JPH10334584A

JPH10334584A - 光ディスク記録情報再生装置

Info

Publication number: JPH10334584A
Application number: JP9144329A
Authority: JP
Inventors: Seiichi Hasebe; 誠一長谷部
Original assignee: Pioneer Electronic Corp
Current assignee: Pioneer Corp
Priority date: 1997-06-02
Filing date: 1997-06-02
Publication date: 1998-12-18
Also published as: DE69811987T2; EP0883123B1; US6356523B1; EP0883123A2; EP0883123A3; DE69811987D1

Abstract

(57)【要約】【課題】簡単な構成で読取信号の時間軸補正を良好に
行うことのできる光ディスク記録情報再生装置を提供す
る。駆動信号をスピンドルモータに供給する際に生じる
ジッタ成分を的確に除去する。【解決手段】本発明の装置は、光ディスクを回転させ
るスピンドルモータと、光ディスクの記録信号を光学的
に読み取り当該記録信号に応じた読取信号を生成する読
取手段と、読取信号をディジタル化して符号化信号を再
生するディジタル変換手段とを有する。本装置には、ス
ピンドルモータに駆動電力を供給する制御手段２０が設
けられ、この制御手段は、モータ駆動電力の高周波成分
を除去する不要成分除去手段２Ｂを有する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、光ディスクに記録
された情報を再生する装置に関し、より詳しくは、光デ
ィスクを回転駆動しつつその記録情報を光学的に読み取
って再生する処理を当該読み取り情報の時間軸を補正し
ながら行う光ディスク記録情報再生装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】オーディオを扱う分野においては特に、
光ディスクに記録されたディジタル情報を高品質にて再
生する試みが行われている。その試みの１つは、読取信
号を高分解能をもって再生する手法である。具体的に
は、読取信号を高レートにてサンプリングしかつ多数の
量子化ビットを用いてディジタル信号に変換するという
ものである。また、もう１つの試みは、再生する周波数
帯域を広げることである。つまり本来無視されていた高
周波帯域のオーディオ信号も忠実に音響出力することで
ある。

【０００３】一方、これらの試みの他にも、かかる高品
質再生にとって欠かせない要素がある。それは、いわゆ
る時間軸補正、すなわち読取信号の時間軸上の揺らぎ
（ジッター）を低減することである。従来においてもこ
のような読取信号の時間軸補正は行われ、種々様々な手
法が提案されている。しかしながら、かかる提案は、巨
視的に時間軸補正を行うという思想が大勢を占めるもの
であり、微視的な時間軸補正を軽視する傾向がある。故
に巨視的な時間軸補正から漏れたジッター成分が残存し
これが再生情報の品質に影響を及ぼす可能性があり、依
然として時間軸補正については改善の余地がある。特に
高音質の飽くなき追求を続けるオーディオ愛好家にとっ
ては、軽微な音質向上であっても極めて有益となるの
で、かかる時間軸補正の完全な遂行を目指すことは重要
である。

【０００４】具体的には、ディスクを回転する直流駆動
型のスピンドルモータに供給される高周波の駆動信号成
分が原因で、スピンドルモータに対する高度な安定制御
を損ねてしまっている。かくしてこのような微視的な不
具合が、読取信号の時間軸補正、しいては高品質情報再
生の妨げとなっている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】よって本発明は、上述
した点に鑑みてなされたものであり、その目的とすると
ころは、簡単な構成で読取信号の時間軸補正を良好に行
うことのできる光ディスク記録情報再生装置を提供する
ことにある。また本発明の他の目的は、駆動信号をスピ
ンドルモータに供給する際に生じるジッタ成分を的確に
除去することのできる光ディスク記録情報再生装置を提
供することである。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明による光ディスク
記録情報再生装置は、光ディスクを回転させるスピンド
ルモータと、前記光ディスクの記録信号を光学的に読み
取り当該記録信号に応じた読取信号を再生する読取手段
と、前記読取信号をディジタル化して符号化信号を生成
するディジタル変換手段と、を有する光ディスク記録情
報再生装置であって、前記スピンドルモータに駆動電力
を供給する制御手段を有し、前記制御手段は、前記駆動
電力の高周波成分を除去する不要成分除去手段を有する
ことを特徴としている。

【０００７】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照しつつ詳細に説明する。図１は、本発明による一
実施例のＣＤ（コンパクト・ディスク）プレーヤの概略
構成を示している。図１において、この光ディスクプレ
ーヤにセットされた円盤状の光ディスク１には、例えば
オーディオデータ等のディジタルデータである記録信号
がピット列或いはマーク列として螺旋状または同心円の
トラックに沿って記録されている。光ディスク１は、ス
ピンドルモータ２によって回転駆動され、光ディスク１
に記録されたディジタルデータは、読取手段としてのピ
ックアップ３によって光学的に読み出される。ピックア
ップ３から出力されるＲＦ（Radio Frequency ）信号で
ある読取信号は、ピックアップ３において発射した光ビ
ームによる光ディスク１からの反射光の受光量または受
光状態を示すアナログ信号であり、ＲＦアンプ４で増幅
された後、信号ジッター除去手段たる高域通過フィルタ
（ＨＰＦ）５に供給される。かかるＨＰＦ５は、後述さ
れる構成によって本実施例の主たる特徴の１つを担うも
のであり、ＲＦアンプ４からの読取信号のうち高周波成
分のみをＡ／Ｄ変換器６に供給する。すなわちＨＰＦ５
は、読取信号に対して低周波ノイズ成分を除去しかつ時
間軸方向の歪を生じさせない信号処理手段を形成する。

【０００８】Ａ／Ｄ変換器６は、ＨＰＦ５からの読取信
号をディジタル化する。より詳しくは、Ａ／Ｄ変換器６
は、サンプルクロックパルスがクロックパルス供給回路
１９から供給され、このサンプルクロックパルスに応答
しサンプルするとともに所定の量子化ビット数ｎをもっ
て当該読取信号のサンプル値をディジタル信号として出
力する。こうしてディジタル化されたサンプル値列とし
ての読取信号は、ビタビ復号器７に供給される。このビ
タビ復号器の詳細については、特開平７−２６２６９４
号公報等において公知であるので、ここでは省略する
が、概要につき述べれば、Ａ／Ｄ変換器６から順次供給
されてくるサンプル値のデータと、複数の予測サンプル
値のデータ各々とに基づいてブランチメトリック及びパ
スメトリックを算出し、これにより、入力系列に対して
２乗誤差が最小となるデータ系列をディスクの記録信号
に対応した復号データとして復号出力するものである。
かかるビタビ復号を行うことにより、読取信号のＳ／Ｎ
が低い場合であっても読取信号が正確に２値化されたこ
ととなる。かくしてビタビ復号によって、読取信号のサ
ンプル値毎に“１”又は“０”の値が判別され、これら
の値を担うディジタル信号が得られる。

