Ｖ、・・・Ｖ_dd−１Ｖの範囲である。このようなポンプを 使用するときには、図２の回路の抵抗Ｒ１が値０を有する。一定電流出力をもつ 電荷ポンプが公知の受動的積分器と共に使用された位相固定ループＰＬＬは、発 振器の制御電圧領域を大きくする必要がないときに良好に機能する。同調領域を 拡張するための電荷ポンプが存在し、その出力段の供給電圧は、正の論理供給電 圧よりも高い。しかしながら、受動的フィルタの場合には、６Ｖより高い供給電 圧を得るための手段がない。当業者に知られたほとんどの通常の解決策は、受動 的フィルタを断念し、図３又は４に示す既知の能動的フィルタを使用している。発明に要旨 本発明は、電荷ポンプと共に使用するループフィルタが公知の能動的フィルタ の欠点をもたず、且つ大きなＶＣＯ同調電圧領域を可能とする位相固定ループを 提供する。 本発明は、請求項１に記載したことを特徴とする。 本発明は、公知の能動的フィルタにおいて、反転型演算増幅器の入力と出力と の間、即ちフィードバック路に受動的積分器を接続し、これにより、電荷ポンプ からの高速パルスが増幅器の出力へ直接到達し得るようにすることに基づいてい る。本発明によれば、受動的積分器は、非反転型演算増幅器の前に配置され、こ れにより、電荷ポンプのパルスを接地点へ短絡し、演算増幅器の前に付加的なロ ーパスフィルタは必要とされない。それ故、より多くのローパスフィルタを受動 的積分器に含むことができ、そして必要なときは、演算増幅器の後に配置できる フィルタにも含むことができ、それでも、ループの安定化時間を短く保つことが できる。演算増幅器は非反転型であるから、同じ増幅係数の反転型増幅器よりも 発生するノイズが少ない。この回路は、公知回路よりも複雑でなく、ループの安 定化時間と発振器の同調電圧の純粋さとの間の大きさを決める際に容易に妥協点 に到達する。図面の簡単な説明 以下、添付図面を参照して、本発明の好ましい実施形態を詳細に説明する。 図１は、位相固定ループのブロック図である。 図２は、既知の受動的ループフィルタを示す図である。 図３及び４は、既知の能動的ループフィルタ回路を示す図である。 図５は、本発明によるループフィルタのブロック図である。 図６は、図５のフィルタの１つの回路解決策を示す図である。好ましい実施形態の詳細な説明 図５に示すように、一定の電流出力を有する電荷ポンプ３によって発生された パルスは、例えば、図２に示すような既知の受動的積分器５１へ送られ、そして それにより発生された出力電圧は、非反転演算増幅器５２において増幅される。 演算増幅器５２を電荷ポンプ３のパルスに対して保護するために受動的積分器が 使用されることに注目するのが重要である。従って、付加的なローパスフィルタ は必要とされない。受動的積分器５２が保護手段として機能するときには、パル スは良好に減衰し、部品の数が減少され、そして大きさ決めは、公知のフィルタ に比して簡単である。又、ＤＣレベルのシフトは、増幅器５２においていずれか の入力極の電圧にＤＣ電圧Ｖ₀を加算することにより行うこともできる。このよ うに、所望の同調電圧領域がＶＣＯに対して容易に達成され、この領域において は最大電圧が６Ｖを越える。ＤＣレベルのシフトは、図５においては、加算器５ ４により示されている。フィルタ５３は、増幅器５２の出力信号をフィルタする ために必要なときに使用することができる。 部品の大きさ決めは、受動的フィルタに対しては本質的に同様に行われるが、 積分器と任意のローパスフィルタが増幅器５２により互いに分離されるので簡単 である。 図６は、本発明のフィルタに対する１つの回路レベル解決策を示している。バ イアス抵抗Ｒ６５を経て増幅器６２の反転入力に送られる直流電圧Ｖ₀は、増幅 器の出力電圧にＤＣレベルシフトを含ませる。実際に、電圧Ｖ₀は、おそらくは フィルタされた装置の動作電圧の１つである。増幅器のフィードバック路におけ るキャパシタンスＣ_compは、小さなキャパシタンスであり、その目的は、増幅器 の反転入力と接地点との間の寄生キャパシタンスＣ_parを補償することである。 過剰補償は、増幅器をある種のローパスフィルタへと切り換える。この特徴は、 出力電圧Ｖ_t上の、即ちＶＣＯ同調電圧上の高周波数ノイズを減衰するのに効果 的に使用することができる。