JPH10242863A - アナログディジタル変換器 - Google Patents
アナログディジタル変換器Info
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- JPH10242863A JPH10242863A JP6240897A JP6240897A JPH10242863A JP H10242863 A JPH10242863 A JP H10242863A JP 6240897 A JP6240897 A JP 6240897A JP 6240897 A JP6240897 A JP 6240897A JP H10242863 A JPH10242863 A JP H10242863A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 シグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器から出力された
ディジタルオーディオ信号の量子化ノイズを低減し、量
子化ノイズのノイズ・フロアを一定値とすることを目的
とする。 【解決手段】 シグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器の前段にプ
リエンファシス回路を、後段にデエンファシス回路をそ
れぞれ設けたことを特徴とするアナログディジタル信号
変換器とする。
ディジタルオーディオ信号の量子化ノイズを低減し、量
子化ノイズのノイズ・フロアを一定値とすることを目的
とする。 【解決手段】 シグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器の前段にプ
リエンファシス回路を、後段にデエンファシス回路をそ
れぞれ設けたことを特徴とするアナログディジタル信号
変換器とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、シグマデルタ変調
回路によりノイズシェーピングを行うアナログディジタ
ル変換器（以下、シグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器とい
う。）に特有の量子化ノイズを低減するアナログディジ
タル変換器に関する。
回路によりノイズシェーピングを行うアナログディジタ
ル変換器（以下、シグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器とい
う。）に特有の量子化ノイズを低減するアナログディジ
タル変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】アナログ信号をディジタルオーディオ信
号に変換するためにアナログディジタル変換器が用いら
れ、とくに、シグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器が多く用いら
れる。シグマデルタ型とは、量子化器を帰還ループ内に
設けることにより、量子化ノイズに微分特性、すなわち
高域上がりの特性、を与える方式である。シグマデルタ
型Ａ／Ｄ変換器を用いることにより低周波数帯域の量子
化ノイズの除去が可能となる。
号に変換するためにアナログディジタル変換器が用いら
れ、とくに、シグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器が多く用いら
れる。シグマデルタ型とは、量子化器を帰還ループ内に
設けることにより、量子化ノイズに微分特性、すなわち
高域上がりの特性、を与える方式である。シグマデルタ
型Ａ／Ｄ変換器を用いることにより低周波数帯域の量子
化ノイズの除去が可能となる。
【０００３】しかし、高周波数帯域の量子化ノイズは逆
に増大するという問題がある。このような量子化ノイズ
を低減するために、Ａ／Ｄ変換器の前段にプリエンファ
シス回路及び後段にデエンファシス回路を設ける技術が
特開平６−１９５０６５に開示されている。また、ノイ
ズシェーピング回路の前段にプリエンファシス回路及び
後段にデエンファシス回路を設ける装置に関連する技術
が特開平３−２２６１１０号に開示されている。
に増大するという問題がある。このような量子化ノイズ