【０００９】ビタビ復号器７からの２値化された読取信
号は、一般にＥＦＭ（Eight to Fourteen Modulation）
信号と呼ばれる。ＥＦＭ信号は復調器７に供給され、こ
こで、ディスク１にディジタル信号を記録する際に行わ
れたＥＦＭ変調の逆の符号変換処理が行われる。かかる
逆符号変換処理の施されたディジタル信号（再生信号）
は、基本的に、図示されないさらなる復号器に転送され
て原ディジタル信号に変換された後、Ｄ／Ａ変換及び増
幅の処理が施されて例えばスピーカ駆動信号となる。

【００１０】ＰＬＬ回路９は、Ａ／Ｄ変換器６からの読
取信号のサンプル値データに基づき、読取信号波形の傾
斜部を検出して、この傾斜部におけるサンプル値データ
に基づいて読取信号に位相同期した再生クロックパルス
を発生する。このＰＬＬ回路９の構成及び動作は特開平
６−２３１５４７号公報に開示されている。この再生ク
ロックパルスは、クロックパルス供給回路１９に供給さ
れると共に位相比較器１２に供給される。位相比較器１
２には、基準クロックパルスを発生する発振器１３が接
続されている。位相比較器１２は、ＰＬＬ回路９からの
再生クロックパルスと基準クロックパルスとの位相差を
示す誤差信号を発生する。この誤差信号は、サーボ回路
１８に供給される。

【００１１】クロックパルス供給回路１９は、ＰＬＬ回
路９からのクロックパルスの周波数が所定の周波数範囲
に含まれないときにはマスタクロックパルスをＡ／Ｄ変
換器５にサンプリングクロックパルスとして供給し、Ｐ
ＬＬ回路９からのクロックパルスの周波数が所定の周波
数範囲以内にあるときにはマスタクロックパルスに代わ
ってＰＬＬ回路９からのクロックパルスをＡ／Ｄ変換器
５にサンプリングクロックパルスとして供給する。

【００１２】かかる光ディスクプレーヤの構成におい
て、サーボ回路１８は、システムコントローラ１７から
の駆動開始指令に応答してスピンドルモータ２の回転を
開始するための制御信号を駆動回路２０に出力する。こ
れにより駆動回路２０は、スピンドルモータ２の回転を
開始させるような駆動電圧をスピンドルモータ２に供給
する。スピンドルモータ２の回転により光ディスク１が
回転し所定の回転速度に達すると、ピックアップ３は、
光ディスク１の記録信号を読み取り可能となる。スピン
ドルモータ２の回転開始直後の初期状態においては、Ａ
／Ｄ変換器６にはマスタクロックパルスがクロックパル
ス供給回路１９から供給され、そのマスタクロックパル
スの発生タイミングに応じてＡ／Ｄ変換器６が動作す
る。

【００１３】サーボ回路１８はまた、上記初期状態を経
た後ディスク１が所定の回転速度範囲内にあるとき、位
相比較器１２からの位相誤差信号に応じた制御信号を発
生し、駆動回路２０に供給する。より詳しくはサーボ回
路１８は、供給される位相誤差信号が減少するように制
御信号を発生する。これによりスピンドルモータ２は、
基準クロックパルスに位相同期した精密なサーボが掛け
られることとなる。そしてこの場合、クロックパルス供
給回路１９は、マスタクロックパルスに代えてＰＬＬ回
路９からの再生クロックパルスをＡ／Ｄ変換器６にサン
プリングクロックパルスとして供給し、Ａ／Ｄ変換器６
は、この再生クロックパルスに応じて動作することとな
る。

【００１４】なお、駆動回路２０には、本実施例の主要
な特徴の１つである駆動ジッター除去手段或いは不要成
分除去手段としての高域阻止（ハイカット）フィルタ
（ＨＣＦ）を含んでいる。駆動回路２０においてこの高
域阻止フィルタを介しスピンドルモータ２に駆動電力を
供給していることにより、効果的な読取信号中のジッタ
ー発生を回避している。その詳細については後述する。

【００１５】またここではスピンドルサーボ系の概要を
示したが、さらに詳細な構成としては特開平８−２３５
７６７号公報に記載の構成を参照することができる。次
に、上記読取信号中のジッター除去手段としてのＨＰＦ
５の構成について説明する。図２は、かかるＨＰＦ５の
基本的構成を示しており、入力端にはＲＦアンプ４から
のアナログ読取信号が供給される。この入力端はコンデ
ンサＣ1 の一端に接続される。コンデンサＣ1 の他端と
コンデンサＣ3 の一端とは共通接続されるとともに、演
算増幅器ＯＰ1 の出力端に抵抗Ｒ2 を介して接続され
る。コンデンサＣ3 の他端は、演算増幅器ＯＰ1 の非反
転入力端と接続されるとともに、抵抗Ｒ4 を介して接地
される。演算増幅器ＯＰ1 の出力端は、その反転入力端
に接続されるとともに、ＨＰＦ６の出力へ導かれる。

【００１６】ＨＰＦ６は、いわゆる２次のアクティブ型
フィルタを形成している。その理由は、次の如くであ
る。先ず入力の読取信号の周波数成分を分析すると、図
３に示されるようなスペクトラムが得られる。これによ
れば、かかる読取信号は、２００［ｋＨｚ］近傍に境界
を有し、この境界より高い周波数側に約５００ｋＨｚ程
度の幅の帯域をもって比較的高いレベルを有するスペク
トラムを形成する主成分（斜線部分）と、約１．１７
［ｋＨｚ］を中心として比較的低いレベルのスペクトラ
ムを形成する副成分（クロスハッチ部分）とからなるこ
とが分かる。また、主成分は、本来のＥＦＭ信号成分に
対応するものであり、副成分は、ディスク１の表面若し
くは記録面または他の内部層の表面の傷及びこれらに匹
敵する不適正形成マーク（以下、これらを総称してブラ
ックドット或いはＢ．Ｄ．と呼ぶ）によるノイズ成分に
対応する。

【００１７】これらスペクトラム態様の根拠は、次のよ
うに解される。ＥＦＭ信号は、その６標本区間の周波数
が７．３５［ｋＨｚ］でかつ該区間において５８８ビッ
トを担うよう定められているので、ＥＦＭ信号各ビット
の読み出しクロック周波数ｆT は、

【００１８】

【数１】ｆT＝７．３５×５８８＝４．３２１８［ＭＨｚ］（ビット間隔Ｔ＝１／４．３２１８）である。ＥＦＭ信号のデータは、３Ｔないし１１Ｔの範
囲で反転間隔が変動するので、当該ＥＦＭ信号の最大周
波数と最小周波数とは、この３Ｔと１１Ｔとに対応して
求めることができる。つまり、３Ｔの長さ毎にデー
タ（”１”または”０”）が反転する場合の当該データ
信号の周波数ｆ3Tと、１１Ｔの長さ毎にデータが反転す
る場合の当該データ信号の周波数ｆ11T は、