ダイオードＤ１は、電荷ポンプの出力がゼロである ときの異常状態において演算増幅器の出力が低くなり過ぎるのを防止するのに使 用される。 任意に使用されるローパスフィルタ６３は、単にＲＣフィルタＲ７５、Ｃ７５ として形成される。 図５の回路は、次のように大きさ決めすることができる。増幅器５２の利得が 最初に選択される。これは、必要なＶＣＯ同調電圧領域を、電荷ポンプ３に許さ れた出力電圧の有効電圧領域で除算したものと同じでよい。利得は、ノイズが増 加しないように、あまり大きくされない。その後、電荷ポンプの最小出力電圧を 所要の最小ＶＣＯ同調電圧Ｖ_tminへとシフトするのに必要なレベルシフトが計算 される。積分器６１の時定数は、受動的積分器と一般的に同様に大きさ決めされ るが、実際のＶＣＯ同調感度ではなく、増幅器６２の利得で乗算された値が使用 される。又、同調電圧Ｖ_tに対する演算増幅器６２のノイズ作用は、充分に低く 確保される。もしそうでなければ、この作用は、例えば、フィルタ６３に対する ローパスフィルタ動作を増加しそしてキャパシタＣ３５を減少することにより、 減少することができる。 本発明の１つの効果は、演算増幅器が非反転型であることである。市場で入手 できる幾つかの集積ＰＬＬ回路は、位相検出器の極性を切り換えることができな いが、これは、反転型の能動的フィルタを使用した場合に必要になる。従って、 本発明のフィルタは、これらのＩＣ回路にも使用することができる。 添付図面を参照した以上の説明は、単に本発明を述べたものに過ぎない。請求 の範囲の精神及び範囲から逸脱せずに、種々の変更や修正がなされ得ることが当 業者に明らかであろう。従って、本発明は、負の同調電圧を用いたＶＣＯ回路に も使用することができる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，Ｌ Ｕ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ， ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，Ｓ Ｚ，ＵＧ)，ＵＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，Ｉ Ｓ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ， ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，Ｓ Ｄ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．電圧（Ｖ_t）により制御される発振器と；基準信号を受信する第１入力、及 び上記電圧制御発振器の出力からおそらく周波数分割器で分割されて得られる発 振信号（ｆ_VCO）を受信するための第２入力を有し、これら入力信号の差に応答 してＵ（アップ）及びＤ（ダウン）パルスを発生する位相検出器と；これらのＵ 及びＤパルスを出力の双極電流パルスに変換し、その電流が出力電流とは本質的 に独立したものとする電荷ポンプと；この電荷ポンプにより与えられるパルスを 上記電圧制御発振器の同調電圧（Ｖ_c）に変換するための積分手段とを備えた位 相固定ループにおいて、 上記積分手段は、上記電荷ポンプにより与えられるパルスが送られて積分電 圧を形成するための受動的積分器（５１）と；上記積分電圧が非反転入力に送ら れそして出力電圧が上記電圧制御発振器の同調電圧（Ｖ_c）となるような演算増 幅器（５２）とを備え、これにより、上記受動的積分器（５１）は、電流パルス に対して演算増幅器（５２）を保護することを特徴とする位相固定ループ。 ２．上記積分手段は、積分電圧の電圧レベルをシフトするための手段（５４）も 備えている請求項１に記載の位相固定ループ。 ３．上記積分電圧の電圧レベルをシフトする手段（５４）は、演算増幅器（５２ ）の反転入力のＤＣレベルを変換するための手段（Ｖ₀、Ｒ５６）を含む請求項 ２に記載の位相固定ループ。 ４．演算増幅器（５２）の出力は、出力電圧（Ｖ_t）を更にフィルタするために ローパスフィルタに接続される請求項１に記載の位相固定ループ。