を低減するために、Ａ／Ｄ変換器の前段にプリエンファ
シス回路及び後段にデエンファシス回路を設ける技術が
特開平６−１９５０６５に開示されている。また、ノイ
ズシェーピング回路の前段にプリエンファシス回路及び
後段にデエンファシス回路を設ける装置に関連する技術
が特開平３−２２６１１０号に開示されている。
【０００４】しかし、シグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器は、
一般にＡ／Ｄ変換部、オーバサンプリング回路及びシグ
マデルタ変調回路を備え、シグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器
固有の量子化ノイズを有している。このシグマデルタ型
Ａ／Ｄ変換器の量子化ノイズの特性は、オーバサンプリ
ングの倍率や、また、ノイズシェーピングの微分の次数
ｎにより、それぞれ相違する。
一般にＡ／Ｄ変換部、オーバサンプリング回路及びシグ
マデルタ変調回路を備え、シグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器
固有の量子化ノイズを有している。このシグマデルタ型
Ａ／Ｄ変換器の量子化ノイズの特性は、オーバサンプリ
ングの倍率や、また、ノイズシェーピングの微分の次数
ｎにより、それぞれ相違する。
【０００５】Ａ／Ｄ変換されたディジタルオーディオ信
号は、記録装置により媒体に記録保存され、その後、エ
フェクタやミキサ等によりディジタルオーディオ信号に
種々な編集処理が行われる。しかし、記録時に用いられ
たシグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器が異なるとディジタルオ
ーディオ信号の量子化ノイズの特性が異なるため、編集
によっては、量子化ノイズが強調され音質の劣化を招く
ことがある。このため、記録時に用いられたシグマデル
タ型Ａ／Ｄ変換器の特性に応じて編集処理を変更する必
要がある。
号は、記録装置により媒体に記録保存され、その後、エ
フェクタやミキサ等によりディジタルオーディオ信号に
種々な編集処理が行われる。しかし、記録時に用いられ
たシグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器が異なるとディジタルオ
ーディオ信号の量子化ノイズの特性が異なるため、編集
によっては、量子化ノイズが強調され音質の劣化を招く
ことがある。このため、記録時に用いられたシグマデル
タ型Ａ／Ｄ変換器の特性に応じて編集処理を変更する必
要がある。
【０００６】シグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器も技術の発展
にともない、オーバサンプリングの倍率や、また、ノイ
ズシェーピングの微分の次数ｎも変化する。この変化に
伴って、量子化ノイズの特性がシグマデルタ型Ａ／Ｄ変
換器毎に相違する場合が多い。しかし、従来の技術で
は、複数のシグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器を用いると特性
が異なる量子化ノイズを含むディジタルオーディオ信号
が生じるという欠点があった。シグマデルタ型Ａ／Ｄ変
換器に起因する特有の量子化ノイズを低減し、かつ、シ
グマデルタ型Ａ／Ｄ変換器によらず量子化ノイズ特性を
一定にしたいという要求があった。
にともない、オーバサンプリングの倍率や、また、ノイ
ズシェーピングの微分の次数ｎも変化する。この変化に
伴って、量子化ノイズの特性がシグマデルタ型Ａ／Ｄ変
換器毎に相違する場合が多い。しかし、従来の技術で
は、複数のシグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器を用いると特性
が異なる量子化ノイズを含むディジタルオーディオ信号
が生じるという欠点があった。シグマデルタ型Ａ／Ｄ変
換器に起因する特有の量子化ノイズを低減し、かつ、シ
グマデルタ型Ａ／Ｄ変換器によらず量子化ノイズ特性を
一定にしたいという要求があった。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】本発明では、シグマデ
ルタ型Ａ／Ｄ変換器固有の量子化ノイズのノイズ・フロ
