DE69811987T2

DE69811987T2 - Gerät zur Wiedergabe von auf einer optischen Scheibe aufgezeichneten Informationen

Info

Publication number: DE69811987T2
Application number: DE69811987T
Authority: DE
Inventors: Seiichi Hasebe
Original assignee: Pioneer Electronic Corp
Current assignee: Pioneer Corp
Priority date: 1997-06-02
Filing date: 1998-05-29
Publication date: 2003-08-21
Anticipated expiration: 2018-05-30
Also published as: JPH10334584A; EP0883123A3; US6356523B1; EP0883123B1; DE69811987D1; EP0883123A2

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein ein Gerät zur Wiedergabe von auf einer optischen Platte aufgezeichneter Information, und insbesondere betrifft sie ein Informationswiedergabegerät dieser Art, das den Prozess durchführt, Information optisch zu lesen und wiederzugeben, die auf einer optischen Platte aufgezeichnet ist, die in Drehung versetzt ist, während die Zeitbasis der gelesenen Information korrigiert wird.
Die JP-A-02094169 offenbart ein Gerät zur Wiedergabe von Information, die auf einer optischen Platte aufgezeichnet ist, aufweisend einen Spindelmotor, eine Leseeinrichtung zum optischen Lesen eines Aufzeichnersignals auf der optischen Platte und zum Erzeugen eines Lesesignals entsprechend dem Aufzeichnersignal. Diese Druckschrift schlägt vor, Frequenzermittlungssignalen ein Phasenermittlungssignal hinzuzufügen, um das resultierende Signal zu modulieren und die Signale zu einem Treiber für den Plattenmotor zu übertragen, nachdem restliche Träger des resultierenden Signals durch einen Filter für den Träger des PWM-Signals verriegelt worden sind.
Versuche sind unternommen worden, digitale Information mit hoher Qualität wiederzugeben, die auf einer optischen Platte aufgezeichnet sind, insbesondere auf dem Gebiet von im Zusammenhang mit Audio stehenden Anwendungen. Einer dieser Versuche nutzt eine Technik zum Wiedergeben eines Lesesignals mit hoher Auflösung. Insbesondere wird ein Lesesignal mit hoher Rate abgetastet und in ein digitales Signal gewandelt unter Verwendung einer großen Anzahl von Quantisierungsbits. Ein weiterer Versuch sieht die Erweiterung eines Frequenzbands vor, in dem ein Lesesignal wiedergegeben wird. Mit anderen Worten zielt der zuletzt genannte Versuch darauf ab, ein Audiosignal auch in einem Hochfrequenzband, das im Wesentlichen ignoriert worden ist, wiedergabegetreu auszugeben.
Abgesehen von den vorstehend angesprochenen Versuchen gibt es unerlässliche Faktoren für hochqualitative Wiedergabe. Einer dieser Faktoren ist die so genannte Zeitbasiskorrektur, d. h., eine Verringerung von Schwankungen (Jitter) eines Lesesignals auf der Zeitbasis. Im Stand der Technik ist eine derartige Zeitbasiskorrektur ebenfalls eingesetzt worden und eine Vielzahl von Ansätzen ist zu diesem Zweck vorgeschlagen worden.
Der Hauptteil dieser Vorschläge beruht jedoch auf einer Idee, die Zeitbasiskorrektur makroskopisch durchzuführen, wobei eine Neigung besteht, die mikroskopische Zeitbasiskorrektur nicht ernst zu nehmen. Aus diesem Grund besteht eine Wahrscheinlichkeit, dass eine Jitterkomponente, die aus der makroskopischen Zeitbasiskorrektur herrührt, zurückbleibt und die Qualität der wiedergegebenen Information beeinträchtigt. Es bleibt deshalb Raum für eine Verbesserung der Zeitbasiskorrektur. Insbesondere für Audiophile, die nach immer höherer Klangqualität streben, ist selbst eine geringe Verbesserung der Klangqualität extrem nützlich, so dass eine Suche nach einer vollständigen Durchführung der Zeitbasiskorrektur wichtig ist.
Hochfrequenzkomponenten eines Treibersignals, das einem Spindelmotor vom Gleichstromantriebstyp zugeführt wird, sind Ursache, dass eine hochstabile Steuerung des Spindelmotors unterbunden wird.
Ein derartiger mikroskopischer Defekt kann ggf. die Zeitbasiskorrektur für ein Lesesignal und damit die Wiedergabe hochqualitativer Information beeinträchtigen.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung ist angesichts des vorstehend angesprochenen Problems gemacht worden und ihre Aufgabe besteht darin, ein Gerät zur Wiedergabe von Information zu schaffen, die auf einer optischen Platte aufgezeichnet ist, und das dazu geeignet ist, die Zeitbasis eines Lesesignals in einfacher Konfiguration vorteilhaft zu korrigieren.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Gerät zur Wiedergabe von Information zu schaffen, die auf einer optischen Platte aufgezeichnet ist, das dazu geeignet ist, eine Jitterkomponente präzise zu entfernen, die erzeugt wird, wenn ein Treibersignal einem Spindelmotor zugeführt wird.
Gelöst werden diese Aufgaben durch die Merkmale, die im Anspruch 1 angeführt sind.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm des allgemeinen Aufbaus eines optischen Plattenspielers in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 2 zeigt ein Schaltungsdiagramm einer Grundkonfiguration eines Hochpassfilters (HPF) 5 in dem Spieler von Fig. 1;
Fig. 3 zeigt ein Kennliniendiagramm von Frequenzkomponenten eines Lesesignals, das von einem RF-Verstärker in dem Spieler von Fig. 1 ausgegeben wird, und eine ideale Kennlinie für den HPF 5;
Fig. 4 zeigt ein Schaltungsdiagramm des Grundaufbaus eines beispielhaften passiven HPF erster Ordnung im Vergleich mit einem aktiven HPF 5 zweiter Ordnung in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform;
Fig. 5 zeigt ein Schaltungsdiagramm des Grundaufbaus eines weiteren beispielhaften passiven HPF erster Ordnung im Vergleich zu dem aktiven HPF 5 zweiter Ordnung in Übereinstimmung mit der Ausführungsform;
Fig. 6 zeigt einen Kurvenverlauf eines Verstärkungs- /Phasenkennliniendiagramms der passiven HPF erster Ordnung gemäß Fig. 4 und 5;
Fig. 7 zeigt eine Tabelle der Entsprechung zwischen einer Grenzfrequenz, die für den aktiven HPF 5 zweiter Ordnung in Übereinstimmung mit der Ausführungsform gewählt ist, und den Werten von Widerstanden, die Teil des HPF bilden;
Fig. 8 zeigt ein Kennliniendiagramm einer Grenzfrequenz als Funktion des EFM-Jitterausmaßes für einen aktiven HPF zweiter Ordnung in Übereinstimmung mit der Ausführungsform und die passiven HPF erster Ordnung in Fig. 4 und 5;
Fig. 9 zeigt ein Kennliniendiagramm der Grenzfrequenz als Funktion der Anzahl von C1-Fehlern, die während eines Lesevorgangs von einer normalen Platte ermittelt werden für den aktiven HPF 5 zweiter Ordnung in Übereinstimmung mit der Ausführungsform und die passiven HPF erster Ordnung in Fig. 4 und 5;
Fig. 10 zeigt ein Kennliniendiagramm der Grenzfrequenz als Funktion der Anzahl von C1-Fehlern und einer Schwarzpunktfehlerrate wahrend eines Lesevorgangs von einer Platte, auf der schwarze Punkte einer Lange von 600 um gebildet sind für den aktiven HPF 5 zweiter Ordnung in Übereinstimmung mit der Aus führungsform und die passiven HPF erster Ordnung in Fig. 4 und 5;
Fig. 11 zeigt ein Kennliniendiagramm der Grenzfrequenz als Funktion der Anzahl von C1-Fehlern und einer Schwarzpunktfehlerrate während eines Lesevorgangs von einer Platte, auf der schwarze Punkte einer Länge von 800 um gebildet sind für den aktiven HPF 5 zweiter Ordnung in Übereinstimmung mit der Ausführungsform und die passiven HPF erster Ordnung in Fig. 4 und 5;
Fig. 12 zeigt ein Verstärkungs-/Phasenkennliniendiagramm für den aktiven HPF zweiter Ordnung in Übereinstimmung mit der Ausführungsform;
Fig. 13 zeigt ein Spektrumdiagramm jeweiliger Datensignale mit unterschiedlichen Inversionsperioden in einem EFM-Signal, das gewonnen wird, wenn der passive HPF erster Ordnung in Fig. 4 oder Fig. 5 verwendet wird;
Fig. 14 zeigt ein Spektrumdiagramm jeweiliger Datensignale mit unterschiedlichen Inversionsperioden in einem EFM-Signal, das gewonnen wird, wenn ein aktiver HPF zweiter Ordnung in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform verwendet wird;