【００１９】

【数２】ｆ3T ＝４．３２１８／（３×２）＝７２０．３［ｋＨｚ］ｆ11T ＝４．３２１８／（１１×２）＝１９６．４［ｋＨｚ］である。一方、ブラックドットは、典型例として、ディ
スク１のトラック方向に６００［μｍ］の長さを呈する
ものと想定することができる。また、ディスク１の読取
線速度（ピックアップ３のディスク１に対する走査速
度）が１．４［ｍ／sec］であるとすると、ピックアッ
プ３の読取点が当該ブラックドットを通過するのに要す
る時間ｔD は、

【００２０】

【数３】ｔD＝６００／１．４＝４２８．６［μsec］である。故に、この時間ｔD 毎にブラックドットと非ブ
ラックドット部とが交互に読み取られたときに当該ブラ
ックドットにより読取信号中に生じる成分の周波数ｆBD
は、

【００２１】

【数４】ｆBD＝１／（４２８．６×２）＝１．１７［ｋＨｚ］となる。かくして、求めたｆ3T及びｆ11T 並びにｆBDの
値は、図３のスペクトラムと符合する。

【００２２】ブラックドットによる周波数成分は、もと
より再生すべきでなくまたこれを含んだまま再生処理が
行われると、誤り訂正を多く施さなければならないなど
して高品質な再生情報が得られないので、ＨＰＦ５は、
図３に一点鎖線で示されるような、ブラックドットによ
る周波数成分を除去しかつＥＦＭ信号成分だけを通過さ
せる特性が要求される。しかもブラックドットによる周
波数成分を的確に排除するようカットオフ特性がなるべ
く急峻であることが望まれる。

【００２３】実際、いわゆる低次（１次）のＨＰＦはカ
ットオフ特性が緩やかであるので、該低次ＨＰＦがＥＦ
Ｍ信号成分を忠実に通過させるにはカットオフ周波数を
下げる必要がある。しかしながら、低次ＨＰＦには、カ
ットオフ周波数を下げすぎると、ブラックドットによる
周波数成分を完全に除去できなくなってしまうという問
題がある。従って、かかる要求を満たすためにＨＰＦの
次数を高次のものにするべきであるが、あまり高次のＨ
ＰＦを用いると、今度はいわゆる群遅延が大きくなって
しまう、という問題を招来してしまう。

【００２４】また、かかる低次ＨＰＦの典型例として図
４及び図５に示される１次のパッシブＨＰＦは、図６に
示されるような特性を呈することとなるが、位相特性に
おいて次のような考察をすることができる。すなわち、
ＥＦＭ信号は、その最小周波数ｆ3Tと最大周波数ｆ11T
との間にわたって帯域を有するものであるが、図６に示
される１次パッシブＨＰＦの位相特性において、この帯
域における位相回り、すなわち端的な例を挙げれば、か
かる最小周波数ｆ3Tにおいて呈する位相と最大周波数ｆ
11T において呈する位相との差が無視できない程に大き
いものとなっている。そしてこの大なる位相差によっ
て、当該１次パッシブＨＰＦを読取信号が通過する段階
で当該読取信号波形が乱れ、ジッタを発生させているも
のと考えられる。

【００２５】換言すれば、かかる大なる位相差は、ＲＦ
信号すなわちＲＦアンプ４からの読取信号のジッターが
少ないにもかかわらず、ＥＦＭ信号に変換すると当該Ｅ
ＦＭ信号に多くのジッターが乗ってしまう原因になって
いると考えられる。スピンドルサーボのための読取信号
に基づく再生クロックは、かかるＥＦＭ信号またはこれ
に等価な信号（本実施例の場合は、Ａ／Ｄ変換出力）か
ら生成されるので、結局、このＥＦＭ信号への変換に際
して誘発されたジッタ成分が再生クロックを介してスピ
ンドルモータによる時間軸補正へ悪い影響を及ぼし、ま
た不要な駆動電圧を当該モータに供給してしまい多大な
電力を消費することとなるのである。また、スピンドル
エラーを生成する際に再生クロックと基準クロックとの
間で周波数及び位相差が大きすぎると、クロック間にビ
ートが発生したり、当該再生クロックに基づいて処理を
行う後段の信号処理部（ＥＦＭ復調器８やその後段の復
号器等）でのディジタル処理（例えば誤り訂正処理）の
負担が増していわゆるディジタルノイズが多くなる、と
いう不具合を誘発してしまう。

【００２６】そこで本実施例においては、カットオフ周
波数を低く設定できカットオフ特性が比較的急峻でかつ
群遅延も許容範囲に収まってしかも位相回りの低減が可
能な２次のアクティブ型のＨＰＦを採用したのである。
本実施例におけるＨＰＦ５の各構成部品の値は、以下の
如き式に基づいて選定することができる。

【００２７】

【数５】Ｖb＝Ｖ0 Ｉ1＝Ｉ2＋Ｉ3 （Ｖi-Ｖa）／（１/ＳＣ1）＝（Ｖa-Ｖ0）／Ｒ2＋（Ｖa-Ｖ0）／（１/ＳＣ3） ……（１）（Ｖa-Ｖ0）／（１/ＳＣ3）＝Ｖ0／Ｒ4 ……（２）ここで、Ｖb は演算増幅器ＯＰ1 の非反転入力電圧、Ｖ
i ，Ｖ0 は同入力及び出力電圧、Ｉ1 ，Ｉ2 及びＩ3 は
それぞれコンデンサＣ1 ，Ｃ3 及び抵抗Ｒ2 に流れる電
流、Ｖa はコンデンサＣ1 ，Ｃ3 の共通接続点における
電圧、Ｓ＝ｊωである。

【００２８】さらに上記（２）式より、

【００２９】

【数６】ＳＣ3Ｖa−ＳＣ3Ｖ0＝Ｖ0／Ｒ4 Ｖa＝Ｖ0＋Ｖ0／ＳＣ3Ｒ4 ……（３）（１）式を展開して、

【００３０】

【数７】ＳＣ1Ｖi-ＳＣ1Ｖa＝Ｖa／Ｒ2−Ｖ0／Ｒ2＋Ｓ
Ｃ3Ｖa-ＳＣ3Ｖ0 これに（３）式を代入すると、

【００３１】

【数８】ＳＣ1Ｖi-ＳＣ1Ｖ0−Ｃ1Ｖ0／Ｃ3Ｒ4 ＝Ｖ0／Ｒ2＋Ｖ0／ＳＣ3Ｒ2Ｒ4−Ｖ0／Ｒ2＋ＳＣ3Ｖ0＋Ｖ0／Ｒ4-ＳＣ3Ｖ0 ＳＣ1Ｖi＝ＳＣ1Ｖ0＋Ｃ1Ｖ0／Ｃ3Ｒ4＋Ｖ0／ＳＣ3Ｒ2Ｒ4＋Ｖ0／Ｒ4 Ｖ0／Ｖi＝ＳＣ1／（ＳＣ1＋Ｃ1／Ｒ4Ｃ3＋１／Ｒ4＋１／ＳＣ3Ｒ2Ｒ4）＝ＳＣ1／{(Ｓ²Ｃ1Ｃ3Ｒ2Ｒ4+ＳＣ1Ｒ2+ＳＣ3Ｒ2+１)/ＳＣ3Ｒ2Ｒ4} ＝Ｓ²Ｃ1Ｃ3Ｒ2Ｒ4／(Ｓ²Ｃ1Ｃ3Ｒ2Ｒ4+ＳＣ1Ｒ2+ＳＣ3Ｒ2+１) Ｇ（Ｓ）＝Ｓ²／｛Ｓ²＋（１／Ｃ1Ｒ4＋１／Ｃ3Ｒ4）Ｓ＋１／Ｃ1Ｃ3Ｒ2Ｒ4｝ここで、２次のＨＰＦの伝達関数は、

