JPH1039938A - 安定化電源回路 - Google Patents
安定化電源回路Info
- Publication number
- JPH1039938A JPH1039938A JP8198185A JP19818596A JPH1039938A JP H1039938 A JPH1039938 A JP H1039938A JP 8198185 A JP8198185 A JP 8198185A JP 19818596 A JP19818596 A JP 19818596A JP H1039938 A JPH1039938 A JP H1039938A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- input
- output
- voltage
- power supply
- stabilized power
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
- Charge And Discharge Circuits For Batteries Or The Like (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 誤接続などにより、出力電圧＞入力電圧、の
状態になっても回路に異常を来すことなく、また、単独
で方充電回路として使用できる安定化電源回路を提供す
る。 【解決手段】 入出力端子１１、１２の電圧は、抵抗１
９乃至２２で検出され、コンパレータ２３で比較され
る。スイッチ１８は、コンパレータの出力に基づいて入
出力端子１１または１２のいずれかを抵抗６６に接続す
る。入力電圧は、入出力端子１１、１２の一方からダイ
オード１５、１６の一方を介して、各部に供給される。
基準電源回路６４の出力と抵抗６６、６７で分圧された
電圧との差に応じた誤差信号が、誤差増幅器６５からＭ
ＯＳＦＥＴ１７のゲートに供給され、一方の入出力端子
に入力された入力電圧は、ＭＯＳＦＥＴを介して他方の
入出力端子へ出力される。
状態になっても回路に異常を来すことなく、また、単独
で方充電回路として使用できる安定化電源回路を提供す
る。 【解決手段】 入出力端子１１、１２の電圧は、抵抗１
９乃至２２で検出され、コンパレータ２３で比較され
る。スイッチ１８は、コンパレータの出力に基づいて入
出力端子１１または１２のいずれかを抵抗６６に接続す
る。入力電圧は、入出力端子１１、１２の一方からダイ
オード１５、１６の一方を介して、各部に供給される。
基準電源回路６４の出力と抵抗６６、６７で分圧された
電圧との差に応じた誤差信号が、誤差増幅器６５からＭ
ＯＳＦＥＴ１７のゲートに供給され、一方の入出力端子
に入力された入力電圧は、ＭＯＳＦＥＴを介して他方の
入出力端子へ出力される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は安定化電源回路に関
する。
する。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種の安定化電源回路は、図６
に示すように、スタートアップ回路（Ｓ）６１、定電流
回路（Ｃ）６２、保護回路（Ｐ）６３、基準電源回路
（ＲＥＦ）６４、誤差増幅回路（ＥＡ）６５、出力電圧
設定用帰還抵抗（ＲA 、ＲB ）６６、６７、及びシリー
ズパストランジスタ（ＱTR）６８を有している。
に示すように、スタートアップ回路（Ｓ）６１、定電流
回路（Ｃ）６２、保護回路（Ｐ）６３、基準電源回路
（ＲＥＦ）６４、誤差増幅回路（ＥＡ）６５、出力電圧
設定用帰還抵抗（ＲA 、ＲB ）６６、６７、及びシリー
ズパストランジスタ（ＱTR）６８を有している。
【０００３】この安定化電源回路を駆動する場合、入力
端子６９に電源（入力電圧ＶIN）を供給する。すると、
スタートアップ回路６１、定電流回路６２、及び基準電
圧回路６４が起動する。基準電圧回路６４が出力する基
準電圧ＶREF は、誤差増幅器６５の非反転入力端子に入
力される。また、出力電圧設定用帰還抵抗６６、６７に
より出力電圧ＶO を分圧した、分圧出力電圧ＶO'は、誤
差増幅器６５の反転入力端子に入力される。誤差増幅器
６５は、入力された基準電圧ＶREF と分圧出力電圧ＶO'
との差に応じた出力電圧をシリーズパストランジスタ６
８へ出力する。この結果、基準電圧ＶREF と出力電圧Ｖ
O'とが等しくなるように、シリーズパストランジスタ６
８のベースにバイアスが印加されることとなり、出力端
子７０には、安定した出力電圧ＶO が供給される。
端子６９に電源（入力電圧ＶIN）を供給する。すると、
スタートアップ回路６１、定電流回路６２、及び基準電
圧回路６４が起動する。基準電圧回路６４が出力する基
準電圧ＶREF は、誤差増幅器６５の非反転入力端子に入
力される。また、出力電圧設定用帰還抵抗６６、６７に
より出力電圧ＶO を分圧した、分圧出力電圧ＶO'は、誤
差増幅器６５の反転入力端子に入力される。誤差増幅器
６５は、入力された基準電圧ＶREF と分圧出力電圧ＶO'
との差に応じた出力電圧をシリーズパストランジスタ６
８へ出力する。この結果、基準電圧ＶREF と出力電圧Ｖ
O'とが等しくなるように、シリーズパストランジスタ６