Fig. 15 zeigt ein Schaltungsdiagramm des Grundaufbaus einer Treiberschaltung 20 in dem Spieler von Fig. 1;
Fig. 16 zeigt eine Tabelle von Pegeln, die durch erste und zweite Steuersignale Sx, Sy bereit gestellt werden, die der Treiberschaltung von Fig. 15 entsprechend der jeweiligen Betriebsart eines Spindelmotors zugeführt werden;
Fig. 17 zeigt ein Spektrumdiagramm unter Darstellung von Frequenzkomponenten eines Ausgangssignals einer Treiberspannungserzeugungsschaltung 2A in Fig. 15;
Fig. 18 zeigt ein Spektrumdiagramm unter Darstellung von Frequenzkomponenten eines Spindelmotortreibersignals, das harmonische Komponenten aufweist, die durch den aktiven HPF 2B zweiter Ordnung in Fig. 15 entfernt werden; und
Fig. 19 zeigt ein vergrößertes Spektrumdiagramm unter Darstellung von Frequenzkomponenten in einem Niederfrequenzbereich des Spindelmotortreibersignals, wenn der aktive HPF 2B zweiter Ordnung in Fig. 15 verwendet bzw. nicht verwendet ist.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind nachfolgend unter Bezug auf die anliegenden Zeichnungen näher erläutert. Fig. 1 zeigt den allgemeinen Aufbau eines CD-(Compakt Disk) Players bzw. -Spielers einer Ausführungsform in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung.
Wie in Fig. 1 gezeigt, ist auf einer scheibenförmigen optischen Platte 1, die in diesem optischen Plattenspieler angeordnet ist, ein Aufzeichnungssignal, das für digitale Daten repräsentativ ist, beispielsweise Audiodaten o. dgl., als Pit-Abfolge bzw. Markierungs-Abfolge entlang einer Spiralbahn oder konzentrischen Bahnen aufgezeichnet. Die optische Platte 1 wird durch einen Spindelmotor 2 in Drehung versetzt und die auf der optischen Platte 1 aufgezeichneten digitalen Daten werden durch einen Abtaster 3 optisch gelesen, der als Leseeinrichtung dient. Ein RF-(Radiofrequenz)Signal, das von dem Abtaster 3 ausgegeben wird, ist ein analoges Signal, das die Empfangsstärke eines Lichtstrahls anzeigt, der von dem Abtaster 3 ausgegeben und von der optischen Platte 1 reflektiert wird, oder es zeigt eine Lichtempfangsbedingung an. Das Lesesignal wird durch einen RF-Verstärker 4 verstärkt und daraufhin einem Hochfrequenzfilter (HPF) 5 zugeführt, der als Signaljitterentfernungseinrichtung dient. Der HPF 5, der eines von Hauptmerkmalen dieser Ausführungsform zusammen mit seiner nachfolgend erläuterten Konfiguration darstellt, führt lediglich Hochfrequenzkomponenten des Lesesignals von dem RF- Verstärker 4 einem A/D-(Analog-/Digital)Wandler 6 zu. Insbesondere bildet der HPF 5 eine Signalverarbeitungseinrichtung zum Entfernen von Niederfrequenzrauschkomponenten aus dem Lesesignal, ohne Verzerrungen in der Zeitbasisrichtung zu erzeugen.
Ein A/D-Wandler 6 digitalisiert das Lesesignal von dem HPF 5. Insbesondere wird dem A/D-Wandler 6 ein Abtasttaktimpuls von einer Taktimpulszufuhrschaltung 19 zugeführt, und er tastet das Lesesignal in Reaktion auf den Abtasttaktimpuls sowie von Ausgangsabtastwerten des Lesesignals als digitales Signal mit einer vorbestimmten Anzahl von Quantisierungsbits n ab. Das Lesesignal als Abfolge der derart digitalisierten Abtastwerte wird einem Viterbi-Decoder 7 zugeführt. Da Einzelheiten dieses Viterbi-Decoders aus der japanischen Patentoffenlegungsschrift Nr. 7-262694 u. dgl. bekannt sind, erübrigt sich seine Erläuterung vorliegend. Der Viterbi-Decoder berechnet zusammengefasst Neben- bzw. Verzweigungsmetrik und Pfadmetrik auf Grundlage von Daten von Abtastwerten, die von dem A/D- Wandler 6 sequenziell zugeführt werden, und Daten von mehreren vorhergesagten Abtastwerten und auf Grundlage von diesen decodiert er und gibt Datenreihen aus, die einen minimalen quadratischen Fehler relativ zu einer Eingangsreihe als decodierte Daten entsprechend einem aufgezeichneten Signal auf einer Platte wiedergeben. Das Viterbi-Decodieren stellt eine exakte digitalisierte Version eines Lesesignals selbst dann bereit, wenn das Lesesignal ein geringes S/N- bzw. Signal- /Rausch-Verhältnis aufweist. Das Viterbi-Decodieren stellt deshalb die Unterscheidung des Werts "1" bzw. "0" für jede Abtastung des Lesesignals bereit und die Erzeugung eines digitalen Signals, das diese Werte trägt bzw. führt.
Das digitalisierte Lesesignal von dem Viterbi-Decoder 7 wird üblicherweise als EFM-(Eight to Fourteen Modulation)Signal bezeichnet. Das EFM-Signal wird einem Demodulator 7 zugeführt, der eine Codewandlungsverarbeitung invers zu der EFM- Modulation durchführt, die durchgeführt wird, wenn ein digitales Signal auf der Platte 1 aufgezeichnet ist. Das digitale Signal (Wiedergabesignal), auf das eine derartige inverse Codierungswandlungsverarbeitung angewendet wird, wird grundsätzlich zu einem weiteren Decoder übertragen, der nicht gezeigt ist, um in ein ursprüngliches digitales Signal gewandelt zu werden, das daraufhin D/A-gewandelt und verstärkt wird, um beispielsweise ein Lautsprechertreibersignal zu erzeugen.
Eine PLL-(Phase Lock Loop)Schaltung 9 ermittelt einen Steigungsabschnitt der Lesesignalwellenform auf Grundlage der Abtastwertdaten des Lesesignals von dem A/D-Wandler 6 und erzeugt einen Wiedergabetaktimpuls, der mit dem Lesesignal in Phase synchronisiert ist auf Grundlage der Abtastwertdaten in diesem Steigungsabschnitt. Die Konfiguration und die Arbeitsweise dieser PLL-Schaltung 9 sind in der japanischen Patentoffenlegungsschrift Nr. 6-231547 offenbart. Der Wiedergabetaktimpuls wird der Taktimpulszufuhrschaltung 19 sowie einem Phasenkomparator bzw. -vergleicher 12 zugeführt. Der Phasenkomparator 12 ist mit einem Oszillator 13 zur Erzeugung eines Referenztaktimpulses verbunden. Der Phasenkomparator 12 erzeugt ein Fehlersignal, das eine Phasendifferenz zwischen dem Wiedergabetaktimpuls von der PLL-Schaltung 9 und dem Referenztaktimpuls anzeigt. Dieses Fehlersignal wird einer Servoschaltung 18 zugeführt.
Die Taktimpulszufuhrschaltung 19 führt dem A/D-Wandler 6 einen Mastertaktimpuls als Abtasttaktimpuls zu, wenn die Fre quenz des Taktimpulses von der PLL-Schaltung 9 in dem vorbestimmten Frequenzbereich nicht enthalten ist, und sie führt dem A/D-Wandler 6 den Taktimpuls von der PLL-Schaltung 9 anstelle des Mastertaktimpulses als Abtasttaktimpuls zu, wenn die Frequenz des Taktimpulses von der PLL-Schaltung 9 in dem vorbestimmten Frequenzbereich enthalten ist.
In der Konfiguration des optischen Plattenspielers, die vorstehend erläutert ist, gibt die Servoschaltung 18 ein Steuersignal an die Treiberschaltung 20 zum Starten der Drehung des Spindelmotors 2 in Reaktion auf eine Treiberstartinstruktion von einer Systemsteuereinheit 17 aus. Hierdurch wird veranlasst, dass die Treiberschaltung 20 den Spindelmotor 2 einer Treiberschaltung zum Starten des Drehens des Spindelmotors 2 zuführt. Wenn die optische Platte 1, gedreht durch die Drehung des Spindelmotors 2, eine vorbestimmte Drehzahl erreicht, ist der Abtaster 2 in die Lage versetzt, ein Aufzeichnungssignal auf der optischen Platte 1 zu lesen. In einem anfänglichen Zustand unmittelbar nach dem Drehbeginn des Spindelmotors 2, wird dem A/D-Wandler 6 der Mastertaktimpuls von der Taktimpulszufuhrschaltung 19 zugeführt, woraufhin der A/D-Wandler 6 in Übereinstimmung der Erzeugungstaktung des Mastertaktimpulses betrieben wird.