アをそれぞれの周波数において一定にすることで、シグ
マデルタ型Ａ／Ｄ変換器の種類に因らず量子化ノイズの
ノイズ・フロアのみが一定に変換されたディジタルオー
ディオ信号を生成するアナログディジタル変換器を提供
することを目的とする。
ルタ型Ａ／Ｄ変換器固有の量子化ノイズのノイズ・フロ
アをそれぞれの周波数において一定にすることで、シグ
マデルタ型Ａ／Ｄ変換器の種類に因らず量子化ノイズの
ノイズ・フロアのみが一定に変換されたディジタルオー
ディオ信号を生成するアナログディジタル変換器を提供
することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、請求項１記載の発明は、高周波数帯域の信号を強調
する処理をアナログ信号に施すプリエンファシス回路
と、アナログ信号をディジタル信号に変換しシグマデル
タ変調によりノイズシェーピングを行うシグマデルタ型
Ａ／Ｄ変換器と、該シグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器から出
力されたディジタル信号にプリエンファシス特性の逆特
性のデエンファシス処理を施すデエンファシス回路とを
備え、前記プリエンファシス回路の周波数特性は前記ノ
イズシェーピングによる量子化ノイズの周波数特性にゲ
イン定数を掛け合わせた特性と略等しいことを特徴とす
る。
に、請求項１記載の発明は、高周波数帯域の信号を強調
する処理をアナログ信号に施すプリエンファシス回路
と、アナログ信号をディジタル信号に変換しシグマデル
タ変調によりノイズシェーピングを行うシグマデルタ型
Ａ／Ｄ変換器と、該シグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器から出
力されたディジタル信号にプリエンファシス特性の逆特
性のデエンファシス処理を施すデエンファシス回路とを
備え、前記プリエンファシス回路の周波数特性は前記ノ
イズシェーピングによる量子化ノイズの周波数特性にゲ
イン定数を掛け合わせた特性と略等しいことを特徴とす
る。
【０００９】また、請求項２記載の発明は、請求項１に
記載のアナログディジタル変換器において、前記プリエ
ンファシス回路のプリエンファシス特性と前記デエンフ
ァシス回路のデエンファシス特性とを連動して変化さ
せ、プリエンファシス特性の逆特性がデエンファシス特
性であることを維持する制御を行うエンファシス回路制
御部を備えたことを特徴とする。
記載のアナログディジタル変換器において、前記プリエ
ンファシス回路のプリエンファシス特性と前記デエンフ
ァシス回路のデエンファシス特性とを連動して変化さ
せ、プリエンファシス特性の逆特性がデエンファシス特
性であることを維持する制御を行うエンファシス回路制
御部を備えたことを特徴とする。
【００１０】請求項１記載の発明によると、シグマデル
タ型Ａ／Ｄ変換器の前段にノイズシェーピングの周波数
特性と略等しいプリエンファシス回路を設けてアナログ
オーディオ信号の高周波数帯域を強調し、シグマデルタ
型Ａ／Ｄ変換器によりノイズシェーピングの量子化ノイ
ズを含むディジタルオーディオ信号に変換し、プリエン
ファシス特性の逆特性を有するデエンファシス回路を用
いてディジタルオーディオ信号の強調された高周波数帯
域とともに量子化ノイズのノイズ・フロアを一定にする
ことができる。
タ型Ａ／Ｄ変換器の前段にノイズシェーピングの周波数
特性と略等しいプリエンファシス回路を設けてアナログ
オーディオ信号の高周波数帯域を強調し、シグマデルタ
型Ａ／Ｄ変換器によりノイズシェーピングの量子化ノイ
ズを含むディジタルオーディオ信号に変換し、プリエン
ファシス特性の逆特性を有するデエンファシス回路を用
いてディジタルオーディオ信号の強調された高周波数帯
域とともに量子化ノイズのノイズ・フロアを一定にする
ことができる。
【００１１】請求項２記載の発明によると、前記デエン
ファシス回路の特性が前記プリエンファシス回路の逆特
性であることを維持するように、前記プリエンファシス
回路のプリエンファシス特性と同時にデエンファシス回
路のデエンファシス特性を変化することができる。
ファシス回路の特性が前記プリエンファシス回路の逆特
性であることを維持するように、前記プリエンファシス