【００３２】

【数９】Ｇ（Ｓ）＝ＨＳ²／（Ｓ²＋ωＳ／Ｑ＋ω²）である。本例においてはフィルタのゲインを１としてい
るので、Ｈ＝１となる。よって、

【００３３】

【数１０】 ω²＝１／Ｃ1Ｃ3Ｒ2Ｒ4 ……（４） ω／Ｑ＝１／Ｃ1Ｒ4＋１／Ｃ3Ｒ4 ……（５）Ｃ1＝Ｃ3＝Ｃとおくと、（５）式は次のようになる。

【００３４】

【数１１】 ω／Ｑ＝１／ＣＲ4＋１／ＣＲ4＝２／ＣＲ4 Ｒ4＝２Ｑ／Ｃω ……（６）（４）式に（６）式を代入すると、

【００３５】

【数１２】 ω²＝１／Ｃ²（２Ｑ／Ｃω）Ｒ2 Ｒ2＝１／２ＣＱω ……（７）ここで、フィルタ特性をバタワース特性とすると、

【００３６】

【数１３】Ｑ＝０．７０７１Ｃのコンデンサ容量を０．０１［μＦ］とすると、各カ
ットオフ周波数に対応してＲ2 ，Ｒ4 の抵抗を、図７に
示される表中の値から選ぶことができ、或いは該抵抗値
を選定する際の目安とすることができる。なお、かかる
表において括弧内に記された抵抗の値は、実際に部品と
して採用されうる抵抗の値を示している。また、ｆ´
は、この実際の抵抗値を採用したときに得られるカット
オフ周波数を示している。

【００３７】本実施例においては、図７の表からＨＰＦ
６に用いられる抵抗の適格な値を選定するに当たり、以
下のような試算結果に基づいた。先ず図８は、カットオ
フ周波数ｆｃに対するＥＦＭジッター量の特性を示して
いる。これによれば、本実施例の２次のアクティブＨＰ
Ｆ６の特性は、ｆｃ＝４．３４〜２．１３［ｋＨｚ］の
間でほぼ２０［ｎsec］前後のＥＦＭジッタ量を呈する
ことが分かる。また、カットオフ周波数を大きくするほ
どＥＦＭジッタ量が大きくなることも分かる。なお、Ｅ
ＦＭジッタ量とは、図１に示されるビタビ復号器７の出
力ＥＦＭ信号の時間軸上の偏倚量を示し、従って時間を
単位とするものである。

【００３８】図８はまた、かかる本実施例の２次アクテ
ィブＨＰＦとの比較のために先述した図４及び図５の如
く構成される１次パッシブＨＰＦの特性も示している。
また、図８におけるもう一方の横軸は、この１次パッシ
ブＨＰＦに用いられているコンデンサの容量を示してお
り、該コンデンサ容量を小さくするほどこれに対応して
カットオフ周波数は大きくなることが分かる。

【００３９】一方図９は、カットオフ周波数ｆｃに対す
るＣ１エラー数の特性を示している。これによれば、本
実施例の２次のアクティブＨＰＦ６の特性は、ｆｃ＝
４．３４〜３．１３［ｋＨｚ］の範囲において既にＣ１
エラー数が安定しかつ少ないＣ１エラー数に収まってい
ることが分かる。比較対象の１次パッシブＨＰＦの特性
は、ｆｃ＝１４．５［ｋＨｚ］を超えると、ＨＰＦ６と
同様にＣ１エラー数が安定しかつ少ないＣ１エラーに収
まることが分かる。なお、このＣ１エラーは、ＣＤにい
おいて誤り訂正処理に用いられているＣＩＲＣ（Cross
Interleave Reed-Solomon Code）のうちの一方の誤り訂
正符号Ｃ１により発生したエラーのことであり、Ｃ１エ
ラー数は、読取信号の、いわゆるＣＤフォーマットにお
ける所定数のフレーム（ここでは７５０００フレーム，
約１０秒分の音声出力に対応する）を再生処理したとき
に発生するＣ１エラー数を指している。また図９は、ブ
ラックドットの無いノーマルディスクを読み取った場合
において得られる特性を示すものである。

【００４０】図１０は、ディスクのトラック方向に６０
０［μｍ］の長さを有するブラックドットが存在するデ
ィスクを読み取った場合におけるカットオフ周波数ｆｃ
に対するＣ１エラー数及びブラックドット（Ｂ．Ｄ．）
エラーレートを示している。ここでＢ．Ｄ．エラーレー
トは、読取信号のＣＤフォーマットにおける所定数のフ
レーム（ここでは７５０００フレーム）を再生処理した
ときに当該ブラックドットのために誤り訂正処理の際に
情報信号データに補ったフレームの数に相当する。これ
によれば、Ｃ１エラー数については１次パッシブＨＰＦ
も２次アクティブＨＰＦも、図９のノーマルディスク読
取時と同様に概ねｆｃ＝１４．５［ｋＨｚ］を超える
と、Ｃ１エラー数が安定するものの、ノーマルディスク
読取時に比べて遙かに多くのＣ１エラー数（１０００）
で安定していることが分かる。また、１次パッシブＨＰ
Ｆも２次アクティブＨＰＦもカットオフ周波数が高くな
るほどＢ．Ｄ．エラーレートが低くなるが、特に２次ア
クティブＨＰＦのカットオフ周波数の上昇に伴うＢ．
Ｄ．エラーレートの減少が１次パッシブＨＰＦのそれに
比べ著しい。

【００４１】図１１は、ディスクのトラック方向に図１
０の場合より長い８００［μｍ］の長さを有するブラッ
クドットが存在するディスクを読み取った場合における
カットオフ周波数に対するＣ１エラー数及びＢ．Ｄ．エ
ラーレートを示している。図１０の場合と比較するに、
Ｃ１エラー数及びＢ．Ｄ．エラーレートの特性曲線が１
次パッシブＨＰＦ及び２次アクティブＨＰＦともに、当
該エラーレートが悪化する方向に概ねシフトすることが
分かる。