Die Servoschaltung 18 ihrerseits erzeugt ein Taktsignal in Übereinstimmung mit dem Phasenfehlersignal von dem Phasenkomparator 12 und führt dieses der Treiberschaltung 20 zu, wenn die Platte 1 in einem vorbestimmten Drehzahlbereich in Drehung versetzt ist, nachdem die vorstehend genannte, anfängliche Bedingung abgelaufen ist. Die Servoschaltung 18 erzeugt insbesondere das Steuersignal zum Verringern des zugeführten Phasenfehlersignals. Auf diese Weise wird an den Spindelmotor 2 ein präzises Servosignal angelegt, das phasenmäßig mit dem Referenztaktimpuls synchronisiert ist. In diesem Fall führt die Taktimpulszufuhrschaltung 19 dem A/D-Wandler 6 einen Wiedergabetaktimpuls von der PLL-Schaltung 9 als Abtasttaktimpuls zu anstelle des Mastertaktimpulses, so dass der A/D- Wandler 6 in Übereinstimmung mit diesem Wiedergabetaktimpuls betrieben wird.
Die Treiberschaltung 20 umfasst einen Tiefpassfilter (High Cut Filter bzw. HCF) als Treiberjitterentfernungsmittel bzw. als Mittel zum Entfernen einer unnötigen Komponente, und hierbei handelt es sich um eines der Hauptmerkmale dieser Ausführungsform. Durch Zuführen von elektrischem Strom zum Spindelmotor 2 durch diesen Tiefpassfilter in der Trägerschaltung 20 wird das Auftreten von Jitter in einem Lesesignal wirksam vermieden. Einzelheiten dieses Betriebsablaufs sind nachfolgend erläutert.
Während ein Konzept eines Spindelservosystems vorstehend erläutert wurde, wird nunmehr auf die Konfiguration Bezug genommen, die in der japanischen Patentoffenlegungsschrift Nr. 8-235767 als weitere detaillierte Konfiguration beschrieben ist.
Der Aufbau bzw. die Konfiguration des HPF 5 als Mittel zum Entfernen von Jitter in dem Lesesignal wird nunmehr erläutert. Fig. 2 zeigt den Grundaufbau des HPF 5, dem an seinem Eingangsanschluss ein analoges Lesesignal von dem RF- Verstärker 4 zugeführt wird. Dieser Eingangsanschluss ist mit einem Ende eines Kondensators C1 verbunden. Der andere Anschluss des Kondensators C1 und ein Ende eines Kondensators C3 sind miteinander verbunden und außerdem mit einem Ausgangsanschluss eines Operationsverstärkers OP1 durch einen Widerstand R2 verbunden. Der andere Anschluss des Kondensa tors C3 ist mit einem nicht invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers OP1 verbunden und über einen Widerstand R4 auf Masse gelegt. Der Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers OP1 ist mit seinem invertierenden Eingangsanschluss verbunden sowie mit einer Leitung zum Ausgang des HPF 5.
Der HPF 5 bildet einen so genannten aktiven Filter zweiter Ordnung aus dem nachfolgend angeführten Grund.
Eine Analyse von Frequenzkomponenten des Eingangslesesignals führt zu einem in Fig. 3 gezeigten Spektrum. In Übereinstimmung mit dem Kurvenverlauf von Fig. 3 ergibt sich, dass das Lesesignal eine Grenze bzw. Grenzfrequenz nahe 200 kHz aufweist und dass es aus einer Primarkomponente (schraffierter Abschnitt) besteht, die ein Spektrum bildet, das sich über eine Breite von ungefähr 500 kHz in einen Frequenzbereich hoher als diese Grenze bzw. Grenzfrequenz erstreckt und einen relativ hohen Pegel aufweist, und aus einer Sekundarkomponente (kreuzschraffierter Abschnitt), die ein Spektrum bildet, das in etwa um 1,17 kHz zentriert ist und einen relativ geringen Pegel aufweist. Die Primarkomponente entspricht außerdem einer wichtigen EFM-Signalkomponente, wahrend der Sekundarabschnitt Rauschkomponenten auf Grund von Kratzern auf der Oberfläche der Platte 1 entspricht, oder eine Aufzeichnungsoberfläche oder einer Oberfläche einer weiteren Innenschicht und ungeeignet gebildeten Markierungen vergleichbar zu diesen Kratzern (nachfolgend werden diese gemeinsam als "schwarze Punkte" oder B. D. bezeichnet).
Die Grundlage für diese Spektren die wie vorstehend angeführt gebildet sind, kann wie folgt interpretiert werden.
Da das EFM-Signal als ein Frequenzbereich von 7,35 kHz für seine sechs Abtastintervalle aufweisend definiert ist und 588 Bits in jedem Intervall führt, wird eine Lesetaktfrequenz fT zum Lesen jedes Bits des EFM-Signals wie folgt berechnet:
fT = 7,35 · 588 = 4,3218 MHz
(Bitintervall T = 1/4,3218)
Da Daten des EFM-Signals variieren, können ein Inversionsintervall im Bereich von 3T bis 11T, eine maximale Frequenz und eine minimale Frequenz des EFM-Signals in Übereinstimmung mit diesen 3T und 11T abgeleitet werden. Mit anderen Worten werden eine Frequenz f3T des Datensignals, wenn die Daten ("1" oder "0") mit Intervallen von 3T und einer Frequenz f11T des Datensignals invertiert werden, wenn die Daten mit Intervallen von 11T invertiert werden, wie folgt berechnet:
f3T = 4,3218/(3 · 2) = 720,3 kHz
f11T = 4,3218/(11 · 2) = 196,4 kHz
Andererseits kann von einem schwarzen Punkt angenommen werden, dass er eine Länge von 600 um in der Spurrichtung der Platte 1 im Fall eines typischen Beispiels aufweist. Unter der Annahme, dass eine Leselineargeschwindigkeit der Platte 1 (eine Abtastgeschwindigkeit des Abtasters 3 relativ zur Platte 1) 1/4 m/sec beträgt, wird die Zeit tD, die erforderlich ist, dass ein Lesepunkt des Abtasters 3 durch den schwarzen Punkt läuft, wie folgt berechnet:
tD = 600/1,4 = 428,6 usec
Eine Frequenz fBD einer Komponente, die in dem Lesesignal auf Grund des schwarzen Punktes erzeugt wird, wenn die schwarzen Punkte und die Abschnitte ohne schwarzen Punkt abwechselnd mit Zeitintervallen tD gelesen werden, wird deshalb wie folgt berechnet:
fBD = 1/(428,6 · 2) = 1,17 kHz
Die Werte der berechneten f3T, f11T und fBD stimmen folglich mit dem in Fig. 3 gezeigten Spektrum überein.
Die durch die schwarzen Punkte erzeugte Frequenzkomponente sollte nicht inhärent wiedergegeben werden. Wenn ein Lesesignal wiedergegeben wird, ohne die Frequenzkomponente zu entfernen, muss eine Fehlerkorrektur vielfach wiederholt werden, weshalb eine hochqualitative Information nicht wiedergegeben kann. Der HPF 5 muss eine Kennlinie aufweisen, wie in Fig. 3 mit einer strichpunktierten Linie gezeigt, die die Frequenzkomponente auf Grund der schwarzen Punkte entfernt und lediglich die EFM-Signalkomponente durchlässt. Der HPF 5 sollte eine Grenz- bzw. Abschneidekennlinie bzw. -charakteristik aufweisen, die so steil wie möglich ist, um die Frequenzkomponente auf Grund der schwarzen Punkte präzise zu eliminieren.
Da ein so genannter HPF niedriger Ordnung (erster Ordnung) eine sanfte Abschneidecharakteristik bzw. -kennlinie aufweist, muss die Grenzfrequenz abgesenkt werden, damit der HPF niedriger Ordnung die EFM-Signalkomponente wiedergabetreu durchlässt. Der HPF niedriger Ordnung hat jedoch das Problem, dass die Frequenzkomponente auf Grund der schwarzen Punkte nicht vollständig entfernt werden kann, wenn die Grenzfrequenz übermäßig stark abgesenkt wird. Ein HPF höherer Ordnung sollte deshalb verwendet werden, um die vorstehend angesprochenen Anforderungen zu erfüllen. Dessen ungeachtet würde ein HPF übermäßig hoher Ordnung, wenn er verwendet wird, das Problem hervorrufen, eine so genannte Gruppenverzögerung zu erhöhen bzw. zu verstärken.
Als typisches Beispiel eines HPF niedriger Ordnung, der vorstehend angesprochen ist, weisen passive HPF erster Ordnung, die in Fig. 4 und 5 gezeigt sind, eine in Fig. 6 gezeigte Kennlinie auf, wahrend die nachfolgende Betrachtung im Hinblick auf seine Phasenkennlinie bzw. -charakteristik gemacht werden kann.
Das EFM-Signal weist insbesondere eine Bandbreite zwischen seiner minimalen Frequenz f3T und seiner maximalen Frequenz f11T auf. In der Phasencharakteristik bzw. -kennlinie eines passiven HPF erster Ordnung, wie in Fig. 6 gezeigt, ist eine Phasendifferenz in dieser Bandbreite groß. Wenn ein unkompliziertes Beispiel herangezogen wird, besteht eine unübersehbar große Phasendifferenz zwischen der minimalen Frequenz f3T und der maximalen Frequenz f11T. Es wird davon ausgegangen, dass diese große Phasendifferenz eine Störung einer Lesesignalwellenform hervorruft, wahrend das Signal den passiven HPF erster Ordnung durchläuft, wodurch Jitter hervorgerufen wird.