回路のプリエンファシス特性と同時にデエンファシス回
路のデエンファシス特性を変化することができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施形態を図面
に基づいて説明する。図１は、本発明のアナログディジ
タル変換器の一実施例のブロック図である。図２は、本
発明のアナログディジタル変換器の一実施例のシグマデ
ルタ型Ａ／Ｄ変換器のブロック図である。図３は、本発
明のアナログディジタル変換器の一実施例の各構成部か
ら出力される信号の周波数スペクトル線図である。図４
は、本発明のアナログディジタル変換器の一実施例の各
構成部から出力される信号の周波数−量子化ノイズのパ
ワースペクトル密度図である。以下、図１、図２、図３
及び図４を用いて説明する。
に基づいて説明する。図１は、本発明のアナログディジ
タル変換器の一実施例のブロック図である。図２は、本
発明のアナログディジタル変換器の一実施例のシグマデ
ルタ型Ａ／Ｄ変換器のブロック図である。図３は、本発
明のアナログディジタル変換器の一実施例の各構成部か
ら出力される信号の周波数スペクトル線図である。図４
は、本発明のアナログディジタル変換器の一実施例の各
構成部から出力される信号の周波数−量子化ノイズのパ
ワースペクトル密度図である。以下、図１、図２、図３
及び図４を用いて説明する。
【００１３】図１の入力端子１には図示しない外部再生
装置から図３（ａ）に示すような周波数スペクトルを有
するアナログオーディオ信号が入力される。このアナロ
グオーディオ信号は、プリエンファシス回路２により、
高周波数帯域の信号成分を強調するようなプリエンファ
シス特性を付加する。このプリエンファシス特性は、ａ
・Ｇ（ｆ）という周波数特性を有する。ここに、ａはゲ
イン定数である。このプリエンファシス回路２から出力
されたアナログオーディオ信号の周波数スペクトルを図
３（ｂ）に示す。
装置から図３（ａ）に示すような周波数スペクトルを有
するアナログオーディオ信号が入力される。このアナロ
グオーディオ信号は、プリエンファシス回路２により、
高周波数帯域の信号成分を強調するようなプリエンファ
シス特性を付加する。このプリエンファシス特性は、ａ
・Ｇ（ｆ）という周波数特性を有する。ここに、ａはゲ
イン定数である。このプリエンファシス回路２から出力
されたアナログオーディオ信号の周波数スペクトルを図
３（ｂ）に示す。
【００１４】プリエンファシス回路２からの出力は、シ
グマデルタ型Ａ／Ｄ変換器３に入力される。本実施例に
おいては図２に示すようなシグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器
としたが、シグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器３には多数の種
類があり、シグマデルタ変調回路を備えるＡ／Ｄ変換器
ならば、本発明は適用できる。
グマデルタ型Ａ／Ｄ変換器３に入力される。本実施例に
おいては図２に示すようなシグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器
としたが、シグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器３には多数の種
類があり、シグマデルタ変調回路を備えるＡ／Ｄ変換器
ならば、本発明は適用できる。
【００１５】次に図２を用いて、シグマデルタ型Ａ／Ｄ
変換器３の動作を説明する。加算器３ａにおいて、プリ
エンファシス回路２の出力信号が、同時に入力されるＮ
ビットＤ／Ａ変換器３ｂの出力信号により減算され、こ
の差信号がＨ（ｆ）アナログフィルタ３ｃに入力され
る。Ｈ（ｆ）アナログフィルタ３ｃは、低周波数帯域に
おいて高ゲインであり、高周波数帯域において低ゲイン
な特性であって、積分器等の特性が用いられる。
変換器３の動作を説明する。加算器３ａにおいて、プリ
エンファシス回路２の出力信号が、同時に入力されるＮ
ビットＤ／Ａ変換器３ｂの出力信号により減算され、こ
の差信号がＨ（ｆ）アナログフィルタ３ｃに入力され
る。Ｈ（ｆ）アナログフィルタ３ｃは、低周波数帯域に
おいて高ゲインであり、高周波数帯域において低ゲイン
な特性であって、積分器等の特性が用いられる。