８のベースにバイアスが印加されることとなり、出力端
子７０には、安定した出力電圧ＶO が供給される。
【０００４】ここで、従来の安定化電源回路の出力段
は、図７に示すような構造になっており、正電圧出力安
定化電源の場合、入力端子６９が常に最高電位となるこ
とを利用して、入力端子６９と素子のＮ型拡散層を短絡
して、ＰＮ接合の逆バイアス状態を実現し、素子分離
（ＰＮ接合分離）を行っている。
は、図７に示すような構造になっており、正電圧出力安
定化電源の場合、入力端子６９が常に最高電位となるこ
とを利用して、入力端子６９と素子のＮ型拡散層を短絡
して、ＰＮ接合の逆バイアス状態を実現し、素子分離
（ＰＮ接合分離）を行っている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来の安定化電源回路
の素子構造では、出力電圧ＶO ＞入力電圧ＶIN、という
状態（例えば、誤接続や入力短絡時など）になった場
合、素子分離を行っているＰＮ接合が順バイアス状態と
なり、素子間分離が成されず、図８に示すように、出力
端子からＰ型拡散層、Ｎ型拡散層、そして、入力端子へ
と電流が流れるラッチダウン現象が生じる。しかも、素
子分離のためのＰＮ接合は、通電用に形成されたもので
はないので、ラッチダウン時に回路が破壊され、破壊に
至らなくとも特性の劣化を生じる可能性がある。なお、
従来の安定化電源回路の入出力電圧特性は、図９のよう
になり、出力端子に入力電圧が印加された場合、上記ラ
ッチダウン現象のために、入力端子には、入力電圧から
寄生ダイオードの電圧ドロップを差し引いた不安定な電
圧が出力される。
の素子構造では、出力電圧ＶO ＞入力電圧ＶIN、という
状態（例えば、誤接続や入力短絡時など）になった場
合、素子分離を行っているＰＮ接合が順バイアス状態と
なり、素子間分離が成されず、図８に示すように、出力
端子からＰ型拡散層、Ｎ型拡散層、そして、入力端子へ
と電流が流れるラッチダウン現象が生じる。しかも、素
子分離のためのＰＮ接合は、通電用に形成されたもので
はないので、ラッチダウン時に回路が破壊され、破壊に
至らなくとも特性の劣化を生じる可能性がある。なお、
従来の安定化電源回路の入出力電圧特性は、図９のよう
になり、出力端子に入力電圧が印加された場合、上記ラ
ッチダウン現象のために、入力端子には、入力電圧から
寄生ダイオードの電圧ドロップを差し引いた不安定な電
圧が出力される。
【０００６】また、従来の安定化電源回路を用いて、充
電池の充放電回路を構成する場合、図１０に示すよう
に、入力側（電源側）に充電用として１つ、出力側（外
部回路側）に放電用として１つ、合計２つの安定化電源
回路を必要とし、実装面積が大きくなり、コストも高く
なるという問題点がある。
電池の充放電回路を構成する場合、図１０に示すよう
に、入力側（電源側）に充電用として１つ、出力側（外
部回路側）に放電用として１つ、合計２つの安定化電源
回路を必要とし、実装面積が大きくなり、コストも高く
なるという問題点がある。
【０００７】本発明は、誤接続などにより、出力電圧＞
入力電圧、の状態になっても回路に異常を来すことな
く、また、単独で方充電回路として使用できる安定化電
源回路を提供することを目的とする。
入力電圧、の状態になっても回路に異常を来すことな
く、また、単独で方充電回路として使用できる安定化電
源回路を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、入力電
圧から参照電圧を生成する参照電圧生成手段と、出力電
圧を検出して検出電圧を出力する出力電圧検出手段と、
前記参照電圧と前記検出電圧との差に応じた誤差信号を
出力する誤差信号生成手段と、前記誤差信号に応じて前
記入力電圧を増幅して前記出力電圧として出力する増幅
手段とを有する安定化電源回路において、２つの入出力
端子をそれぞれ逆流保護ダイオードを介して前記参照電
圧生成手段の入力側に接続するとともに、前記２つの入
出力端子の間に前記増幅手段として双方向通電が可能な
増幅手段を接続し、かつ、前記２つの入出力端子の電圧
をそれぞれ検出して比較し、比較の結果に基づいて当該
２つの入出力端子のうちの一方を選択して前記出力電圧
検出手段に接続する選択切替手段を設けたことを特徴と
する安定化電源回路が得られる。
圧から参照電圧を生成する参照電圧生成手段と、出力電
圧を検出して検出電圧を出力する出力電圧検出手段と、
前記参照電圧と前記検出電圧との差に応じた誤差信号を
出力する誤差信号生成手段と、前記誤差信号に応じて前
記入力電圧を増幅して前記出力電圧として出力する増幅
手段とを有する安定化電源回路において、２つの入出力
端子をそれぞれ逆流保護ダイオードを介して前記参照電
圧生成手段の入力側に接続するとともに、前記２つの入
出力端子の間に前記増幅手段として双方向通電が可能な
増幅手段を接続し、かつ、前記２つの入出力端子の電圧
をそれぞれ検出して比較し、比較の結果に基づいて当該
２つの入出力端子のうちの一方を選択して前記出力電圧
検出手段に接続する選択切替手段を設けたことを特徴と
する安定化電源回路が得られる。
【０００９】また、本発明によれば、２つの入出力端子
の電圧を検出し、比較するコンパレータと、該コンパレ