Mit anderen Worten wird davon ausgegangen, dass eine große Phasendifferenz Ursache für die Induzierung von starkem Jitter in dem EFM-Signal ist, wenn dieses ausgehend von einem RF-Signal gewandelt wird, d. h., von einem Lesesignal von dem RF-Verstärker 4, selbst dann, wenn das RF-Signal wenig Jitter enthält. Der Wiedergabetakt für die Spindelservosteuerung auf Grundlage des Lesesignals wird aus einem derartigen EFM- Signal oder einem hierzu äquivalenten Signal erzeugt (in dieser Ausführungsform den Ausgangssignal des A/D-Wandlers), so dass im Ergebnis eine Jitterkomponente, die wahrend der Wandlung in das EFM-Signal induziert wird, die Zeitbasiskorrektur durch einen Spindelmotor mittels des Wiedergabetakts beeinträchtigt und außerdem dafür sorgt, dass dem Spindelmotor unnötig Treiberspannung zugeführt wird, der dadurch einen höhe ren elektrischen Strom verbraucht. Wenn eine übermäßig große Frequenzdifferenz und Phasendifferenz zwischen dem Wiedergabetakt und dem Referenztakt vorliegen, wenn ein Spindelfehler erzeugt wird, werden zwischen diesen Signalen Überlagerungen bzw. Schwebungen erzeugt und ein Signalverarbeitungsabschnitt (der EFM-Demodulator 8 und ein Decoder u. dgl. in rückwärtigen Stufen hiervon), der in einer rückwärtigen Stufe bzw. hinteren Stufe zum Verarbeiten von Signalen auf Grundlage des Synchronisationssignals angeordnet ist, wird mit einem größeren Ausmaß an digitaler Verarbeitung (beispielsweise Fehlerkorrekturverarbeitung) belastet, was zu dem Nachteil einer Erhöhung von so genanntem digitalen Rauschen führt.
Um diese Probleme zu überwinden, verwendet diese Ausfuhrungsform einen aktiven HPF zweiter Ordnung, der mit einer niedrigen Grenzfrequenz gewählt werden kann, der eine relativ abrupte Abschneidecharakteristik aufweist und eine Gruppenverzögerung, die in einem tolerierbaren Bereich begrenzt ist, und der in der Lage ist, eine Phasendifferenz zu verringern.
Die Werte der jeweiligen Komponenten, die in dem HPF 5 in Übereinstimmung mit dieser Ausführungsform verwendet werden, können auf Grundlage der folgenden Gleichungen gewählt werden.
Vb = V0
I1 = I2 + I3
(Vi - Va)/(1/SC1) = (Va - V0)/R2 + (Va - V0)/(1/SC3) (1)
(Va - V0)/(1/SC3) = V0/R4 (2)
wobei Vb eine Spannung am nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP1 ist; wobei Vi, V0 eine Eingangsspannung und eine Ausgangsspannung des Operationsverstärkers OP1 sind; wobei I1, I2 und I3 Ströme sind, die in die Kondensatoren C1, C3 und den Widerstand R2 fließen; wobei Va eine Spannung an einem gemeinsamen Verbindungspunkt der Kondensatoren C1, C3 ist; und wobei S = jω.
Aus der vorstehend genannten Gleichung (2) lassen sich folgende Gleichungen ableiten:
SC3Va - SC3V0 = V0/R4
Va = V0 + V0/SC3R4 (3)
Ein Einsetzen der Gleichung (1) ergibt:
SC1Vi - SC1Va = Va/R2 - V0/R2 + SC3Va - SC3V0
Ein Einsetzen der Gleichung (3) in die vorstehend angeführte Gleichung ergibt:
SC1Vi - SC1V0 - C1V0/C3R4 = V0/R2 + V0/SC3R2R4 - V0/R2 + SC3V0 + V0/R4 - SC3V0
SC1Vi = SC1V0 + C1V0/C3R4 + V0/SC3R2R4 + V0/R4
V0/Vi = SC1/(SC1 + C1/R4C3 + 1/R4 + 1/SC3R2R4) = SC1/{(S²C1C3R2R4 + SC1R2 + SC3R2 + 1)/SC3R2R4} = S²C1C3R2R4/(S²C1C3R2R4 + SC1R2 + SC3R2 + 1)
G(S) = S²/{S² + (1/C1R4 + 1/C3R4)S + 1/C1C3R2R4}
Die Transferfunktion des HPF zweiter Ordnung wird vorliegend ausgedrückt durch:
G(S) = HS²/(S² + ωS/Q + ω²)
Da die Verstärkung des Filters in diesem Beispiel mit eins gewählt ist, ist H gleich eins (H = 1).
Deshalb gilt:
ω² = 1/C1C3R2R4 (4)
ω/Q = 1/C1R4 + 1/C3R4 (5)
Unter der Voraussetzung C1 = C3 = C lässt sich die Gleichung (5) wie folgt ausdrücken:
ω/Q = 1/CR4 + 1/CR4 = 2/CR4
R4 = 2Q/Cω (6)
Einsetzen der Gleichung (6) in die Gleichung (4) ergibt:
ω² = 1/C²(2Q/Cω)R2
R2 = 1/2CQω (7)
Unter der Voraussetzung, dass der Filter Butterworth- Charakteristik bzw. eine Butterworth-Kennlinie aufweist, gilt:
Q = 0,7071
Wenn die Kapazität von C mit 0,01 uF gewählt wird, können die Widerstände R2, R4 aus einer in Fig. 7 gezeigten Tabelle entsprechend der jeweiligen Grenzfrequenz gewählt werden. Alternativ kann die Tabelle als Referenz zum Wählen der Widerstandswerte verwendet werden. In der Tabelle von Fig. 7 zeigen Widerstandswerte, die in Klammern gesetzt sind, diejenigen Werte der Widerstände an, die als Teile des HPF 5 tatsächlich verwendet werden können. Außerdem bezeichnet f' eine Grenzfrequenz, die bereit gestellt wird, wenn diese tatsächlichen Widerstandswerte verwendet werden.
In dieser Ausführungsform basiert die Wahl geeigneter Werte für die Widerstände, die in dem HPF 5 verwendet werden aus der Tabelle von Fig. 7, auf den folgenden empirischen Berechnungsergebnissen.
Zunächst zeigt Fig. 8 die Kennlinie des EFM-Jitterausmaßes als Funktion der Grenzfrequenz fc. In Übereinstimmung mit dieser Kurve ergibt sich, dass der aktive HPF 5 zweiter Ordnung dieser Ausführungsform eine Charakteristik bzw. Kennlinie derart aufweist, dass ein EFM-Jitterausmaß von ungefähr 20 nsec an der Grenzfrequenz fc vorliegt im Bereich von 4,34 bis 2,13 kHz. Außerdem ergibt sich, dass das EFM-Jitterausmaß höher wird, wenn die Grenzfrequenz höher wird. Es wird bemerkt, dass das EFM-Jitterausmaß ein Versetzungsausmaß (Offset Amount) eines EFM-Signals bezeichnet, das von dem Viterbi-Decoder 7, der in Fig. 1 gezeigt ist, auf der Zeitbasis ausgegeben wird, weshalb es als Zeitgröße ausgedrückt wird.
Fig. 8 zeigt die Kennlinie von passiven HPFs erster Ordnung in der Konfiguration von Fig. 4 und 5, die vorausgehend im Vergleich zu dem aktiven Filter HPF zweiter Ordnung dieser Ausführungsform erläutert wurden. Auf der oberen Abszisse in Fig. 8 ist die Kapazität eines Kondensators aufgetragen, der in dem passiven HPF erster Ordnung verwendet wird. Dabei ergibt sich, dass, wenn die Kapazität kleiner wird, die Grenzfrequenz entsprechend höher wird.
Fig. 9 ihrerseits zeigt die Kennlinie der Anzahl von C1- Fehlern als Funktion der Grenzfrequenz fc. In Übereinstimmung mit dieser Kurve zeigt sich, dass der aktive Filter HPF zweiter Ordnung dieser Ausführungsform eine Kennlinie derart aufweist, dass die Anzahl von C1-Fehlern im Bereich der Grenz frequenz fc im Bereich von 4,3 bis 3,13 kHz bereits stabilisiert und auf eine kleine Anzahl beschrankt ist. Außerdem wird deutlich, dass der passive HPF erster Ordnung, der zum Vergleich gewählt ist, eine derartige Kennlinie aufweist, dass die Anzahl von C1-Fehlern sich im Bereich der Grenzfrequenz fc oberhalb von 14,5 kHz stabilisiert hat und auf eine kleine Zahl beschrankt ist, ähnlich der HPF 5. Der C1-Fehler bezieht sich auf einen Fehler, der durch einen Fehlerkorrekturcode C1 erzeugt wird, der im CIRC (Cross Interleave Reed- Solomon Code) enthalten ist, der zur Fehlerkorrekturverarbeitung in der CD verwendet wird, und die Anzahl von C1-Fehlern bezeichnet die Anzahl von C1-Fehlern, die erzeugt werden, wenn eine vorbestimmte Anzahl von Datenubertragungsblöcken in Übereinstimmung mit einem so genannten CD-Format (vorliegend entsprechend 75.000 Datenubertragungsblöcken oder einem Audioausgangssignal von ungefähr zehn Sekunden) zur Wiedergabe verarbeitet werden. Fig. 9 zeigt außerdem die Kennlinien der HPFs, die erhalten werden, wenn eine normale Platte ohne schwarze Punkte gelesen wird.