【００４２】これら図８ないし図１１の特性を併せて検
討すると、１次パッシブＨＰＦは、コンデンサの容量を
大きくしてカットオフ周波数を低くすると、ＥＦＭジッ
タ量もＣ１エラー数も少なくなるが（図８及び図９参
照）、この反面、カットオフ周波数を低くしすぎると、
Ｂ．Ｄ．エラーレートが悪化する（図１０及び図１１参
照）。これに対して２次アクティブＨＰＦは、全体的な
傾向は１次パッシブＨＰＦと同様であるものの、かなり
低いカットオフ周波数のところでも比較的低いＢ．Ｄ．
エラーレートに留まっている。

【００４３】具体的には、図１０における６００［μ
ｍ］長のブラックドット形成ディスクの読取時に、１次
パッシブＨＰＦは、カットオフ周波数８．０４［ｋＨ
ｚ］以下でブラックドットの補間数が２５００を超える
のに対し、２次アクティブＨＰＦは、カットオフ周波数
３［ｋＨｚ］となってもブラックドットの補間数は２５
００に満たない。また、図１１における８００［μｍ］
長のブラックドット形成ディスクの読取時に、１次パッ
シブＨＰＦは、カットオフ周波数８．０４［ｋＨｚ］以
下でブラックドットの補間数が約４０００を超えるのに
対し、２次アクティブＨＰＦは、カットオフ周波数３
［ｋＨｚ］となってもブラックドットの補間数は４００
０に満たない。

【００４４】このように、本実施例による２次アクティ
ブＨＰＦは、低いＢ．Ｄ．エラーレートを維持したまま
カットオフ周波数を低くできるのである。具体的なＨＰ
Ｆ６に用いられる抵抗値の選定に際しては、図８の特性
に基づいてＥＦＭジッタ量２００［ｎsec］を目標値に
定めた。この規定により、カットオフ周波数ｆｃはおよ
そ３［ｋＨｚ］以下であることが確定する。この約３
［ｋＨｚ］以上の帯域においては、図９ないし図１１の
特性において１次パッシブＨＰＦと同等もしくはそれ以
上の好結果が確認できる。但し、ブラックドットに対す
るプレイアビリティを考慮すると、図１０における６０
０［μｍ］長のブラックドットが存在するディスクの読
取時において当該ブラックドットによる補間数が大略２
５００以下であることが要求されるので、カットオフ周
波数は３［ｋＨｚ］近傍に設定されることが望ましい、
という結論に達する。

【００４５】さらにカットオフ周波数を３［ｋＨｚ］と
して２次アクティブＨＰＦ５を構成した場合におけるそ
のゲイン／位相特性は、図１２に示される。これによれ
ば、図６と比較して、最小周波数ｆ3Tにおいて呈する位
相と最大周波数ｆ11T において呈する位相との差が極め
て小さいものとなっており、ほぼ理想的な特性を呈して
いると言える。故に、先述したような、読取信号のジッ
ターが少ないにもかかわらず、ＥＦＭ信号に変換すると
当該ＥＦＭ信号に多くのジッターが乗ってしまう、とい
う不具合を解消することができる。

【００４６】かくしてＨＰＦ５を構成する抵抗Ｒ2 と抵
抗Ｒ4 には、図７においてカットオフ周波数ｆｃに対応
するリストに基づき、図２に付記されたような３．９
［ｋＨｚ］，７．５［ｋＨｚ］が設定される。ＥＦＭジ
ッターにつき他の側面から分析すると、図１３及び図１
４には、ＥＦＭ信号の異なる反転周期（３Ｔ〜１１Ｔ）
の各データ信号のスペクトラムが示されており、図１３
は上記１次パッシブＨＰＦを用いた場合、図１４は本実
施例の２次アクティブＨＰＦ５を用いた場合におけるも
のを示している。

【００４７】これらの図から分かるように、１次パッシ
ブＨＰＦ５を用いた場合は、各データ信号のスペクトラ
ムが一様に太く低いレベルを呈している。つまり各デー
タ信号の基準周波数に対して側波帯が広がり、時間軸上
の揺らぎを伴いながら伝送がなされている。これに対し
て、本実施例の２次アクティブＨＰＦ５を用いた場合
は、各データ信号のスペクトラムが一様に細くなってか
つ高いレベルを呈している。つまり各データ信号の基準
周波数に信号が集中し、時間軸上の揺らぎの少ない伝送
がなされていることが分かる。

【００４８】以上のようにして構成された本実施例のＨ
ＰＦ５を用いることにより、再生情報としての再生音声
の品質に次のような効果が見られた。１つは低域の解像
度が向上した点であり、もう１つは低域のめり張りが増
した点である。そして総合的に、クリアな音像が浮かび
上がり、聴感上、音声特にいわゆる音楽音声の安定感が
増したという効果を得ている。

【００４９】次に、本実施例における他の主要な特徴の
１つである駆動回路２０の構成につき説明する。図１５
は、かかる駆動回路２０の基本構成を示しており、初段
駆動電圧生成回路２Ａと、２次アクティブ高域阻止フィ
ルタ（ＨＣＦ）２Ｂと、出力アンプ２Ｃとにより駆動回
路２０が構成される。駆動電圧生成回路２Ａは、２つの
入力端子Ｘin及びＹinを有し、それぞれに供給されるサ
ーボ回路１８（図１参照）からの制御信号に応じた動作
を行う。一方の入力端子Ｘinは、抵抗Ｒ02を介して接地
される一方抵抗Ｒ03を介して演算増幅器ＯＰ01の反転入
力端に接続され、他方の入力端Ｙinは、抵抗Ｒ04を介し
て演算増幅器ＯＰ01の非反転入力端に接続される。ま
た、入力端子Ｘin，Ｙinの間には抵抗Ｒ01が接続され
る。

【００５０】演算増幅器ＯＰ01の出力端と反転入力端と
の間には、ダイオードＤ01とコンデンサＣ01と抵抗Ｒ05
とによる並列接続回路が形成される。より詳しくは、ダ
イオードＤ01のカソード，コンデンサＣ01の一端及び抵
抗Ｒ05の一端が演算増幅器ＯＰ01の反転入力端に接続さ
れ、ダイオードＤ01のアノード，コンデンサＣ01の他端
及び抵抗Ｒ05の他端が演算増幅器ＯＰ01の出力端に接続
される。演算増幅器ＯＰ01の非反転入力端は抵抗Ｒ06を
介して接地される。

【００５１】サーボ回路１８から入力端子Ｘinに供給さ
れる第１制御信号Ｓｘと入力端子Ｙinに供給される第２
制御信号Ｓｙとは、スピンドルモータ２の駆動すべき状
態に対応して図１６の表に示されるようなレベルを呈す
る。なお、表中「Ｈ」，「Ｌ」は、当該制御信号が高レ
ベル，低レベルを呈するをことを示し、「Ｚ」は、当該
制御信号ラインを高インピーダンス状態とする、いわゆ
るフローティングレベルを示している。