ータの出力に基づいて前記２つの入出力端子の間で入力
端子と出力端子とを切り替えるスイッチと、出力段に双
方向通電可能なＭＯＳＦＥＴを設けたことを特徴とする
安定化電源回路が得られる。
の電圧を検出し、比較するコンパレータと、該コンパレ
ータの出力に基づいて前記２つの入出力端子の間で入力
端子と出力端子とを切り替えるスイッチと、出力段に双
方向通電可能なＭＯＳＦＥＴを設けたことを特徴とする
安定化電源回路が得られる。
【００１０】
【発明の実施の形態】次に、本発明の安定化電源回路の
実施の形態について図面を参照して説明する。なお、こ
こでは従来と同一のものには同一番号を付し、その説明
を省略する。図１に本発明の安定化電源回路の第１の実
施の形態を示す。この安定化電源回路は、従来と同様、
３つの端子を有している。この内２つは入出力端子１
１、１２であり、残りは、接地端子（ＧＮＤ）１３であ
る。
実施の形態について図面を参照して説明する。なお、こ
こでは従来と同一のものには同一番号を付し、その説明
を省略する。図１に本発明の安定化電源回路の第１の実
施の形態を示す。この安定化電源回路は、従来と同様、
３つの端子を有している。この内２つは入出力端子１
１、１２であり、残りは、接地端子（ＧＮＤ）１３であ
る。
【００１１】この安定化電源回路は、入出力端子１１、
１２のうち、一方が電源入力端子と使用されるとき、他
方は電圧出力端子として使用され、一方が電圧出力端子
として使用されるとき、他方は電源入力端子と使用され
るように構成されている。詳述すると、入出力端子１
１、１２は、電源電圧が与えられるべき接続点１４に、
それぞれ逆流保護ダイオード１５、１６を介して接続さ
れている。また、入出力端子１１と１２との間には、双
方向通電が可能で、ゲートに誤差増幅器６５の出力が接
続されたＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ（ＱFET ）１７
が接続されている。さらに、入出力端子１１、１２と出
力電圧設定用帰還抵抗６６との間には、入出力端子１
１、１２のいずれか一方（電圧出力端子となる方）を、
選択的に出力電圧設定用帰還抵抗６６に接続する入出力
端子切り替えスイッチ（ＳＷ）１８が接続されている。
そして、このスイッチ１８を、切り替え制御するため
に、入出力端子１１と接地端子１３との間に抵抗器１
９、２０が、入出力端子１２と接地端子１３との間に抵
抗器２１、２２が接続され、これら抵抗器とスイッチ１
８との間には入出力検知用コンパレータ（ＣＯＭＰ）２
３が接続されている。
１２のうち、一方が電源入力端子と使用されるとき、他
方は電圧出力端子として使用され、一方が電圧出力端子
として使用されるとき、他方は電源入力端子と使用され
るように構成されている。詳述すると、入出力端子１
１、１２は、電源電圧が与えられるべき接続点１４に、
それぞれ逆流保護ダイオード１５、１６を介して接続さ
れている。また、入出力端子１１と１２との間には、双
方向通電が可能で、ゲートに誤差増幅器６５の出力が接
続されたＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ（ＱFET ）１７
が接続されている。さらに、入出力端子１１、１２と出
力電圧設定用帰還抵抗６６との間には、入出力端子１
１、１２のいずれか一方（電圧出力端子となる方）を、
選択的に出力電圧設定用帰還抵抗６６に接続する入出力
端子切り替えスイッチ（ＳＷ）１８が接続されている。
そして、このスイッチ１８を、切り替え制御するため
に、入出力端子１１と接地端子１３との間に抵抗器１
９、２０が、入出力端子１２と接地端子１３との間に抵
抗器２１、２２が接続され、これら抵抗器とスイッチ１
８との間には入出力検知用コンパレータ（ＣＯＭＰ）２
３が接続されている。
【００１２】次にこの安定化電源回路の動作について説
明する。まず、入出力端子１１、１２の電圧は、それぞ
れ、抵抗器１９、２０と、抵抗器２１、２２とによっ
て、分圧され、端子電圧Ｖ1 及びＶ2 として、コンパレ
ータ２３へ出力される。コンパレータ２３は、Ｖ1 ＜Ｖ
2 のときハイレベルを出力、Ｖ1 ＞Ｖ2 のときロウレベ
ルを出力する。スイッチ１８は、コンパレータ２３から
ハイレベルが出力されている間は、接点ａ側を選択し、
コンパレータ２３からロウレベルが出力されている間
は、接点ｂ側を選択する。この結果、Ｖ1 ＜Ｖ2 のとき
は、入出力端子１２が電源入力端子に、入出力端子１１
が電圧出力端子となる。逆に、Ｖ1 ＞Ｖ2 のときは、入
出力端子１１が電源入力端子に、入出力端子１２が電圧
出力端子となる。
明する。まず、入出力端子１１、１２の電圧は、それぞ
れ、抵抗器１９、２０と、抵抗器２１、２２とによっ
て、分圧され、端子電圧Ｖ1 及びＶ2 として、コンパレ
ータ２３へ出力される。コンパレータ２３は、Ｖ1 ＜Ｖ
2 のときハイレベルを出力、Ｖ1 ＞Ｖ2 のときロウレベ
ルを出力する。スイッチ１８は、コンパレータ２３から
ハイレベルが出力されている間は、接点ａ側を選択し、
コンパレータ２３からロウレベルが出力されている間
は、接点ｂ側を選択する。この結果、Ｖ1 ＜Ｖ2 のとき
は、入出力端子１２が電源入力端子に、入出力端子１１
が電圧出力端子となる。逆に、Ｖ1 ＞Ｖ2 のときは、入