Fig. 10 zeigt eine Kurve der Anzahl von C1-Fehlern und einer Schwarzpunkt- (B. D.) Fehlerrate als Funktion der Grenzfrequenz fc, gewonnen dann, wenn eine Platte gelesen wird, auf der schwarze Punkte mit einer Lange von 600 um in der Spurrichtung der Platte vorliegen. Die B. D.-Fehlerrate entspricht der Anzahl von Datenubertragungsblöcken in Informationssignaldaten, die auf Grund der schwarzen Punkte während der Fehlerkorrekturverarbeitung korrigiert worden sind, wenn eine vorbestimmte Anzahl von Datenubertragungsblöcken (vorliegend 75.000 Datenübertragungsblöcke) eines Lesesignals in dem CD-Format zur Wiedergabe verarbeitet werden. In Übereinstimmung mit Fig. 10 geht unter Bezug auf die Anzahl von C1- Fehlern hervor, dass der passive HPF erster Ordnung sowie der aktive HPF zweiter Ordnung diejenige Anzahl von C1-Fehlern aufweisen, die im Bereich der Grenzfrequenz von ungefähr 14,5 (fc > 14,5) kHz stabilisiert sind, wie im Fall von Fig. 9, demnach eine normale Platte gelesen wird, und dass die Anzahl von C1-Fehlern mit einem Wert von 1.000 stabilisiert sind, der viel großer ist als derjenige, der beobachtet wird, wenn eine normale Platte gelesen wird. Wahrend der passive HPF erster Ordnung sowie der aktive HPF zweiter Ordnung niedrigere B. D.-Fehlerraten zeigen, wenn die Grenzfrequenz hoher ist, zeigt der aktive HPF zweiter Ordnung insbesondere eine signifikante Verringerung der B. D.-Fehlerrate, wenn die Grenzfrequenz hoher wird im Vergleich zu derjenigen des passiven HPF erster Ordnung.
Fig. 11 zeigt eine Kurve der Anzahl von C1-Fehlern und einer B. D.-Fehlerrate als Funktion der Grenzfrequenz, gewonnen, wenn eine Platte gelesen wird, auf der schwarze Punkte mit einer Lange von 800 um, die länger sind als diejenigen von Fig. 10, in Spurrichtung der Platte vorhanden sind. Im Vergleich zur Kurve von Fig. 10 geht hervor, dass die Kennlinien, die die Anzahl von C1-Fehlern und die B. D.-Fehler darstellen, die üblicherweise in einer Richtung verschoben sind, in der die Fehlerrate sowohl für den passiven HPF erster Ordnung wie den aktiven HPF zweiter Ordnung beeinträchtigt ist.
Betrachtet man die in Fig. 8-11 gezeigten Kennlinien bzw. Eigenschaften gemeinsam, zeigt der passive HPF erster Ordnung ein verringertes EFM-Jitterausmaß und eine verringerte Anzahl von C1-Fehlern, wenn ein Kondensator größerer Kapazität verwendet wird, um die Grenzfrequenz abzusenken (siehe Fig. 8 und 9), wahrend der passive HPF erster Ordnung eine beeinträchtigte B. D.-Fehlerrate zeigt, wenn die Grenzfrequenz zu niedrig ist (siehe Fig. 10 und 11). Der aktive HPF zweiter Ordnung, der eine ähnliche Tendenz wie der passive HPF erster Ordnung zeigt, weist andererseits eine relativ niedrige B. D.-Fehlerrate selbst bei einer ziemlich niedrigen Grenzfrequenz auf.
Wenn eine Platte gelesen wird, auf der schwarze Punkte einer Länge von 600 um gebildet sind, wie in Fig. 10 gezeigt, ist beim passiven HPF erster Ordnung insbesondere festzustellen, dass die Anzahl von Interpolationen der schwarzen Punkte 2.500 in einem Bereich der Grenzfrequenz unterhalb von 8,04 kHz übersteigt, während beim aktiven HPF zweiter Ordnung die Anzahl von Interpolationen der schwarzen Punkte selbst bei einer Grenzfrequenz, die 3 kHz niedrig ist, weniger als 2.500 beträgt. Wenn eine Platte gelesen wird, auf der schwarze Punkte einer Länge von 800 um gebildet sind, wie in Fig. 11 gezeigt, beträgt beim passiven HPF erster Ordnung die Anzahl von Interpolationen von schwarzen Punkten mehr als 4.000 im Bereich der Grenzfrequenz von weniger als 8,04 kHz, während im Fall des aktiven HPF zweiter Ordnung die Anzahl von Interpolationen der schwarzen Punkte weniger als 4.000 selbst bei einer Grenzfrequenz beträgt, die 3 kHz niedrig ist.
Wie vorstehend erläutert, ist der aktive HPF zweiter Ordnung in Übereinstimmung mit dieser Ausführungsform in der Lage, die Grenzfrequenz abzusenken, während eine niedrige B. D.- Fehlerrate aufrecht erhalten wird.
Um spezielle Widerstandswerte zur Verwendung in dem HPF 5 zu wählen, ist das EFM-Jitterausmaß gleich 200 nsec als Soll- bzw. Zielwert definiert auf Grundlage der in Fig. 8 gezeigten Kennlinie. Aus dieser Definition wird die Grenzfrequenz fc mit ungefähr 3 kHz oder niedriger ermittelt. In einem Band über diesen in etwa 3 kHz können gute Ergebnisse äquivalent zu oder besser als im Fall des passiven HPF erster Ordnung in den Kennlinien von Fig. 9-11 bestätigt werden. Im Hinblick auf die Spielbarkeit bzw. Abspielbarkeit angesichts der schwarzen Punkte muss die Anzahl von Interpolationen auf Grund der schwarzen Punkte im Wesentlichen 2.500 oder weniger betragen, wenn eine Platte gelesen wird, auf der schwarze Punkte mit einer Länge von 600 um gebildet sind, wie in Fig. 10 gezeigt. Hieraus ergibt sich, dass eine Grenzfrequenz von nahezu 3 kHz erwünscht ist.
Wenn der aktive HPF 5 zweiter Ordnung mit einer Grenzfrequenz von 3 kHz konfiguriert wird, ist seine Verstärkungs- /Phaseneigenschaft bzw. -Kennlinie in Fig. 12 dargestellt. Entsprechend dieser Kurve ist die Phasendifferenz zwischen der minimalen Frequenz f3T und der maximalen Frequenz f11T im extremen Fall derart verringert, dass davon ausgegangen werden kann, dass dieser aktive HPF 5 zweiter Ordnung im Vergleich zu Fig. 6 eine im Wesentlichen ideale Kennlinie aufweist. Es ist deshalb möglich, das vorstehend angesprochene Problem, demnach in das EFM-Signal viel Jitter induziert wird, wenn es ausgehend von einem Lesesignal gewandelt wird, selbst dann zu beseitigen, wenn das Lesesignal wenig Jitter enthält.
Der Widerstand R2 und der Widerstand R4, die den HPF 5 bilden, sind folglich mit 3,9 kΩ und 7,5 kΩ gewählt, wie in Fig. 2 zusätzlich eingetragen auf Grundlage der Liste von Fig. 7, die die Werte der Widerstände entsprechend der Grenzfrequenz fc zeigt.
Zum Analysieren des EFM-Jitters ausgehend von einem weiteren Aspekt zeigen Fig. 13 und 14 die Spektren von Datensignalen, die in den EFM-Signalen enthalten sind mit unterschiedlichen Inversionsperioden (3T-11T). Fig. 13 zeigt ein Spektrumdiagramm, das gewonnen wird, wenn der passive HPF erster Ordnung verwendet wird, wahrend Fig. 14 ein Spektrumdiagramm zeigt, das gewonnen wird, wenn der aktive HPF 5 zweiter Ordnung in Übereinstimmung mit dieser Ausführungsform verwendet wird.
Wenn der passive HPF erster Ordnung verwendet wird, sind die Spektren der jeweiligen Datensignale gleichmäßig breit und zeigen niedrige Pegel, wie aus diesen Diagrammen hervorgeht. Mit anderen Worten erstreckt sich das Seitenband ausgehend von der Referenzfrequenz von jedem Datensignal und die Datensignale werden mit Schwankungen auf der Zeitbasis übertragen. Wenn andererseits der aktive HPF zweiter Ordnung dieser Ausfuhrungsform verwendet wird, sind die Spektren der jeweiligen Datensignale gleichmäßig dünn und zeigen hohe Pegel. Mit anderen Worten wird jedes Datensignal in seiner Referenzfrequenz konzentriert und mit geringeren Schwankungen auf der Zeitbasis übertragen.
Unter Verwendung des HPF 5 dieser Ausführungsform, der so aufgebaut ist, wie vorstehend erläutert, ergeben sich die im Folgenden angeführten Effekte bezüglich der Qualität des wiedergegebenen Klangs bei der Wiedergabe von Information. Zunächst wird die Auflösung in einem niedrigeren Bereich verbessert. Als zweites wird die Modulation in dem niedrigeren Bereich erhöht. Als Gesamtwirkung entsteht dadurch ein klares Klangbild und im Hinblick auf die Hörbarkeit ist das Stabilitätsempfinden für den Klang verbessert, insbesondere der so genannte musikalische Klang.
Als nächstes wird die Konfiguration der Treiberschaltung 20 unter Bezug auf Fig. 15 erläutert, die eines von weiteren Hauptmerkmalen dieser Ausführungsform implementiert.
Fig. 15 zeigt eine Basiskonfiguration der Treiberschaltung 20. Die Treiberschaltung 20 besteht allgemein aus einer Treiberspannungserzeugungsschaltung 2A gemäß einer ersten Stufe, einem Filter (HCF) 2B mit hoher Grenzfrequenz zweiter Ordnung und aus einem Ausgangsverstärker 2C. Die Treiberspannungserzeugungsschaltung 2A, die zwei Eingangsanschlüsse Xin und Yin aufweist, arbeitet in Reaktion auf Steuersignale, die den jeweiligen Eingangsanschlüssen von der Servoschaltung 18 zugeführt werden (siehe Fig. 1). Einer der Eingangsanschlüsse Xin ist über einen Widerstand R02 auf Masse gelegt und mit einem invertierenden Eingangsanschluss eines Operationsverstärkers OP01 über einen Widerstand R03 verbunden, wahrend der andere Eingangsanschluss Yin mit dem nicht invertierenden Anschluss des Operationsverstärkers OP01 über einen Widerstand R04 verbunden ist. Außerdem ist ein Widerstand R01 zwischen die Eingangsanschlusse Xin, Yin geschaltet.