【００１６】Ｈ（ｆ）アナログフィルタ３ｃの出力は、
ＮビットＡ／Ｄ変換器３ｄに入力される。ＮビットＡ／
Ｄ変換器３ｄは、１サンプルにつきＮビットのディジタ
ルオーディオ信号に変換する。ここにサンプリング周波
数ｆ0のディジタルオーディオ信号を得る場合、サンプ
リング周波数ｆ0のＭ倍の周波数で標本化することで、
Ｍ倍オーバサンプリングを行う。本実施例では、２倍の
オーバサンプリングとしたが、６４倍オーバサンプリン
グなども一般的になりつつある。
ＮビットＡ／Ｄ変換器３ｄに入力される。ＮビットＡ／
Ｄ変換器３ｄは、１サンプルにつきＮビットのディジタ
ルオーディオ信号に変換する。ここにサンプリング周波
数ｆ0のディジタルオーディオ信号を得る場合、サンプ
リング周波数ｆ0のＭ倍の周波数で標本化することで、
Ｍ倍オーバサンプリングを行う。本実施例では、２倍の
オーバサンプリングとしたが、６４倍オーバサンプリン
グなども一般的になりつつある。
【００１７】ＮビットＡ／Ｄ変換器３ｄからの出力は、
ＮビットＤ／Ａ変換器３ｂに入力されて、アナログオー
ディオ信号に変換された後に加算器３ａに出力されてフ
ィードバックループを構成する。シグマデルタ型Ａ／Ｄ
変換器３によりアナログオーディオ信号は、図３（ｃ）
に示すような周波数スペクトルを有するディジタルオー
ディオ信号に変換される。
ＮビットＤ／Ａ変換器３ｂに入力されて、アナログオー
ディオ信号に変換された後に加算器３ａに出力されてフ
ィードバックループを構成する。シグマデルタ型Ａ／Ｄ
変換器３によりアナログオーディオ信号は、図３（ｃ）
に示すような周波数スペクトルを有するディジタルオー
ディオ信号に変換される。
【００１８】このとき、シグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器３
へ入力されるアナログオーディオ信号をＸ’とし、シグ
マデルタ型Ａ／Ｄ変換器３から出力されるディジタルオ
ーディオ信号をＹ3とすると、出力Ｙ3は、
へ入力されるアナログオーディオ信号をＸ’とし、シグ
マデルタ型Ａ／Ｄ変換器３から出力されるディジタルオ
ーディオ信号をＹ3とすると、出力Ｙ3は、
【数１】 となることが知られている。ここに量子化ノイズパワー
スペクトルＮｑは図２のＮビットＡ／Ｄ変換器３ｄにお
いて入力と無相関に発生する。
スペクトルＮｑは図２のＮビットＡ／Ｄ変換器３ｄにお
いて入力と無相関に発生する。
【００１９】もしシグマデルタ変調されていないなら
ば、量子化ノイズパワースペクトルＮｑは図４（ａ）に
示すように直流成分からｆ0まで平坦な量子化ノイズパ
ワースペクトル密度となるが、シグマデルタ型Ａ／Ｄ変
換器３から出力される量子化ノイズの量子化ノイズパワ
ースペクトル密度は図４（ｂ）に示すような分布とな
り、一般に
ば、量子化ノイズパワースペクトルＮｑは図４（ａ）に
示すように直流成分からｆ0まで平坦な量子化ノイズパ
ワースペクトル密度となるが、シグマデルタ型Ａ／Ｄ変
換器３から出力される量子化ノイズの量子化ノイズパワ
ースペクトル密度は図４（ｂ）に示すような分布とな
り、一般に
【数２】 という式で表される。ここにｆｓはサンプリング周波数
である。
である。
【００２０】Ｘ’はプリエンファシス回路２により高周
波数帯域を強調する特性ａ・Ｇ（ｆ）が付加されている
ので、
波数帯域を強調する特性ａ・Ｇ（ｆ）が付加されている
ので、
【数３】 が成立する。
【００２１】ここで特性Ｇ（ｆ）は、ディジタル領域で
Ｇ（ｚ）であるように設計されており、
Ｇ（ｚ）であるように設計されており、
【数４】 が成立する。したがって、シグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器
３からの出力は、
３からの出力は、
【数５】 となる。
【００２２】シグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器３からの出力
は、低域フィルタ４へ入力され、ｆ0／２からｆ0までの
周波数帯域の信号を除去する。図３（ｃ）に示すように
ｆ0／２からｆ0までの周波数帯域においてディジタルオ
ーディオ信号は存在しないが、量子化ノイズは高周波数
帯域にあるので、量子化ノイズを除去する。低域フィル