出力端子１１が電源入力端子に、入出力端子１２が電圧
出力端子となる。
【００１３】いずれの入出力端子１１、１２が、電源入
力端子となっても、入出力端子１１、１２間に流れる電
流は、逆流保護ダイオード１５、１６の働きにより、必
ずＭＯＳＦＥＴ１７を通ることになる。したがって、出
力電圧ＶO は、ＭＯＳＦＥＴ１７のゲート電圧を制御す
ることにより制御できる。また、いずれの入出力端子１
１、１２が、電源入力端子となっても、スタートアップ
回路６１、定電流回路６２、保護回路６３には、接続点
１４から電源電圧が供給される。したがって、これらの
回路と、基準電圧回路６４は、従来と同様に動作する。
力端子となっても、入出力端子１１、１２間に流れる電
流は、逆流保護ダイオード１５、１６の働きにより、必
ずＭＯＳＦＥＴ１７を通ることになる。したがって、出
力電圧ＶO は、ＭＯＳＦＥＴ１７のゲート電圧を制御す
ることにより制御できる。また、いずれの入出力端子１
１、１２が、電源入力端子となっても、スタートアップ
回路６１、定電流回路６２、保護回路６３には、接続点
１４から電源電圧が供給される。したがって、これらの
回路と、基準電圧回路６４は、従来と同様に動作する。
【００１４】基準電圧回路６４が出力する基準電圧Ｖ
REF は、誤差増幅器６５の反転入力端子に入力される。
また、スイッチ１８の切り替え接続により決定される電
圧出力端子の電圧ＶO は、出力電圧設定用帰還抵抗６
６、６７により分圧され、分圧出力電圧ＶO'として、誤
差増幅器６５の非反転入力端子に入力される。誤差増幅
器６５の各入力端子への入力が従来と逆になっているの
は、出力段にＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１７を用いたこと
による。
REF は、誤差増幅器６５の反転入力端子に入力される。
また、スイッチ１８の切り替え接続により決定される電
圧出力端子の電圧ＶO は、出力電圧設定用帰還抵抗６
６、６７により分圧され、分圧出力電圧ＶO'として、誤
差増幅器６５の非反転入力端子に入力される。誤差増幅
器６５の各入力端子への入力が従来と逆になっているの
は、出力段にＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１７を用いたこと
による。
【００１５】誤差増幅器６５は、入力された基準電圧Ｖ
REF と分圧出力電圧ＶO'との差に応じた出力電圧をシリ
ーズパストランジスタ６８へ出力する。ＶREF ＞ＶO'の
場合、誤差増幅器６５の出力は低下する。これにより、
ＭＯＳＦＥＴ１７のゲート電位が低下し、出力電圧ＶO
は上昇する。逆に、ＶREF ＜ＶO'の場合は、誤差増幅器
６５の出力が上昇し、ＭＯＳＦＥＴ１７のゲート電位が
上昇して、出力電圧ＶO は低下する。こうして、本実施
の形態の安定化電源回路では、ＶREF ＝ＶO'となるよ
う、出力電圧ＶO が制御される。
REF と分圧出力電圧ＶO'との差に応じた出力電圧をシリ
ーズパストランジスタ６８へ出力する。ＶREF ＞ＶO'の
場合、誤差増幅器６５の出力は低下する。これにより、
ＭＯＳＦＥＴ１７のゲート電位が低下し、出力電圧ＶO
は上昇する。逆に、ＶREF ＜ＶO'の場合は、誤差増幅器
６５の出力が上昇し、ＭＯＳＦＥＴ１７のゲート電位が
上昇して、出力電圧ＶO は低下する。こうして、本実施
の形態の安定化電源回路では、ＶREF ＝ＶO'となるよ
う、出力電圧ＶO が制御される。
【００１６】図２に、本実施の形態による安定化電源回
路の入出力電圧特性を示す。図２に示すと通り、本発明
の安定化電源回路によれば、２つの入出力端子１１、１
２のうちのいずれを電源入力端子としても、他方の電圧
出力端子から安定した出力電圧ＶO を得ることができ
る。
路の入出力電圧特性を示す。図２に示すと通り、本発明
の安定化電源回路によれば、２つの入出力端子１１、１
２のうちのいずれを電源入力端子としても、他方の電圧
出力端子から安定した出力電圧ＶO を得ることができ
る。
【００１７】このように、本実施の形態では、２つの入
出力端子１１、１２のいずれも電源入力端子とすること
ができる。したがって、この安定化電源回路は、図３に
示すように、充電池３１の充放電回路３２として利用で
きる。即ち、一方の入出力端子１１に切り替えスイッチ
３３を接続し、他方の入出力端子１２に充電池を接続し
て、充電時には、スイッチ３３を充電器３４側（接点
ａ）に切り替え、入出力端子１２に安定な直流出力電圧
を発生させて充電池３１を充電する。逆に、スイッチ３
３を外部回路側（接点ｂ）に切り替えると、入出力端子
１１に安定な直流出力電圧が供給され、外部回路（図示
せず）に対して安定な直流出力電圧が出力される。した
がって、従来のように、２つの安定化電源回路を必要と
しないので、本実施の形態の安定化電源回路は、小型化
が要求される電池パック３５などへの内臓が可能にな
る。
出力端子１１、１２のいずれも電源入力端子とすること
ができる。したがって、この安定化電源回路は、図３に
示すように、充電池３１の充放電回路３２として利用で
きる。即ち、一方の入出力端子１１に切り替えスイッチ
３３を接続し、他方の入出力端子１２に充電池を接続し
て、充電時には、スイッチ３３を充電器３４側（接点