Eine Parallelschaltung aus einer Diode D01, einem Kondensator C01 und einem Widerstand R05 ist zwischen einem Ausgangsanschluss und dem invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers OP01 gebildet. Insbesondere sind eine Kathode der Diode D01, ein Ende des Kondensators C01 und ein Ende des Widerstands R05 mit dem invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers OP01 verbunden, wahrend eine Anode der Diode D01, das andere Ende des Kondensators C01 und das andere Ende des Widerstands R05 mit dem Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers OP01 verbunden sind. Der nicht invertierende Eingangsanschluss des Operationsverstärkers OP01 ist über einen Widerstand R06 auf Masse gelegt.
Ein erstes Steuersignal Sx, das von der Servoschaltung 18 dem Eingangsanschluss Xin zugeführt wird, und ein zweites Steuer signal Sy, das dem Eingangsanschluss Yin zugeführt wird, weisen dieselben Pegel auf, wie in der Tabelle von Fig. 16 aufgeführt, entsprechend Zuständen, in denen der Spindelmotor 2 angetrieben werden soll. In der Tabelle zeigen "H" und "L" an, dass das Steuersignal sich auf einem hohen Pegel bzw. einem niedrigen Pegel befindet, und "Z" zeigt an, dass die Steuersignalleitung in einen Zustand hoher Impedanz gebracht ist, d. h., auf einen so genannten schwimmenden Pegel.
Aus der Tabelle von Fig. 16 geht hervor, dass die Servoschaltung 18 die ersten und zweiten Steuersignale Sx, Sy in der folgenden Weise auf Grundlage eines Fehlersignals von dem Phasenkomparator 12 steuert. Wenn ermittelt wird, dass die Drehzahl des Servomotors 2 niedriger als eine definierte Drehzahl ist, wählt die Servoschaltung 18 sowohl das erste wie das zweite Steuersignal Sx, Sy mit hohem Pegel (beispielsweise +5 V) für eine Zeitperiode entsprechend dem Ausmaß der Differenz zwischen den beiden Drehzahlen. Wenn hingegen ermittelt wird, dass die Drehzahl des Servomotors 2 höher als die definierte Drehzahl ist, wählt die Servoschaltung 18 lediglich das erste Steuersignal Sx mit niedrigem Pegel für eine Zeitperiode entsprechend dem Ausmaß der Differenz zwischen den beiden Drehzahlen. Wenn eine Motorstoppinstruktion von der Systemsteuereinheit 17 ausgegeben wird, wählt die Servoschaltung 18 die ersten und zweiten Steuersignale Sx, Sy mit dem schwimmenden Pegel bzw. dem niedrigen Pegel.
Zum Stoppen des Motors liegen beide Eingangsanschlüsse des Operationsverstärkers OP01 auf 0 V und eine Spannung V00 am Ausgangsanschluss dieses Verstärkers liegt ebenfalls auf 0 V.
Wenn der Motor beschleunigt (gekickt) wird, bildet der Operationsverstärker OP01 einen invertierenden Verstärker. Die Ausgangsspannung V00 in diesem Fall wird berechnet aus Folgendem:
Vk = 5 [V] · 22 [kΩ]/(22 [kΩ] + 27 [kΩ]) = 2,24 [V]; und
IOi = (5 [V] - 2,24 [V])/15 [kΩ] = 184 [uA],
und deshalb gilt:
V00 = 2,24 [V] - 120 [kΩ] · 184 [uA] = -19,84 [V]
Da die Zenerdiode D01 auf die Ausgangsspannung V00 jedoch eine Zenerwirkung ausübt, gilt:
V00 = 2,24 [V] - 6,8 [V] = -4,56 [V]
Wenn der Motor verzögert (gebremst) wird, bildet der Operationsverstärker OP01 einen nicht invertierenden Verstärker, in welchem Fall die Ausgangsspannung V00 berechnet wird aus:
Vk = 5 [V] · 22 [kΩ]/(22 [kΩ] + 27 [kΩ]) = 2,24 [V]; und
IOi = 2,24 [V]/15 [kΩ] = 149 [uA],
und deshalb gilt:
V00 = 2,24 [V] + 120 [kΩ] · 149 [uA] = 20,12 [V]
Auf Grund der Durchlasscharakteristik der Zenerdiode D01 gilt jedoch:
V00 = 2,24 [V] + 0,6 [V] = 2,84 [V]
Wie vorstehend erläutert, reagiert die Treiberspannungserzeugungsschaltung 2A auf einen Spindelfehler zur Erzeugung einer Treiberspannung negativer Polarität, wenn der Spindelmotor 2 beschleunigt wird, und zur Erzeugung einer Treiberspannung positiver Polarität, wenn der Spindelmotor verzögert wird. Wenn der Spindelmotor 2 innerhalb eines bestimmten Drehzahlbereichs bei verriegelter Spindelservosteuerung gehalten wird, werden deshalb die Treiberspannungen unterschiedlicher Polaritäten abwechselnd mit kurzen Zeitintervallen umgeschaltet, wodurch diskontinuierliche Treiberspannungen zugeführt werden.
Das Stromspektrum eines Ausgangssignals von der Treiberspannungserzeugungsschaltung 2A ist in Fig. 17 gezeigt. Aus diesem Spektrumdiagramm geht hervor, dass harmonische Komponenten extrem hohen Pegels periodisch innerhalb eines Audio- (Audiofreguenz)Bands existieren (beispielsweise in einem Bereich von 20 Hz-20 kHz). Es wird bemerkt, dass Treiberspannungen unterschiedlicher Polaritäten, wie vorstehend angeführt, die abwechselnd mit kurzen Zeitintervallen umgeschaltet werden, um diskontinuierlich zu sein, eine der Ursachen zur Erzeugung derartiger harmonischer Komponenten darstellen.
Für den Spindelmotor 2 wird ein gleichstromgetriebener Motor verwendet, so dass ein Hochfrequenzstrom, der diese harmonischen Komponenten enthält, zur Drehung des Spindelmotors 2 nicht erforderlich ist. Ein derartiges Ausgangssignal ist je doch bislang dem Spindelmotor 2, so wie es ist, unter der Annahme zugeführt worden, dass andere Komponenten als eine Gleichstromkomponente (0 Hz) den Antrieb des Motors nicht inhärent beeinflussen, weil der Spindelmotor 2 ein gleichstromangetriebener Motor ist. Die Erfinder der vorliegenden Anmeldung haben jedoch herausgefunden, dass diese harmonischen Komponenten eine der Ursachen für Jitter sind, der in einem aus einer Platte gelesenen Signal auftritt.
In dieser Ausführungsform wird deshalb ein aktiver HCF 2B eingesetzt, um harmonische Komponenten aus dem Ausgangssignal der Treiberspannungserzeugungsschaltung 2A zu entfernen, wie vorstehend angeführt, wodurch verhindert wird, dass dem Spindelmotor 2 unnötiger Strom zugeführt wird.
Der aktive Filter HCF 2B zweiter Ordnung weist einen Widerstand R11 auf, der an einem Ende das Ausgangssignal von der Treiberspannungserzeugungsschaltung 2A empfangt, wobei das andere Ende des Widerstands R11 mit dem nicht invertierenden Eingangsanschluss eines Operationsverstärkers OP11 über einen Widerstand R12 verbunden ist. Zwischen einem Verbindungspunkt des Widerstands R11 und des Widerstands R12 und einem Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers OP11 ist ein Kondensator C12 geschaltet, um eine Rückkopplungsschleife zu bilden. Ein Kondensator C14 ist außerdem zwischen einem nicht invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers OP11 und einen Massepunkt geschaltet und ein invertierender Eingangsanschluss des Operationsverstärkers OP11 ist mit seinem Ausgangsanschluss verbunden und als Filterausgang bzw. Filterausgangssignal herausgeführt, das dem Ausgangsverstärker 2C zugeführt wird, der einen Operationsverstärker OP21 umfasst. Der Ausgang bzw. das Ausgangssignal des Ausgangsver stärkers 2C ist zu einem Treiberspannungseingangsanschluss des Spindelmotors 2 geführt.
Die Werte der jeweiligen Widerstände und Kondensatoren, die in dem aktiven HCF 2B zweiter Ordnung verwendet werden, können wie folgt gewählt werden:
V1b = V10
I11 = I12 + I13
(V1i - V1a)/R11 = (V1a - V10)/(1/SC12) + (V1a - V10)/R12 (11)
(V1a - V10)/R12 = V10/(C1/SC14) (12)
wobei V1b eine Spannung am nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP11 ist; wobei V1i, V10 Eingangs- und Ausgangsspannungen des Operationsverstärkers OP11 sind; wobei I11, I12 und I13 Ströme sind, die in den Widerstand R11 und die Kondensatoren C12, C14 fließen; wobei Via eine Spannung an einem gemeinsamen Verbindungspunkt der Widerstände R11, R12 ist; und wobei S = jω.