タ４からの量子化ノイズパワースペクトル成分の出力を
図４（ｃ）に示す。ｆ0／２からｆ0までの周波数帯域に
おける量子化ノイズパワースペクトル成分が除去されて
いる。このときの量子化ノイズパワースペクトル成分
を、Ｎｑ’とする。
は、低域フィルタ４へ入力され、ｆ0／２からｆ0までの
周波数帯域の信号を除去する。図３（ｃ）に示すように
ｆ0／２からｆ0までの周波数帯域においてディジタルオ
ーディオ信号は存在しないが、量子化ノイズは高周波数
帯域にあるので、量子化ノイズを除去する。低域フィル
タ４からの量子化ノイズパワースペクトル成分の出力を
図４（ｃ）に示す。ｆ0／２からｆ0までの周波数帯域に
おける量子化ノイズパワースペクトル成分が除去されて
いる。このときの量子化ノイズパワースペクトル成分
を、Ｎｑ’とする。
【００２３】低域フィルタ４からの出力は、デシメーシ
ョン回路５へ入力され、再標本化を行う。本実施例では
サンプリング周波数を１／２倍にする例で説明する。デ
シメーション回路５によりディジタルオーディオ信号
は、図３（ｄ）に示すような周波数スペクトルを有する
ディジタルオーディオ信号として出力される。そして、
量子化ノイズは図４（ｄ）に示すように低域にシフトす
る。このとき量子化ノイズパワースペクトルはＮｑ’を
維持する。
ョン回路５へ入力され、再標本化を行う。本実施例では
サンプリング周波数を１／２倍にする例で説明する。デ
シメーション回路５によりディジタルオーディオ信号
は、図３（ｄ）に示すような周波数スペクトルを有する
ディジタルオーディオ信号として出力される。そして、
量子化ノイズは図４（ｄ）に示すように低域にシフトす
る。このとき量子化ノイズパワースペクトルはＮｑ’を
維持する。
【００２４】デシメーション回路５からの出力は、デエ
ンファシス回路６へ入力され、図３（ｅ）に示すような
周波数スペクトルを有するディジタルオーディオ信号が
出力される。このディジタルオーディオ信号は、デエン
ファシス回路６により、高周波数帯域の信号成分を減衰
するようなデエンファシス特性を付加する。このデエン
ファシス特性は１／（ａ・Ｇ（ｚ））という周波数特性
を有するので、デエンファシス回路６からの出力Ｙ6
は、
ンファシス回路６へ入力され、図３（ｅ）に示すような
周波数スペクトルを有するディジタルオーディオ信号が
出力される。このディジタルオーディオ信号は、デエン
ファシス回路６により、高周波数帯域の信号成分を減衰
するようなデエンファシス特性を付加する。このデエン
ファシス特性は１／（ａ・Ｇ（ｚ））という周波数特性
を有するので、デエンファシス回路６からの出力Ｙ6
は、
【数６】 となる。このようにデエンファシス特性は、プリエンフ
ァシス特性の逆特性であって互いに討ち消すような特性
となる。
ァシス特性の逆特性であって互いに討ち消すような特性
となる。
【００２５】さらにプリエンファシス特性Ｇ（ｚ）とノ
イズシェーピング特性１／Ｈ（ｚ）は略等しく設けられ
ているのでＧ（ｚ）・Ｈ（ｚ）＝１であり、出力Ｙ6
は、
イズシェーピング特性１／Ｈ（ｚ）は略等しく設けられ
ているのでＧ（ｚ）・Ｈ（ｚ）＝１であり、出力Ｙ6
は、
【数７】 となる。デエンファシス回路６から出力されるディジタ
ルオーディオ信号の量子化ノイズパワースペクトル密度
を図４（ｅ）に示す。量子化ノイズは図４（ｅ）に示す
ように一定のノイズ・フロアとなる。
ルオーディオ信号の量子化ノイズパワースペクトル密度
を図４（ｅ）に示す。量子化ノイズは図４（ｅ）に示す
ように一定のノイズ・フロアとなる。
【００２６】エンファシス回路制御部７は、アナログオ
ーディオ信号用のプリエンファシス回路２とディジタル
オーディオ信号用のデエンファシス回路６においてプリ
エンファシス特性の逆特性が常にデエンファシス特性で
あることを維持するように制御する回路である。例え
ば、アナログ回路であるプリエンファシス回路２がノイ
ズシェーピング特性と略等しくなるように調整をすると
き、ＤＳＰ（DigitalSignal Processor）などで構成さ
れたデエンファシス回路６がプリエンファシス特性の逆
特性を維持するように連動させ、アナログオーディオ信
号用のプリエンファシス回路２とディジタルオーディオ
信号用のデエンファシス回路６を一定の値を維持するよ
うに制御する。
ーディオ信号用のプリエンファシス回路２とディジタル
オーディオ信号用のデエンファシス回路６においてプリ
エンファシス特性の逆特性が常にデエンファシス特性で
あることを維持するように制御する回路である。例え
ば、アナログ回路であるプリエンファシス回路２がノイ
ズシェーピング特性と略等しくなるように調整をすると
き、ＤＳＰ（DigitalSignal Processor）などで構成さ
れたデエンファシス回路６がプリエンファシス特性の逆
特性を維持するように連動させ、アナログオーディオ信
号用のプリエンファシス回路２とディジタルオーディオ
信号用のデエンファシス回路６を一定の値を維持するよ
うに制御する。
【００２７】このとき、１／Ｈ（ｚ）がノイズシェーピ
ング特性と略等しいときにノイズ・フロアが一定値とな
るので、調整を終了させる。よって、特定の周波数のノ
イズ・フロアに大小が生ずることなく一定値を維持でき
る。そして、デシメーション回路６からの出力されるデ
ィジタルオーディオ信号は、出力端子８から出力され
る。
ング特性と略等しいときにノイズ・フロアが一定値とな
るので、調整を終了させる。よって、特定の周波数のノ
イズ・フロアに大小が生ずることなく一定値を維持でき
る。そして、デシメーション回路６からの出力されるデ
ィジタルオーディオ信号は、出力端子８から出力され
る。
【００２８】これは、プリエンファシス特性の逆特性が
エンファシス特性と一致しない場合、ディジタルオーデ
ィオ信号はアナログオーディオ信号から正しく変換され
ないからである。また、前記プリエンファシス回路と前
記デエンファシス回路を個別に調整してプリエンファシ
ス特性の逆特性をデエンファシス特性に一致させる調整
が困難であるからである。しかし、本実施例ではアナロ
グオーディオ信号からディジタルオーディオ信号へ正し
く変換し、ディジタルオーディオ信号に影響を与えるこ
となくノイズ・フロアを一定にする調整ができる。
エンファシス特性と一致しない場合、ディジタルオーデ
ィオ信号はアナログオーディオ信号から正しく変換され
ないからである。また、前記プリエンファシス回路と前
記デエンファシス回路を個別に調整してプリエンファシ
ス特性の逆特性をデエンファシス特性に一致させる調整
が困難であるからである。しかし、本実施例ではアナロ
グオーディオ信号からディジタルオーディオ信号へ正し
く変換し、ディジタルオーディオ信号に影響を与えるこ
となくノイズ・フロアを一定にする調整ができる。
【００２９】
【発明の効果】本発明のアナログディジタル変換器によ
れば、シグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器固有の量子化ノイズ
のノイズ・フロアがそれぞれの周波数において一定にす
ることで、シグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器の種類に係わら
ず量子化ノイズのノイズ・フロアのみが一定に変換され
たディジタルオーディオ信号を生成するアナログディジ
タル変換器を提供することができる。
れば、シグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器固有の量子化ノイズ
のノイズ・フロアがそれぞれの周波数において一定にす
ることで、シグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器の種類に係わら
ず量子化ノイズのノイズ・フロアのみが一定に変換され
たディジタルオーディオ信号を生成するアナログディジ
タル変換器を提供することができる。
【図１】本発明のアナログディジタル変換器の一実施例
のブロック図。
のブロック図。
【図２】本発明のアナログディジタル変換器のシグマデ
ルタ型Ａ／Ｄ変換器のブロック図。
ルタ型Ａ／Ｄ変換器のブロック図。
【図３】本発明のアナログディジタル変換器の一実施例
の各構成部から出力される信号の周波数−スペクトル線
図。
の各構成部から出力される信号の周波数−スペクトル線
図。
【図４】本発明のアナログディジタル変換器の一実施例
の各構成部から出力される信号の周波数−量子化ノイズ
のパワースペクトル密度図。
の各構成部から出力される信号の周波数−量子化ノイズ
のパワースペクトル密度図。
１・・・・入力端子 ２・・・・プリエンファシス回路 ３・・・・シグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器 ４・・・・低域フィルタ ５・・・・デシメーション回路 ６・・・・デエンファシス回路 ７・・・エンファシス回路制御部 ８・・・出力端子
Claims (2)
- 【請求項１】高周波数帯域の信号を強調する処理をアナ
ログ信号に施すプリエンファシス回路と、 アナログ信号をディジタル信号に変換しシグマデルタ変
調によりノイズシェーピングを行うシグマデルタ型Ａ／
Ｄ変換器と、 該シグマデルタ型Ａ／Ｄ変換器から出力されたディジタ
ル信号にプリエンファシス特性の逆特性のデエンファシ
ス処理を施すデエンファシス回路とを備え、 前記プリエンファシス回路の周波数特性は前記ノイズシ
ェーピングによる量子化ノイズの周波数特性にゲイン定
数を掛け合わせた特性と略等しいことを特徴とするアナ
ログディジタル変換器。 - 【請求項２】請求項１に記載のアナログディジタル変換
器において、 前記プリエンファシス回路のプリエンファシス特性と前
記デエンファシス回路のデエンファシス特性とを連動し
て変化させ、プリエンファシス特性の逆特性がデエンフ
ァシス特性であることを維持する制御を行うエンファシ
ス回路制御部を備えたことを特徴とするアナログディジ
タル変換器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6240897A JPH10242863A (ja) | 1997-02-28 | 1997-02-28 | アナログディジタル変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6240897A JPH10242863A (ja) | 1997-02-28 | 1997-02-28 | アナログディジタル変換器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10242863A true JPH10242863A (ja) | 1998-09-11 |
Family
ID=13199296
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6240897A Pending JPH10242863A (ja) | 1997-02-28 | 1997-02-28 | アナログディジタル変換器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10242863A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003527043A (ja) * | 2000-03-15 | 2003-09-09 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 直交装置におけるミスマッチの補償 |
| JP2016213683A (ja) * | 2015-05-08 | 2016-12-15 | 株式会社アクセル | 音声信号処理装置、音声信号処理方法 |
-
1997
- 1997-02-28 JP JP6240897A patent/JPH10242863A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003527043A (ja) * | 2000-03-15 | 2003-09-09 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 直交装置におけるミスマッチの補償 |
| JP4817092B2 (ja) * | 2000-03-15 | 2011-11-16 | エスティー‐エリクソン、ソシエテ、アノニム | 直交装置におけるミスマッチの補償 |
| JP2016213683A (ja) * | 2015-05-08 | 2016-12-15 | 株式会社アクセル | 音声信号処理装置、音声信号処理方法 |
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