ａ）に切り替え、入出力端子１２に安定な直流出力電圧
を発生させて充電池３１を充電する。逆に、スイッチ３
３を外部回路側（接点ｂ）に切り替えると、入出力端子
１１に安定な直流出力電圧が供給され、外部回路（図示
せず）に対して安定な直流出力電圧が出力される。した
がって、従来のように、２つの安定化電源回路を必要と
しないので、本実施の形態の安定化電源回路は、小型化
が要求される電池パック３５などへの内臓が可能にな
る。
【００１８】次に、図４を参照して本発明の安定化電源
回路の第２実施の形態について説明する。本実施の形態
の安定化電源回路は、ほぼ、第１の実施の形態の安定化
電源回路と同じであるが、出力電圧設定用帰還抵抗６６
に代えて、スイッチ１８と各入出力端子１１、１２との
間に、それぞれ、出力電圧設定用帰還抵抗（ＲA1、
ＲA2）４１、４２を接続した点で異なっている。
回路の第２実施の形態について説明する。本実施の形態
の安定化電源回路は、ほぼ、第１の実施の形態の安定化
電源回路と同じであるが、出力電圧設定用帰還抵抗６６
に代えて、スイッチ１８と各入出力端子１１、１２との
間に、それぞれ、出力電圧設定用帰還抵抗（ＲA1、
ＲA2）４１、４２を接続した点で異なっている。
【００１９】この安定化電源回路の動作は、第１の実施
の形態と同じであるが、誤差増幅器６５に入力される分
圧出力電圧ＶO が、入出力端子１１を電源入力端子とし
た場合と、入出力端子１２を電源入力端子とした場合と
で異なる。つまり、本実施の形態では、入出力端子１１
を電源入力端子とした場合と、入出力端子１２を電源入
力端子とした場合とで、出力電圧ＶO の値が異なる。入
出力端子１１を電源入力端子とした場合は、帰還抵抗４
２、６７によって出力電圧ＶO が決まり、入出力端子１
２を電源入力端子とした場合には、帰還抵抗４１、６７
によって出力電圧ＶO が決まる。
の形態と同じであるが、誤差増幅器６５に入力される分
圧出力電圧ＶO が、入出力端子１１を電源入力端子とし
た場合と、入出力端子１２を電源入力端子とした場合と
で異なる。つまり、本実施の形態では、入出力端子１１
を電源入力端子とした場合と、入出力端子１２を電源入
力端子とした場合とで、出力電圧ＶO の値が異なる。入
出力端子１１を電源入力端子とした場合は、帰還抵抗４
２、６７によって出力電圧ＶO が決まり、入出力端子１
２を電源入力端子とした場合には、帰還抵抗４１、６７
によって出力電圧ＶO が決まる。
【００２０】本実施の形態の安定化電源回路は、例え
ば、２電源駆動方式のモータのドライブ回路として利用
できる。２電源駆動方式のモータは、起動時や高速回転
時などでは高電源電圧で励磁され、低速回転時や停止時
には低電源電圧で励磁される。そこで、本実施の形態の
安定化電源回路を図５に示すように接続すると、スイッ
チ５１、５２を切り替えることにより、高電源電圧と低
電源電圧のいずれの電圧もモータに供給することができ
る。即ち、帰還抵抗４１、４２の抵抗値をそれぞれＲA
1、ＲA2とし、ＲA1＞ＲA2の場合は、入出力端子１１の
出力電圧＞入出力端子１２の出力電圧となる。したがっ
て、スイッチ５１を接点ａ側に接続し、スイッチ５２を
接点ａ´側に接続すると、電源からの電流は入出力端子
１２から入出力端子１１へと流れ、安定な高電圧の出力
電圧ＶO が、モータの励磁コイル５３に印加される。逆
に、スイッチ５１を接点ｂ側に接続し、スイッチ５２を
接点ｂ´側に接続すると、電源からの電流は入出力端子
１１から入出力端子１２へと流れ、安定な低電圧の出力
電圧ＶO が、モータの励磁コイル５３に印加される。
ば、２電源駆動方式のモータのドライブ回路として利用
できる。２電源駆動方式のモータは、起動時や高速回転
時などでは高電源電圧で励磁され、低速回転時や停止時
には低電源電圧で励磁される。そこで、本実施の形態の
安定化電源回路を図５に示すように接続すると、スイッ
チ５１、５２を切り替えることにより、高電源電圧と低
電源電圧のいずれの電圧もモータに供給することができ
る。即ち、帰還抵抗４１、４２の抵抗値をそれぞれＲA
1、ＲA2とし、ＲA1＞ＲA2の場合は、入出力端子１１の
出力電圧＞入出力端子１２の出力電圧となる。したがっ
て、スイッチ５１を接点ａ側に接続し、スイッチ５２を
接点ａ´側に接続すると、電源からの電流は入出力端子
１２から入出力端子１１へと流れ、安定な高電圧の出力
電圧ＶO が、モータの励磁コイル５３に印加される。逆
に、スイッチ５１を接点ｂ側に接続し、スイッチ５２を
接点ｂ´側に接続すると、電源からの電流は入出力端子
１１から入出力端子１２へと流れ、安定な低電圧の出力
電圧ＶO が、モータの励磁コイル５３に印加される。
【００２１】
【発明の効果】本発明によれば、２つの入出力端子の電
圧を検出し、検出した電圧に基づいて、一方を入力端
子、他方を出力端子として使用するようにスイッチで切
り替えるようにしたことで、入力端子と出力端子とを区
別する必要が無くなる。これによって、誤接続による生
じるラッチダウン破壊を回避することができる。つま
り、本発明では、常に高電位側が電源入力端子となるよ
うに、入出力端子検知コンパレータ及び入出力端子切り
替えスイッチが動作するため、いかなる条件でも、接合
分離部が逆バイアス状態に保たれ、ラッチダウンが防止