【００５２】このことからも分かるように、サーボ回路
１８は、位相比較器１２からのエラー信号に基づき、サ
ーボモータ２の回転速度が規定速度よりも小さいと判断
したときにはその程度に応じた時間だけ第１及び第２制
御信号Ｓｘ，Ｓｙをともに高レベル（例えば＋５
［Ｖ］）とし、サーボモータ２の回転速度が規定速度よ
りも大きいと判断したときにはその程度に応じた時間だ
け第１制御信号Ｓｘのみを低レベルとする。また、シス
テムコントローラ１７からモータ停止指令が発せられた
場合には、サーボ回路１８は、第１及び第２制御信号Ｓ
ｘ，Ｓｙをそれぞれフローティングレベル，低レベルと
する。

【００５３】モータ停止動作においては、演算増幅器Ｏ
Ｐ01の両入力端は０［Ｖ］になり、同出力端電圧Ｖ00
は、０［Ｖ］となる。モータ加速時（キック時）におい
ては、演算増幅器ＯＰ01は反転アンプを形成し、出力電
圧Ｖ00は、

【００５４】

【数１４】Ｖk＝５［Ｖ］×２２［ｋΩ］／（２２［ｋΩ］＋２７［ｋΩ］）＝２．２４［Ｖ］Ｉ0i ＝（５［Ｖ］−２．２４［Ｖ］）／１５［ｋΩ］＝１８４［μＡ］より、

【００５５】

【数１５】Ｖ00＝２．２４［Ｖ］−１２０［ｋΩ］×１８４［μＡ］＝−１９．８４［Ｖ］しかしながら、ツェナーダイオードＤ01によるツェナー
効果があるため、

【００５６】

【数１６】Ｖ00＝２．２４［Ｖ］−６．８［Ｖ］＝−４．５６［Ｖ］となる。モータ減速時（ブレーキ時）においては、演算
増幅器ＯＰ01は非反転アンプを形成し、出力電圧Ｖ00
は、

【００５７】

【数１７】Ｖk＝５［Ｖ］×２２［ｋΩ］／（２２［ｋΩ］＋２７［ｋΩ］）＝２．２４［Ｖ］Ｉ0i＝２．２４［Ｖ］／１５［ｋΩ］＝１４９［μＡ］より、

【００５８】

【数１８】Ｖ00＝２．２４［Ｖ］＋１２０［ｋΩ］×１４９［μＡ］＝２０．１２［Ｖ］しかしながら、ツェナーダイオードＤ01の順方向特性の
ため、

【００５９】

【数１９】Ｖ00＝２．２４［Ｖ］＋０．６［Ｖ］＝２．８４［Ｖ］となる。このように、駆動電圧生成回路２Ａは、スピン
ドルエラーに応じてスピンドルモータ２の加速時には負
極性の駆動電圧を生成し減速時には正極性の駆動電圧を
生成する。従って、スピンドルモータ２がある回転速度
の範囲に保たれてスピンドルサーボがロック・インして
いる場合には、かかる極性の異なる駆動電圧が短時間の
間に交互に切り替わって不連続な駆動電圧が供給される
こととなる。

【００６０】この駆動電圧生成回路２Ａの出力信号の電
流スペクトラムは、図１７に示される。これによれば、
オーディオ（可聴周波数）帯域（例えば２０［Ｈｚ］〜
２０［ｋＨｚ］）内に著しくレベルの高い高調波成分が
周期的に存在することが分かる。上述したような極性の
異なる駆動電圧が短時間の間に交互に切り替わり不連続
になることが、かかる高調波成分の発生する原因の１つ
であるとも考えられる。

【００６１】スピンドルモータ２には通常、直流駆動型
のモータが採用されるので、この高調波成分を含む高周
波電流は、その回転駆動にとって不要である。ただ、従
来において直流成分（０［Ｈｚ］）以外の成分は、スピ
ンドルモータ２が直流駆動型であることから、本来的に
当該モータの駆動には影響しないものとして、かかる出
力信号をほぼそのままスピンドルモータ２に供給してい
たが、本発明者の考察によって、この高調波成分がディ
スク読取信号にジッターが発生する原因の１つであるこ
とが判明された。

【００６２】そこで本実施例においては、この駆動電圧
生成回路２Ａの出力信号に対し２次アクティブＨＣＦ２
Ｂによって、かかる高調波成分を除去し、不要電流をス
ピンドルモータ２に供給しないようにしているのであ
る。２次アクティブＨＣＦ２Ｂは、駆動電圧生成回路２
Ａの出力信号をその一端に受ける抵抗Ｒ11を有し、抵抗
Ｒ11の他端が抵抗Ｒ12を介して演算増幅器ＯＰ11の非反
転入力端に接続される。抵抗Ｒ11と抵抗Ｒ12との接続点
と演算増幅器ＯＰ11の出力端との間にはコンデンサＣ12
が接続され帰還ループが形成される。また、演算増幅器
ＯＰ11の非反転入力端と接地点との間にはコンデンサＣ
14が接続され、演算増幅器ＯＰ11の反転入力端は出力端
と接続されるとともにフィルタ出力として導かれ、演算
増幅器ＯＰ21からなる出力アンプ２Ｃに供給される。出
力アンプの出力は、スピンドルモータ２の駆動電圧入力
端へ導かれる。

【００６３】２次アクティブＨＣＦ２Ｂに用いられる各
抵抗及びコンデンサの値は次のようにして設定すること
ができる。

【００６４】

【数２０】Ｖ1b＝Ｖ10 Ｉ11＝Ｉ12＋Ｉ13 （Ｖ1i-Ｖ1a）／Ｒ11＝（Ｖ1a-Ｖ10）/（１/ＳＣ12）＋（Ｖ1a-Ｖ10）/Ｒ12 ……（１１）（Ｖ1a-Ｖ10）／Ｒ12＝Ｖ10／（１/ＳＣ14） ……（１２）ここで、Ｖ1b は演算増幅器ＯＰ11 の非反転入力電圧、
Ｖ1i ，Ｖ10 は同入力及び出力電圧、Ｉ11，Ｉ12及びＩ
13はそれぞれ抵抗Ｒ11，コンデンサＣ12及びＣ14に流れ
る電流、Ｖ1a は抵抗Ｒ11，Ｒ12の共通接続点における
電圧、Ｓ＝ｊωである。