Aus der Gleichung (12) wird Folgendes abgeleitet:
V1a/R12 - V10/R12 = SC14V10
V1a = (1 + SC14R13)V10 (13)
Einsetzen der Gleichung (13) in die Gleichung (11) ergibt:
V1i/V11 - V10/R11 - SC14R13V10/R11 = SC12V10 + S²C12C14R12V10 - SC12V10 + V10/R12 + SC14V10 - V10/R12
V1i/R11 = {S²C12C14R12 + S(C14R12/R11 + C12 - C12 + C14) + 1/R11} V10
V10/V1i = (1/R11) · [1/{S²C12C14R12 + S(C14R12/R11 + C14 + 1/R11}] = 1/{S²C12C14R11R12 + S(C14R12 + C14R11) + 1} G(S) = V10/V1i = (1R11R12C12C14)/{S² + (1/C1R14 + 1/C12R13) S + 1/R11R12C12C14}
Die Übertragungsfunktion des HPF zweiter Ordnung ist durch Folgendes ausgedrückt:
G(S) = Hω²/(S² + ωS/Q + ω²)
Da in diesem Beispiel die Verstärkung des Filters mit eins gewählt ist, ist H gleich eins (H = 1). Wenn der Filter mit Butterworth-Charakteristik bzw. Butterworth-Kennlinien gewählt ist, gilt:
G(S) = ω²/S² + ωS/0,7071 + ω²
Deshalb gilt:
ω/0,7071 = 1/R11C12 + 1/R12C12 (14)
ω² = 1/R11R12C12C14 (15)
Wenn die Grenzfrequenz fc mit 500 Hz gewählt ist, gilt:
ω = 2 · Π · 500 = 4141,6
Unter der Voraussetzung, dass R11 = R12 = R, ergibt sich aus der Gleichung (14):
3141,6/0,7071 = 2/RC12
C12 = 0,7071 · 2/(3141,6 · R) (16)
Aus der Gleichung (15) ergibt sich:
(3141,6)² = 1/R²C12C14
C14 = 1/{3141,6²R²C12} (17)
Ein Einsetzen der Gleichung (17) in die Gleichung (16) ergibt:
C14 = [1/3141,6²R²] · (3141, 6 · R)/(0,7071 · 2)} = 1/(2 · 3141,6 · 0,7071 · R)
Wenn R = 100 [kΩ], gilt:
C12 = 0,00450 [uF] (→ 4700 [pF])
C14 = 0,00225 [uF] (→ 2200 [pF])
Es wird bemerkt, dass die in Klammern angegebenen Werte tatsächlich verwendete Werte sind, so dass eine tatsächlich gewonnene Grenzfrequenz fc' auf Grundlage dieser tatsächlichen Werte wie folgt berechnet wird:
fc' = 1/{2 · · (100 [kΩ]² · 4700 [pF] · 2200 [pF]1/2} = 495 [Hz]
In Übereinstimmung mit dem HCF 2B, der die Werte aufweist, die vorstehend angeführt sind, wird ein Treiberstrom mit einem Stromspektrum, das in Fig. 18 gezeigt ist, aus dem Ausgang bzw. Ausgangssignal des Ausgangsverstärkers 2C erzeugt. Wie aus Fig. 18 hervorgeht, werden nicht nur die harmonischen Komponenten in dem Audioband, wie in Fig. 17 ausgeführt, sondern auch weitere nicht erforderliche harmonische Komponenten entfernt, und das Hochfrequenzband wird vollständig auf einen niedrigen Pegel eingeschränkt. Da dem Spindelmotor 2 keinerlei unnötiger Strom zugeführt wird, kann eine günstige Spindelservosteuerung angewendet werden, was es ermöglicht, eine Jitterkomponente aus dem Lesesignal zu entfernen. Dies trägt auch zu einer Verringerung des Stromverbrauchs bei. Fig. 19 zeigt eine vergrößerte Ansicht der Stromspektren der Treibersignale bis hinauf zu 8 kHz, wenn der HCF 2B verwendet wird und wenn er nicht verwendet wird. Aus Fig. 19 geht hervor, dass die Verwendung des HCF 2B in Übereinstimmung mit dieser Ausführungsform außerdem Komponenten im so genannten Niederfrequenzband verringert mit Ausnahme der Gleichstromkomponente.
Unter Verwendung des HCF 2B dieser Ausführungsform, der so konfiguriert ist wie vorstehend erläutert, ergeben sich die folgenden Wirkungen in Bezug auf die Qualität des Wiedergabeklangs bei Wiedergabe von Information. Zunächst ist das S/N- Verhältnis verbessert ausgehend von einem mittleren Bereich auf einen hohen Bereich des Wiedergabeklangs. Als zweites ist die Präsenz verbessert.
Während die vorstehend erfolgte Erläuterung getrennt für den HPF 5, der in dem Lesesignalverarbeitungssystem vorgesehen ist, und dem HCF 2B erfolgt ist, der in dem Spindelmotorantriebssystem vorgesehen ist, ist ein Discplayer bevorzugt unter Verwendung dieser beiden Filter konfiguriert, um das prinzipielle Problem der vorliegenden Erfindung am wirksamsten zu überwinden, d. h., die Erzielung der Jitterentfernung in einem Lesesignal. Insbesondere soll der HPF 5 dazu dienen, Jitter lokal zu unterdrücken, der ggf. erzeugt wird, wenn ein RF-Signal in ein EFM-Signal gewandelt wird, während der HCF 2B dazu dienen soll. Jitter lokal zu unterdrücken, der erzeugt wird, wenn eine Antriebsspannung dem Spindelmotor zuge führt wird. Die Wandlung eines RF-Signals in ein EFM-Signal steht jedoch eng im Zusammenhang mit einem Wiedergabetakt (dem Taktausgabesignal von der PLL-Schaltung 9 in diesem Beispiel), der die Basis für die Erzeugung der Treiberspannung für den Spindelmotor bildet. Die Zuführung des Treiberstroms zu dem Spindelmotor ist hingegen in ähnlicher Weise eng mit dem RF-Signal verbunden, das stark durch den Plattendrehvorgang beeinflusst ist und das in ein EFM-Signal gewandelt wird. Es ist deshalb bevorzugt, die beiden Filter in einem Player bzw. Spieler vorzusehen, weil daraus synergistische Wirkungen zu erwarten sind.
Da signifikante Effekte erzielt werden können durch Bereitstellung von jedem der Filter einzeln in einem Player bzw. Spieler, ist eine Konfiguration, die lediglich einen der beiden Filter enthält, nicht außer Betracht.
Während in der vorstehend angeführten Ausführungsform die vorliegende Erfindung auf einen CD-Player angewendet ist, kann die vorliegende Erfindung auch auf ein Gerät zum Lesen von aufgezeichneter Information auf einer DVD (Digital Video Disc) oder einer anderen optischen Platte als einer CD angewendet werden.
Ein Signal, das ausgehend von einem Lesesignal gewandelt werden soll, ist deshalb nicht auf das EFM-Signal beschränkt; vielmehr kann jegliches vor bestimmte codierte Signal in Übereinstimmung mit dem DVD-Standard, wie etwa ein 8/16- moduliertes Signal aus der vorliegenden Erfindung Nutzen ziehen.
Während die vorstehend angeführte Ausführungsform in Verbindung mit einem System unter Verwendung eines Viterbi-Deco ders, der mit der Bezugsziffer 7 bezeichnet ist, erläutert worden ist, kann die vorliegende Erfindung auch auf ein System angewendet werden, das keinen derartigen Decoder verwendet, sondern ein EFM-Signal direkt erzeugt unter Verwendung einer so genannten Digitalisierungsschaltung.
Während in der vorstehend genannten Ausführungsform der Wiedergabetakt auf Grundlage des Ausgangsignals des A/D-Wandlers 6 erzeugt wird, kann der Wiedergabetakt auch aus dem Ausgangssignal des Viterbi-Decoders erzeugt und als Basis für die Spindelservosteuerung genutzt werden.
Während der analoge HPF 5 in der hinteren Stufe des RF- Verstärkers 4 in dem Lesesignalverarbeitungssystem gemäß der vorstehend angeführten Ausführungsform zu liegen kommt, kann ein digitaler HPF mit im Wesentlichen äquivalenten Eigenschaften zu dem HPF 5 in der hinteren Stufe des Ausgangs des A/D-Wandlers 6 vorgesehen sein. Bei der Verarbeitung der digitalen Wandlereinrichtung zum Erzeugen eines codierten Signals vor Ausgabe des codierten Signals kann im Wesentlichen eine Signalverarbeitungseinrichtung vorgesehen sein, um Niederfrequenzrauschkomponenten aus einem Breitbandlesesignal zu entfernen, ohne Verzerrungen in Bezug auf die Zeitbasis zu erzeugen, um ähnliche vorteilhafte Effekte wie diejenigen bei der vorausgehenden Ausführungsform zu erzeugen.
In der vorstehend angeführten Ausführungsform sind die Rauschkomponenten, hervorgerufen durch schwarze Punkte, als unnötige Niederfrequenzkomponenten gegeben, die in einem Lesesignal enthalten sind. Es erübrigt sich jedoch, darauf hinzuweisen, dass derartige Niederfrequenzkomponenten auch entsprechende Markierungen enthalten können, die auf einer Platte in einem Spiegeloberflächenzustand gebildet sein können.
In Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung kann auch eine Jitterkomponente, die erzeugt wird, wenn ein Treibersignal einem Spindelmotor zugeführt wird, präzise entfernt werden.