され、外付けしていた入出力端子間のラッチダウン保護
ダイオードを削除できる。
圧を検出し、検出した電圧に基づいて、一方を入力端
子、他方を出力端子として使用するようにスイッチで切
り替えるようにしたことで、入力端子と出力端子とを区
別する必要が無くなる。これによって、誤接続による生
じるラッチダウン破壊を回避することができる。つま
り、本発明では、常に高電位側が電源入力端子となるよ
うに、入出力端子検知コンパレータ及び入出力端子切り
替えスイッチが動作するため、いかなる条件でも、接合
分離部が逆バイアス状態に保たれ、ラッチダウンが防止
され、外付けしていた入出力端子間のラッチダウン保護
ダイオードを削除できる。
【００２２】また、本発明によれば、１つの安定化電源
回路で、蓄電池の放電回路と充電回路の２つの役目を果
たすことができるので、蓄電池と充放電回路を含む電池
パッケージの小型化、コストの削減を実現できる。
回路で、蓄電池の放電回路と充電回路の２つの役目を果
たすことができるので、蓄電池と充放電回路を含む電池
パッケージの小型化、コストの削減を実現できる。
【００２３】さらに、本発明によれば、入力電圧を印加
する端子によって、異なる出力電圧を得ることができ、
１つの安定化電源回路で、２電源駆動方法に使用でき、
装置の小型化、コストの削減を実現できる。
する端子によって、異なる出力電圧を得ることができ、
１つの安定化電源回路で、２電源駆動方法に使用でき、
装置の小型化、コストの削減を実現できる。
【図１】本発明の安定化電源回路の第１の実施の形態を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図２】図１の安定化電源回路の入出力電圧特性を示す
グラフである。
グラフである。
【図３】図１の安定化電源回路の充放電回路としての使
用方法を示す図である。
用方法を示す図である。
【図４】本発明の安定化電源回路の第２の実施の形態を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図５】図４の安定化電源回路のモータ駆動回路として
の使用方法を示す図である。
の使用方法を示す図である。
【図６】従来の安定化電源回路の回路図である。
【図７】図６の安定化電源回路の出力段の構造を示す断
面図である。
面図である。
【図８】図７の構造におけるラッチダウンを説明するた
めの図である。
めの図である。
【図９】図６の安定化電源回路の入出力電圧特性を示す
グラフである。
グラフである。
【図１０】図６の安定化電源回路の充放電回路としての
使用方法を示す図である。
使用方法を示す図である。
１１，１２ 入出力端子 １３ 接地端子（ＧＮＤ） １４ 接続点 １５，１６ 逆流保護ダイオード １７ ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ（ＱFET ） １８ 入出力端子切り替えスイッチ（ＳＷ） １９，２０ 抵抗器 ２１，２２ 抵抗器 ２３ 入出力検知用コンパレータ（ＣＯＭＰ） ３１ 充電池 ３２ 充放電回路 ３３ 切り替えスイッチ ３４ 充電器 ３５ 電池パック ４１，４２ 出力電圧設定用帰還抵抗（ＲA1、
ＲA2） ５１，５２ スイッチ ５３ 励磁コイル ６１ スタートアップ回路（Ｓ） ６２ 定電流回路（Ｃ） ６３ 保護回路（Ｐ） ６４ 基準電源回路（ＲＥＦ） ６５ 誤差増幅回路（ＥＡ） ６６，６７ 出力電圧設定用帰還抵抗（ＲA 、
ＲB ） ６８ シリーズパストランジスタ（ＱTR） ６９ 入力端子 ７０ 出力端子
ＲA2） ５１，５２ スイッチ ５３ 励磁コイル ６１ スタートアップ回路（Ｓ） ６２ 定電流回路（Ｃ） ６３ 保護回路（Ｐ） ６４ 基準電源回路（ＲＥＦ） ６５ 誤差増幅回路（ＥＡ） ６６，６７ 出力電圧設定用帰還抵抗（ＲA 、
ＲB ） ６８ シリーズパストランジスタ（ＱTR） ６９ 入力端子 ７０ 出力端子
Claims (5)
- 【請求項１】 入力電圧から参照電圧を生成する参照電
圧生成手段と、出力電圧を検出して検出電圧を出力する
出力電圧検出手段と、前記参照電圧と前記検出電圧との
差に応じた誤差信号を出力する誤差信号生成手段と、前
記誤差信号に応じて前記入力電圧を増幅して前記出力電
圧として出力する増幅手段とを有する安定化電源回路に
おいて、２つの入出力端子をそれぞれ逆流保護ダイオー
ドを介して前記参照電圧生成手段の入力側に接続すると
ともに、前記２つの入出力端子の間に前記増幅手段とし
て双方向通電が可能な増幅手段を接続し、かつ、前記２
つの入出力端子の電圧をそれぞれ検出して比較し、比較
の結果に基づいて当該２つの入出力端子のうちの一方を
選択して前記出力電圧検出手段に接続する選択切替手段
を設けたことを特徴とする安定化電源回路。 - 【請求項２】 前記出力電圧検出手段が、直列接続され
た第１及び第２の抵抗器を用いて前記出力電圧を分圧す
る電圧分圧手段であって、前記第１の抵抗器として、互
いに異なる２つの抵抗器をそれぞれ前記２つの入出力手
段に接続し、前記選択切替手段が、前記第１の抵抗器と
しての２つの抵抗器のうちいずれか一方を前記第２の抵
抗器に接続することにより、前記２つの入出力端子のう
ちの一方を選択して前記出力電圧検出手段に接続するよ