【００６５】さらに上記（１２）式より、

【００６６】

【数２１】Ｖ1a／Ｒ12−Ｖ10／Ｒ12＝ＳＣ14Ｖ10 Ｖ1a＝（１＋ＳＣ14Ｒ13）Ｖ10 ……（１３）（１３）式を（１１）式に代入して、

【００６７】

【数２２】Ｖ1i／Ｒ11-Ｖ10／Ｒ11−ＳＣ14Ｒ13Ｖ10／Ｒ11 ＝ＳＣ12Ｖ10+Ｓ²Ｃ12Ｃ14Ｒ12Ｖ10-ＳＣ12Ｖ10 +Ｖ10/Ｒ12+ＳＣ14Ｖ10-Ｖ10/Ｒ12 Ｖ1i/Ｒ11=｛Ｓ²Ｃ12Ｃ14Ｒ12 +Ｓ(Ｃ14Ｒ12/Ｒ11+Ｃ12-Ｃ12+Ｃ14)+１/Ｒ11｝Ｖ10 Ｖ10/Ｖ1i ＝(１/Ｒ11) ×[１/{Ｓ²Ｃ12Ｃ14Ｒ12+Ｓ(Ｃ14Ｒ12/Ｒ11+Ｃ14)+１/Ｒ11}] ＝１/{Ｓ²Ｃ12Ｃ14Ｒ11Ｒ12+Ｓ(Ｃ14Ｒ12+Ｃ14Ｒ11)+１} Ｇ（Ｓ）＝Ｖ10/Ｖ1i ＝(１/Ｒ11Ｒ12Ｃ12Ｃ14)/{Ｓ²+(1/Ｃ1Ｒ14+1/Ｃ12Ｒ13)Ｓ+1/Ｒ11Ｒ12Ｃ12Ｃ14 ｝ここで、２次のＨＰＦの伝達関数は、

【００６８】

【数２３】Ｇ（Ｓ）＝Ｈω²／（Ｓ²＋ωＳ／Ｑ＋ω²）である。本例においてはフィルタのゲインを１としてい
るので、Ｈ＝１となる。また、バタワース特性に設定す
ると、

【００６９】

【数２４】Ｇ（Ｓ）＝ω²／（Ｓ²＋ωＳ／０．７０７１＋ω²）となる。よって、

【００７０】

【数２５】 ω／０．７０７１＝１／Ｒ11Ｃ12＋１／Ｒ12Ｃ12 ……（１４） ω²＝１／Ｒ11Ｒ12Ｃ12Ｃ14 ……（１５）ｆｃ＝５００［Ｈｚ］とすると、

【００７１】

【数２６】ω＝２×π×５００＝３１４１．６Ｒ11＝Ｒ12＝Ｒとすると、（１４）式より、

【００７２】

【数２７】３１４１．６／０．７０７１＝２／ＲＣ12 Ｃ12＝０．７０７１×２／（３１４１．６×Ｒ） ……（１６）（１５）式より、

【００７３】

【数２８】（３１４１．６）²＝１／Ｒ²Ｃ12Ｃ14 Ｃ14＝１／｛（３１４１．６）²Ｒ²Ｃ12｝ ……（１７）（１７）式に（１６）式を代入して、

【００７４】

【数２９】Ｃ14＝[1/(３１４１．６²Ｒ²)]×{(３１４１．６×Ｒ)/(０．７０７１×２) } ＝１／（２×３１４１．６×０．７０７１×Ｒ）Ｒ＝１００［ｋΩ］とすると、

【００７５】

【数３０】Ｃ12＝０．００４５０［μＦ］（→４７００［ｐＦ］）Ｃ14＝０．００２２５［μＦ］（→２２００［ｐＦ］）となる。なお、括弧内の数値は実際に採用される値であ
り、これに基づけば、実際に得られるカットオフ周波数
ｆｃ´は、

【００７６】

【数３１】ｆｃ´＝1/{2×π×(100［ｋΩ］²×4700［ｐＦ］×2200［ｐＦ］)^1/2} ＝４９５［Ｈｚ］である。このように値の設定されたＨＣＦ２Ｂによれ
ば、出力アンプ２Ｃの出力より図１８に示される電流ス
ペクトラムを有する駆動信号が得られる。図１８から分
かるように、図１７において指摘したオーディオ帯域に
おける高調波成分はもとより、それ以外の不要な高調波
成分も除去されしかも高周波帯域全体が低レベルに抑え
込まれている。よってスピンドルモータ２には不要な電
流が供給されず、良好なスピンドルサーボが掛けられ、
もって読取信号のジッタ成分を除去することが可能とな
る。また、消費電力の低減にも寄与することとなる。な
お、図１９には、ＨＣＦ２Ｂを用いた場合と用いない場
合における８［ｋＨｚ］までの駆動信号の電流スペクト
ラムが拡大されて示されている。このように、本実施例
によるＨＣＦ２Ｂを用いると、直流成分以外のいわゆる
低周波帯域の成分も低減されることが分かる。

【００７７】以上のようにして構成された本実施例のＨ
ＣＦ２Ｂを用いることにより、再生情報としての再生音
声の品質に次のような効果が見られた。１つは再生音声
の中域から高域にかけてのＳ／Ｎ感が向上した点であ
り、もう１つは臨場感が増した点である。これまでは、
読取信号系に設けられるＨＰＦ５とスピンドルモータ駆
動系に設けられるＨＣＦ２Ｂとに分けて説明したが、主
たる課題の読取信号のジッタ除去を最も効果的に達成す
るには、これら２つのフィルタの双方を用いてディスク
プレーヤを構成することが望ましい。すなわち、ＨＰＦ
５は、ＲＦ信号をＥＦＭ信号へ変換する際に生じるジッ
タを局部的に抑えようとするものであり、ＨＣＦ２Ｂ
は、スピンドルモータの駆動電圧を供給する際に生じる
ジッタを局部的に抑えようとするものであるが、かかる
ＥＦＭ変換はスピンドルモータの駆動電圧の生成の基と
なっている再生クロック（本例ではＰＬＬ回路９の出力
クロック）と密接に係わり、この逆にしても、駆動電圧
のスピンドルモータへの供給はディスクの回転状態の影
響を強く受ける、当該ＥＦＭ変換の対象であるＲＦ信号
に密接に係わっている。従って、これらフィルタの双方
をプレーヤに設けることによって両者の相乗効果が期待
できて好ましいのである。

【００７８】但し、単独でどちらか一方のフィルタをプ
レーヤに設けることによっても、相当の効果を発揮させ
ることができる訳であるから、このように片方のみを設
ける構成を排除するものではない。なお、上記実施例に
おいては、ＣＤプレーヤに本発明を適用しているが、本
発明は、ＣＤ以外のＤＶＤ（Digital Video Disc）やそ
の他光ディスクの記録情報を読み取る装置に適用可能で
ある。従って読取信号から変換される信号としてＥＦＭ
信号に限定すべきではなく、ＤＶＤ規格の８／１６変調
等の所定の符号化信号であれば良い。

【００７９】また、上記実施例では、ビタビ復号器７を
用いたシステムを挙げたが、このような復号器を用いず
に、いわゆる２値化回路によってＥＦＭ信号を直接生成
するシステムに本発明を適用することもできる。また、
上記実施例では、Ａ／Ｄ変換器６の出力に基づいて再生
クロックを得ているが、ビタビ復号出力から再生クロッ
クを得、これに基づいてスピンドルサーボを掛けるよう
にしても良い。

【００８０】また、上記実施例における読取信号系で
は、アナログのＨＰＦ５をＲＦアンプ４の後段に設けて
いるが、ＨＰＦ５と実質的に同等の特性を有するディジ
タルＨＰＦをＡ／Ｄ変換器６の出力後段に設けても良
い。要は、符号化信号を得るためのディジタル変換手段
における当該符号化信号出力の前の処理において、上記
実施例と同様の作用効果を得るべく、広義の読取信号に
対し低周波ノイズ成分を除去しかつ時間軸方向の歪を生
じさせない信号処理手段を設けるようにすれば良いので
ある。

【００８１】さらに、上記実施例においては、読取信号
に含まれる不要な低周波成分としてブラックドットによ
るノイズ成分を挙げたが、かかる低周波成分には、ディ
スクにおいて鏡面状に形成される不適正マークも含まれ
ることは勿論である。またさらに付言するに、上記各フ
ィルタの回路構成として具体的な回路素子及びそれらの
値を例示したが、これ以外にも本発明を具体化する構成
は種々考えられる。

【００８２】この他にも、上記実施例においては種々の
手段を限定的に説明したが、当業者の設計可能な範囲に
て適宜改変することも可能である。

【００８３】

【発明の効果】以上詳述したように、本発明によれば、
簡単な構成で読取信号の時間軸補正を良好に行うことが
できる。また、本発明によれば、駆動信号をスピンドル
モータに供給する際に生じるジッタ成分を的確に除去す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による一実施例の光ディスクプレーヤの
概略的構成を示すブロック図である。

【図２】図１のプレーヤにおけるＨＰＦ５の基本構成を
示す回路図である。

【図３】図１のプレーヤにおけるＲＦアンプから出力さ
れる読取信号の周波数成分及びＨＰＦ５の理想特性を示
す特性図である。

【図４】実施例による２次アクティブＨＰＦ５と比較さ
れる一例の１次パッシブＨＰＦの基本構成を示す回路図
である。

【図５】実施例による２次アクティブＨＰＦ５と比較さ
れる他の例の１次パッシブＨＰＦの基本構成を示す回路
図である。

【図６】図４及び図５における１次パッシブＨＰＦのゲ
イン／位相特性図。

【図７】実施例による２次アクティブＨＰＦ５に設定さ
れるカットオフ周波数と当該ＨＰＦを構成する抵抗の値
との対応を示す図表である。

【図８】実施例による２次アクティブＨＰＦ５と図４及
び図５における１次パッシブＨＰＦとについての、カッ
トオフ周波数に対するＥＦＭジッタ量の特性図である。

【図９】実施例による２次アクティブＨＰＦ５と図４及
び図５における１次パッシブＨＰＦとについての、ノー
マルディスク読取時におけるカットオフ周波数に対する
Ｃ１エラー数の特性図である。

【図１０】実施例による２次アクティブＨＰＦ５と図４
及び図５における１次パッシブＨＰＦとについての、６
００［μｍ］長のブラックドットが形成されたディスク
の読取時におけるカットオフ周波数に対するＣ１エラー
数及びブラックドットエラーレートの特性図である。

【図１１】実施例による２次アクティブＨＰＦ５と図４
及び図５における１次パッシブＨＰＦとについての、８
００［μｍ］長のブラックドットが形成されたディスク
の読取時におけるカットオフ周波数に対するＣ１エラー
数及びブラックドットエラーレートの特性図である。

【図１２】実施例による２次アクティブＨＰＦ５のゲイ
ン／位相特性図である。

【図１３】図４または図５における１次パッシブＨＰＦ
を用いた場合の、ＥＦＭ信号の異なる反転周期の各デー
タ信号のスペクトル図である。

【図１４】実施例による２次アクティブＨＰＦを用いた
場合の、ＥＦＭ信号の異なる反転周期の各データ信号の
スペクトル図である。

【図１５】図１のプレーヤにおける駆動回路２０の基本
構成を示す回路図である。

【図１６】スピンドルモータの各動作モードに対応して
図１５の駆動回路に供給される第１及び第２制御信号Ｓ
ｘ，Ｓｙが呈するレベルを示す図表である。

【図１７】図１５における駆動電圧生成回路２Ａの出力
信号の周波数成分を示すスペクトル図である。

【図１８】図１５における２次アクティブＨＣＦ２Ｂに
よって高調波成分の除去されたスピンドルモータ駆動信
号の周波数成分を示すスペクトル図である。

【図１９】図１５における２次アクティブＨＣＦ２Ｂを
用いた場合と用いない場合とにおけるスピンドルモータ
駆動信号の低域側の周波数成分を示す拡大スペクトル図
である。

【符号の説明】

１光ディスク２スピンドルモータ３ピックアップ４ＲＦアンプ５２次アクティブ高域通過フィルタ６Ａ／Ｄ変換器７ビタビ８ＥＦＭ復調器９ＰＬＬ回路１２位相比較器１３発振器１７システムコントローラ１８サーボ回路１９クロックパルス供給回路２０駆動回路２Ａ駆動電圧生成回路２Ｂ２次アクティブ高域阻止フィルタ２Ｃ出力アンプＣ1 ，Ｃ3 ，Ｃ01，Ｃ12，Ｃ14 コンデンサＲ2 ，Ｒ4 ，Ｒ01〜Ｒ05，Ｒ11，Ｒ12 抵抗ＯＰ1 ，ＯＰ01，ＯＰ11，ＯＰ21 演算増幅器Ｄ01 ツェナーダイオード

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】光ディスクを回転させるスピンドルモー
タと、前記光ディスクの記録信号を光学的に読み取り当
該記録信号に応じた読取信号を生成する読取手段と、前
記読取信号をディジタル化して符号化信号を再生するデ
ィジタル変換手段と、を有する光ディスク記録情報再生
装置であって、前記スピンドルモータに駆動電力を供給する制御手段を
有し、前記制御手段は、前記駆動電力の高周波成分を除去する
不要成分除去手段を有することを特徴とする光ディスク
記録情報再生装置。
【請求項２】前記制御手段は、前記符号化信号に基づ
いて、不連続な駆動電圧を前記スピンドルモータに供給
することを特徴とする請求項１記載の光ディスク記録情
報再生装置。
【請求項３】前記不要成分除去手段は、可聴周波数を
含む高周波成分を前記駆動電力から除去する高域阻止フ
ィルタであることを特徴とする請求項１または２記載の
光ディスク記録情報再生装置。
【請求項４】前記不要成分除去手段は、２次の能動型
高域阻止フィルタであることを特徴とする請求項１，２
または３記載の光ディスク記録情報再生装置。
【請求項５】前記制御手段は、スピンドルエラー信号
に応じた駆動信号を発生する手段と、前記駆動信号の高
周波帯域の電流を除去するフィルタ手段と、前記フィル
タの出力信号を前記スピンドルモータに伝送する出力ア
ンプとを有することを特徴とする請求項１記載の光ディ
スク記録情報再生装置。