Claims

1. Gerät zur Wiedergabe von Information, die auf einer optischen Platte aufgezeichnet ist, auf weisend:

Einen Spindelmotor (2) zum Drehen einer optischen Platte (1);

eine Leseeinrichtung (3) zum optischen Lesen eines Aufzeichnungssignals auf der optischen Platte (1) zur Erzeugung eines Lesesignals entsprechend dem Aufzeichnungssignal;

eine digitale Wandlereinrichtung (6) zum Digitalisieren des Lesesignals zur Erzeugung eines codierten Signals;

einen Spindelfehlersignalgenerator (12) zum Erzeugen eines Spindelfehlersignals, das eine Phasenabweichung einer Phasenkomponente, die in dem codierten Signal enthalten ist, von einem Referenztaktimpulssignal darstellt;

eine Servoschaltung (18) zum Erzeugen eines Geschwindigkeitssteuersignals für die Drehzahlsteuerung des Servomotors (2) in Reaktion auf das Spindelfehlersignal;

eine Treiberschaltung (20) zum Erzeugen eines Treiberstroms, dessen Höhe sich mit dem Drehzahlsteuersignal diskontinuierlich ändert; und

einen Tiefpassfilter (2B) zum Entfernen der Treiberstromhochfrequenzkomponenten, die durch die diskontinuierlichen Pegeländerungen von höheren zu tieferen Pegeln oder umgekehrt hervorgerufen sind, und zum Zuführen des resultierenden Treiberstroms zu dem Spindelmotor (2), und wobei die Hochfrequenzkomponenten hörbare Frequenzen enthalten.

2. Gerät nach Anspruch 1, wobei der Tiefpassfilter (2B) ein aktiver Tiefpassfilter ist.

3. Gerät nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Tiefpassfilter (2B) ein aktiver Tiefpassfilter zweiter Ordnung ist.

4. Gerät nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Treiberschaltung (20) aufweist:

Eine Einrichtung (2A) zum Erzeugen eines Treibersignals in Übereinstimmung mit dem Steuersignal; und

einen Ausgangsverstärker (2C) zum Übertragen eines Ausgangssignals des Filters zu dem Spindelmotor (2).

5. Gerät nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Treiberstrom seinen Pegel von einem positiven zu einem negativen Pegel und umgekehrt ändert.