うにしたことを特徴とする請求項１の安定化電源回路。 - 【請求項３】 前記選択切替手段が、前記２つの入出力
端子と接地との間に直列接続された１対の抵抗器をそれ
ぞれ有し、かつ、該一対の抵抗器によりそれぞれ分圧さ
れた前記２つの入出力端子の電圧を比較するコンパレー
タと、該コンパレータの出力に基づいて、前記２つの入
出力端子のうちの一方を前記出力電圧検出手段に接続す
る切替スイッチとを有することを特徴とする請求項１ま
たは２の安定化電源回路。 - 【請求項４】 双方向通電が可能な増幅手段がＭＯＳＦ
ＥＴであることを特徴とする請求項１、２、または３の
安定化電源回路。 - 【請求項５】 ２つの入出力端子の電圧を検出し、比較
するコンパレータと、該コンパレータの出力に基づいて
前記２つの入出力端子の間で入力端子と出力端子とを切
り替えるスイッチと、出力段に双方向通電可能なＭＯＳ
ＦＥＴを設けたことを特徴とする安定化電源回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8198185A JP2865133B2 (ja) | 1996-07-26 | 1996-07-26 | 安定化電源回路 |
| US08/900,350 US5828208A (en) | 1996-07-26 | 1997-07-25 | Voltage regulator usable without discrimination between input and output terminals |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8198185A JP2865133B2 (ja) | 1996-07-26 | 1996-07-26 | 安定化電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1039938A true JPH1039938A (ja) | 1998-02-13 |
| JP2865133B2 JP2865133B2 (ja) | 1999-03-08 |
Family
ID=16386899
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8198185A Expired - Fee Related JP2865133B2 (ja) | 1996-07-26 | 1996-07-26 | 安定化電源回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5828208A (ja) |
| JP (1) | JP2865133B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009301261A (ja) * | 2008-06-12 | 2009-12-24 | Seiko Epson Corp | 負荷駆動回路、負荷駆動方法 |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19907575A1 (de) * | 1999-02-23 | 2000-08-24 | Philips Corp Intellectual Pty | Schaltungsanordnung zum Liefern eines Speisestromes |
| JP2001147726A (ja) * | 1999-09-06 | 2001-05-29 | Seiko Instruments Inc | ボルテージ・レギュレータ |
| DE10054970A1 (de) * | 2000-11-06 | 2002-05-23 | Infineon Technologies Ag | Verfahren zur Steuerung der Lade- und Entladephasen eines Stützkondensators |
| EP1865397B1 (en) * | 2006-06-05 | 2012-11-21 | St Microelectronics S.A. | Low drop-out voltage regulator |
| DE102007045464A1 (de) * | 2007-09-24 | 2009-04-23 | Texas Instruments Deutschland Gmbh | Einzelinduktivitäts-Energieversorgungssystem mit extrem hohem PSRR für Aktiv-Matrix-OLED-Anzeigen mit zwei Versorgungsspannungen |
| US9722334B2 (en) * | 2010-04-07 | 2017-08-01 | Black & Decker Inc. | Power tool with light unit |
| CN103267548B (zh) * | 2013-04-03 | 2016-02-24 | 上海晨思电子科技有限公司 | 一种电压装置 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5469046A (en) * | 1993-04-30 | 1995-11-21 | North American Philips Corporation | Transformerless low voltage switching power supply |
| US5604426A (en) * | 1993-06-30 | 1997-02-18 | Asahi Glass Company Ltd. | Electric apparatus with a power supply including an electric double layer capacitor |
| US5397976A (en) * | 1993-09-28 | 1995-03-14 | Space Systems/Loral, Inc. | Control system for voltage controlled bilateral current source |
-
1996
- 1996-07-26 JP JP8198185A patent/JP2865133B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1997
- 1997-07-25 US US08/900,350 patent/US5828208A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009301261A (ja) * | 2008-06-12 | 2009-12-24 | Seiko Epson Corp | 負荷駆動回路、負荷駆動方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2865133B2 (ja) | 1999-03-08 |
| US5828208A (en) | 1998-10-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100352403B1 (ko) | 충/방전 제어 회로 및 충전가능한 전원장치 | |
| US7502239B2 (en) | Charge pump circuit and power supply circuit | |
| US7106126B2 (en) | Semiconductor integrated circuit device | |
| US7764797B2 (en) | Speaker driving device and audio output system | |
| US7274226B2 (en) | Power source voltage monitoring circuit for self-monitoring its power source voltage | |
| JP3637848B2 (ja) | 負荷駆動回路 | |
| JP4022208B2 (ja) | 線形および飽和領域で動作可能なパワーｍｏｓｆｅｔ用電流センス | |
| US20090085542A1 (en) | Drive system for power semiconductor device | |
| US10454376B1 (en) | Power supply circuit | |
| JP2865133B2 (ja) | 安定化電源回路 | |
| WO1998009361A1 (fr) | Source d'alimentation electrique | |
| US6891425B1 (en) | Low voltage or'ing circuits and methods with zero recovery time | |
| JP2009266121A (ja) | レギュレータ | |
| JP2006027364A (ja) | 車両用電源装置 | |
| JPH06208423A (ja) | 電源回路 | |
| JP3920371B2 (ja) | 充電装置、電流検出回路、及び、電圧検出回路 | |
| JP3478110B2 (ja) | モータ駆動用制御回路 | |
| JP4499251B2 (ja) | 電源回路およびバックアップ電池を有する携帯用電子機器 | |
| US7385434B2 (en) | Circuit for preventing latch-up in DC-DC converter | |
| US7130169B2 (en) | Short circuit protection for a power isolation device and associated diode | |
| JP3676168B2 (ja) | 電源供給制御装置 | |
| JP2980048B2 (ja) | 液晶駆動用レベル電源回路 | |
| US7859306B2 (en) | Load driving circuit | |
| JP3343833B2 (ja) | 電力増幅器 | |
| JPH0318269A (ja) | プリチヤージ回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19981118 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |