JPH1023776A

JPH1023776A - モータ制御装置

Info

Publication number: JPH1023776A
Application number: JP8176383A
Authority: JP
Inventors: Yoshihiko Yokoyama; 義彦横山
Original assignee: Denso Ten Ltd
Current assignee: Denso Ten Ltd
Priority date: 1996-07-05
Filing date: 1996-07-05
Publication date: 1998-01-23
Anticipated expiration: 2016-07-05
Also published as: JP3672674B2

Abstract

(57)【要約】【課題】小型、高性能、ローコストのモータ回転速度制
御装置を提供する。【解決手段】モータの逆起電力と設定電圧を比較し、該
比較結果に応じて該モータの回転速度を制御するモータ
制御装置において、前記モータの回転速度を検出する回
転速度検出手段と、前記回転速度検出手段により検出さ
れた前記モータの回転速度に応じて基準電圧を補正して
前記設定電圧を生成する設定電圧生成手段とを有するこ
とを特徴とするモータ制御装置。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、モータの回転速度
制御を行うモータ制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来から電子機器には直流モータが多く
用いられているが、これら直流モータの回転速度制御を
行うために、モータの起電力を検出し、この供給電圧を
一定に保つように制御してモータの回転数を一定に維持
するＤＣサーボ回路や、モータの回転数を検出して、こ
のモータ回転数が一定になるようにモータへの供給電源
を制御するＦＧサーボ回路等の各種のモータ制御装置が
用いられている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかし、ＤＣサーボ回
路は、広いサーボ帯域を備えてワウフラッタの少ない制
御は可能であるが、モータコイルや制御素子（ＩＣ）の
温度上昇に起因した温度ドリフトやモータのブラシ磨耗
等の経時変化によるドリフトに問題があった。又、ＦＧ
サーボ回路に於いてはモータの回転速度（周波数）の検
出を行うセンサが必要となりセンサの構造上小型化が困
難である問題やコスト高になる問題があった。又、回転
ムラを抑えるためにサーボ帯域を広げることが必要であ
るが、このためには制御周波数をかなり高い周波数とす
ることが必要となり、高い周波数に対応する部品等が必
要となる関係でコスト高になる問題があった。

【０００４】本発明は、このような問題点を解決するも
ので、経時変化や温度変化に対処でき、小型化の可能な
低コストのモータ制御装置を提供することを目的とす
る。

【０００５】

【課題を解決するための手段】本発明は上記課題を解決
するもので、モータの逆起電力と設定電圧を比較し、該
比較結果に応じて該モータの回転速度を制御するモータ
制御装置において、前記モータの回転速度を検出する回
転速度検出手段と、前記回転速度検出手段により検出さ
れた前記モータの回転速度に応じて基準電圧を補正して
前記設定電圧を生成する設定電圧生成手段とを有するこ
とを特徴とする。

【０００６】また、前記回転速度検出手段の出力の異常
を検出する異常検出手段と、前記異常検出手段により異
常が検出されたときに、前記回転速度検出手段の出力に
応じた前記設定電圧生成手段による前記基準電圧の補正
を停止する補正停止手段とを有することを特徴とする。
また、前記回転速度検出手段は、前記モータに流れる電
流波形により回転速度を検出することを特徴とする。

【０００７】また、前記回転速度検出手段は、前記モー
タの設定回転時に於ける前記モータに流れる電流波形の
周波数付近を通過帯域とするフィルタを有することを特
徴とする。また、補正停止手段による補正停止時には、
該補正停止直前における前記設定電圧を設定電圧として
保持する保持手段を設けたことを特徴とする。

【０００８】また、前記回転速度検出手段は、フェーズ
ロックドループ回路により構成された周波数電圧変換回
路により構成されていることを特徴とする。また、前記
回転速度検出手段は、前記モータの漏洩磁束を電気信号
に変換する磁束変換手段を有し、該磁束変換手段により
変換された電気信号により回転速度を検出することを特
徴とする。

【０００９】また、前記回転速度検出手段は、前記モー
タの設定回転時に於ける前記漏洩磁束による電気信号の
周波数付近を通過帯域とするフィルタと、前記フィルタ
の出力をデジタル信号に変換するデジタル変換器とを有
することを特徴とする。

【００１０】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。図１は本発明の一実施例の構成図である。１は所定
の基準電圧を発生する基準電源で、（ＤＣ）モータ４の
設定回転速度に対応した電圧を供給する。２は入力され
る設定電圧Ｅとモータの逆起電力に応じてモータ４への
印加電圧を変え、モータの回転速度を制御するＤＣサー
ボ部である。５は非反転入力（＋）と反転入力（−）間
の差電圧が０となるように電圧を出力する差動アンプ
で、非反転入力（＋）には入力抵抗７を介して設定電圧
Ｅが印加されている。６は差動アンプ５の出力とモータ
４間に接続された抵抗で、そのモータ４側端部は差動ア
ンプ５の反転入力（−）に接続されている。また、差動
アンプ５の出力端子と非反転入力（＋）間には帰還抵抗
１２が接続されており、これら入力抵抗７、や帰還抵抗
１２、差動アンプ５等によりＤＣサーボ部２が構成され
ている。

【００１１】３は基準電圧１の電圧をモータ４の回転速
度に応じて補正するための補正電圧を出力する補正回路
である。７はモータ４の回転速度に比例した周波数の信
号を出力するセンサである。そしてこのセンサ７は受発
光素子からなりモータ４の回転に応じて移動する遮蔽板
により受光素子に入射される発光素子からの光が遮蔽さ
れる構造の光学センサや、モータ４の回転に同期して回
転する磁石とこの磁石の回転により変動する磁束変化を
検出するホール素子等の磁気感応素子からなる磁気セン
サ等により構成される。

【００１２】８はアンプでセンサ７からの信号を増幅し
出力する。９はコンパレータでアンプ８で増幅されたア
ナログ信号を比較電圧と比較してデジタル化する。１０
はコンパレータ９からのパルス信号の周波数を電圧に変
換するＦ／Ｖコンバータで、一定期間のパルス数を計数
するカウンタとカウンタの計数値をアナログ値（電圧）
に変換するデジタル／アナログ変換器等により構成され
る。１１は補正回路３からの出力電圧と基準電圧１を加
算し、この加算により得られた制御電圧をＤＣサーボ部
２に出力する加算器である。次に回路の動作について説
明する。ＤＣサーボ部２の差動アンプ５からモータ４に
電圧が印加されると、モータ４に電流が流れ、モータ４
は回転を始める。モータ４にはその回転数ＮＵ比例し
た逆起電力Ｅｍが発生する。

【００１３】Ｅｍ＝Ｋｅ・ＮＫｅ：逆起電力定数モータ両端電圧Ｖｍは次のようになるＶｍ＝Ｅｍ＋Ｉ・ＲｍＲｍ：モータ抵抗従ってこれらの関係により、モータ回転数Ｎは次のよう
になる。Ｎ＝（Ｖｍ − Ｉ・Ｒｍ）／Ｋｅつまり、モータ電流Ｉを検出して、その増分を打ち消す
ようにモータ電圧Ｖｍを増やせば、回転数は一定に保た
れる。そして、図に示す回路はそのような動作、モータ
電流Ｉを検出して、その増分を打ち消すようにモータ電
圧Ｖｍを増やす動作を行う。尚、抵抗７，１２の値を適
当に選択することにより、抵抗６で検出したモータ電流
を補正することができる。

【００１４】一方、センサ７から出力されたモータ４の
回転数に応じた信号はアンプ８で増幅された後コンパレ
ータ９でパルス化され、さらにＦ／Ｖコンバータ１０で
電圧値に変換される。そして、この電圧が加算器１１で
基準電圧に加算され、設定電圧ＥとしてＤＣサーボ部２
入力される。つまり、本実施例では、基本的にはモータ
４の逆起電力を一定にするＤＣサーボ動作を行い、そし
て温度変化等によりドリフトをモータ４の回転数を検出
しその回転数に応じてＤＣサーボ動作のための基準電圧
を補正している。

【００１５】このように本実施例においては、基本的に
はＤＣサーボ部２によってＤＣサーボによるモータ４の
回転速度制御が行われ、それに加えて補正回路３による
ＦＧサーボ的な補正制御が行われる。即ち、ＤＣサーボ
方式における、モータ４のコイルや制御ＩＣ等の温度上
昇に起因する温度ドリフトやブラシの磨耗等の経時変化
によるドリフトを、補正回路３によって補正している。
そして、この補正回路３による補正は、温度ドリフト、
経時変化によるドリフトに対応するものであるため制御
周波数を高くする必要はなく、比較的低価格の部品で実
現できる。

【００１６】従って、本実施例によれば、経時変化や温
度変化に対処でき、そして小型化の可能な低コストのモ
ータ制御装置を提供することをができる。次に本発明の
第２実施例について説明する。尚、図１に示した第１実
施例と同様の構成については、その説明を省略する。図
２は本発明の第２実施例の構成図である。２０はモータ
４に流れる電流波形に重畳している雑音（整流子が切り
換わる時やブラシのバウンズによるクリック雑音等）を
除去するフィルタで、その通過帯域がモータ４に流れる
電流の周波数付近に設定され、モータ４に流れる電流の
基本波を抽出して出力するようになっている。そして、
フィルタ２０はモータ４に流れる電流を検出するための
抵抗Ｒ１、差動増幅器ＣＭ１、差動増幅器ＣＭ１の入力
に接続された抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１、差動増幅器Ｃ
Ｍ１の帰還路に接続された抵抗Ｒ３とコンデンサＣ２、
そして差動増幅器ＣＭ１の基準電圧を供給するために電
源電圧（＋Ｖ）を分割する分割抵抗Ｒ４，Ｒ５から構成
される。

【００１７】２１はフィルタ２０の出力をパルス（デジ
タル）信号に変換するためのヒステリシスコンパレータ
でフィルタ２０で、入力信号が閾値付近の時にノイズ等
に影響で判定（出力）がチャッタリング（判定出力が短
時間で繰り返し反転する）しないようにヒステリシス特
性を持っている。このフィルタ２０は、差動増幅器ＣＭ
２、差動増幅器ＣＭ２の入力に接続された抵抗Ｒ、そし
て差動増幅器ＣＭ２の帰還路に接続された抵抗Ｒ７によ
り構成され、差動増幅器ＣＭ２の基準電圧として分割抵
抗Ｒ４，Ｒ５による分圧電圧が印加されている。

【００１８】３１は過去の信号波形から今後の信号波形
を予測して処理することにより、ノイズ等による影響を
排除する、つまりパルスのエッジ（立ち下がりあるいは
立ち上がり）があるであろう期間以外の部分では入力信
号のエッジをノイズによるものとして扱うようにする予
測回路で、直列に接続されたモノマルチバイブレータ２
３，２４と、モノマルチバイブレータ２４の出力および
予測回路３１の入力信号を入力とするＡＮＤ回路２２か
ら構成される。モノマルチバイブレータ２３，２４は、
入力信号の立下がりから一定時間（τ１，τ２）高レベ
ル（Ｈ）信号を出力する回路で、Ｈ信号出力時における
入力信号の立ち下がりには反応しない（Ｈ信号出力時間
は延長されない）。

【００１９】２５は入力信号（予測回路３１出力）の周
波数を電圧に変換するＦ／Ｖ（周波数−電圧）コンバー
タで、積分回路や、一定周期のパルス数を計数するカウ
ンタとカウンタ値をデジタル値に変換するデジタル／ア
ナログコンバータ等により構成される。２６はサンプル
ホールド回路（Ｓ／Ｈ）で、制御信号に応じてＦ／Ｖコ
ンバータ２５の出力（電圧）を保持し（本実施例ではＨ
レベル信号入力時）、その保持電圧を出力する。このサ
ンプルホールド回路は、充放電回路等により構成でき
る。そして、このサンプルホールド回路（Ｓ／Ｈ）２６
の出力保持タイミングは後述の制御回路３２の制御信号
により制御される。

【００２０】３２はサンプルホールド回路２６の動作を
制御するための制御回路で、予測回路出力が出力されな
くなったとき、つまりモータ負荷の急変等によりモータ
電流が大きく変化したことを検出して、サンプルホール
ド回路２６の保持動作を開始させる。制御回路３２は、
ＡＮＤ回路２２出力を入力とする１／２分周回路２７
（入力信号の立ち下がりを２回検出するとＨ出力、リセ
ットＲＳ入力ＬレベルのときＬ出力）、モノマルチバイ
ブレータ２３出力をデータ入力（Ｄ）とし、またモノマ
ルチバイブレータ２４出力をタイミング入力（ＣＫ）と
するＤフリップフロップ２８（ＣＫ入力立ち下がり時の
Ｄ入力の反転信号を出力）、Ｄフリップフロップ２８の
反転出力（Ｑバー：以降−Ｑと記載）をＳＥＴ入力、分
周回路２７出力をＲＥＳＥＴ入力とするＲＳフリップフ
ロップ２９から構成され、また分周回路２７のＲＥＳＥ
Ｔ（ＲＳ）入力にはＲＳフリップフロップ２９の出力が
供給されている。そして、ＲＳフリップフロップ２９の
出力がサンプルホールド回路２６の制御出力となってい
る。

【００２１】３１はサンプルホールド回路２６の出力信
号が所定範囲にあるかどうかを検出する、つまり補正電
圧の異常を検出するウインドコンパレータで、複数のコ
ンパレータ及び論理回路等により構成される。３２はサ
ンプルホールド回路２６の出力電圧が異常な場合に、補
正電圧として用いられる補正基準電源で、動作に支障が
出ないような標準的な電圧が設定されている。３０はス
イッチで、ウインドコンパレータ３１の出力により制御
され、サンプルホールド回路２６の出力電圧の異常がウ
インドコンパレータ３１により検出された時には補助基
準電源３２を加算器１１に接続し、異常が検出されなか
った時にはサンプルホールド回路２６を加算器１１に接
続する。これらウインドコンパレータ３１、補助基準電
源３２、スイッチ３１からなる回路は、主に電源立ち上
げ時に動作するもので、モータ４の回転速度検知による
ＦＧサーボ動作が適切な動作を行うまでの間、適当な電
圧をモータ４の回転速度を示す電圧として出力すること
により、停止状態から所定回転数への移行をスムーズに
行うためのものである。

【００２２】次に図２に示した構成の動作を図３に示し
た波形図を用いて説明する。図３中、ａはフィルタ２０
の出力波形で、モータ４に流れる電流を示し、フィルタ
２０により、雑音等が除去された波形となっている。ま
た、ｂはヒステリシスコンパレータ２１の出力波形、ｄ
はモノマルチバイブレータ２３の出力波形、ｅはモノマ
ルチバイブレータ２４の出力波形、ｆはＡＮＤ回路２２
の出力波形、ｇはＦ／Ｖコンバータ２５の出力波形、ｈ
はＤフリップフロップ２８の出力波形、ｉは１／２分周
回路２７の出力波形、ｊはＲＳフリップフロップ２９の
出力波形、ｋはサンプルホールド回路２６の出力波形を
示している。

【００２３】正常状態では、モータ４の回転数は略一定
で安定しており、フィルタ２０出力ａは一定周期の山形
波がとなる。そして、ヒステリシスコンパレータ２１出
力ｂはフィルタ２０出力ａがαを越えβを下回るまでＨ
レベルとなる。そして、モノマルチバイブレータ２３出
力ｄはヒステリシスコンパレータ２１出力ｂの立ち下が
りから一定時間τ１の間Ｈレベルとなる。またマルチバ
イブレータ２４出力ｅはマルチバイブレータ２３出力ｄ
の立ち下がりから一定時間τ２の間Ｌレベルとなる。つ
まりマルチバイブレータ２４出力ｅは、ヒステリシスコ
ンパレータ２１出力ｂの立ち下がり時から一定時間τ１
経過後の所定時間範囲τ２を示す信号となっており、τ
１、τ２をそれぞれ、モータ４の電流変化周期およびマ
ージンをに対応した時間に設定することにより、モータ
４の正常回転動作時にヒステリシスコンパレータ２１出
力ｂの立ち下がりが発生する期間を推定できる（τ２期
間）。換言すれば、τ２期間にヒステリシスコンパレー
タ２１出力ｂの立ち下がりが無い時およびτ２期間以外
の期間にヒステリシスコンパレータ２１出力ｂの立ち下
がりが有れば異常であると判断できる。

【００２４】そしてＡＮＤ回路２２出力ｆは、マルチバ
イブレータ２３出力ｄがＨレベル期間で、ヒステリシス
コンパレータ２１出力ｂがＨレベルの時にＨレベルとな
るので、モータ４正常動作時には、モータ４の回転周期
に同期したパルス信号がＡＮＤ回路２２出力ｆとなり、
Ｆ／Ｖコンバータ２５に出力される。従って、Ｆ／Ｖコ
ンバータ２５出力ｇはモータ４の回転速度に応じた電圧
となり、サンプルホールド回路２６に出力される。

【００２５】一方Ｄフリップフロップ２８ｈは、マルチ
バイブレータ２４出力ｅ立ち下がり時のマルチバイブレ
ータ２３出力ｄのレベルの反転レベルを出力する。この
ため、正常動作中は、マルチバイブレータ２４出力ｅ立
ち下がり時にマルチバイブレータ２３出力ｄは常にＨレ
ベルとなる（このような関係となるようにτ１，τ２が
設定されている）。従って、Ｄフリップフロップ２８出
力ｈは正常時には常にＬレベルとなる。

【００２６】また正常動作時には、ＲＳフリップフロッ
プ２９にはＤフリップフロップ２８から常にＬレベルが
入力されるので、ＲＳフリップフロップ２９はセットさ
れずリセット状態となる。従って、ＲＳフリップフロッ
プ２９出力ｊはＬレベルとなる。また１／２分周回路２
７のリセット端子（ＲＳバー）にはＲＳフリップフロッ
プ２９出力ｊが入力されるので、正常時には常にＬレベ
ルが入力されることとなる。このため、１／２分周回路
２７は常にリセット状態となり（リセット端子入力Ｌレ
ベルの場合はリセット）、ＲＳフリップフロップ２９出
力ｊは常にＬレベルとなる。従って、１／２分周回路２
７出力ｉがリセット端子（Ｒ）に入力されるＲＳフリッ
プフロップ２９はその状態（正常時はＬレベル）が保持
される。

【００２７】そして、正常時にはサンプルホールド回路
２６に常にＬレベルの制御信号が入力されるので、サン
プルホールド回路２６は出力信号を保持せず、入力信号
をそのまま出力する。従って、加算器１１にはモータ４
の回転数に応じた電圧の信号がサンプルホールド回路２
６より供給され、モータ４の回転数がＦＧサーボ的に制
御される。

【００２８】次に何らかの異常（モータ４回転異常、ノ
イズ等）が起きフィルタ２０出力ａのレベルが低下した
場合を説明する。フィルタ２０出力ａが低下した場合、
ヒステリシスコンパレータ２１出力ｂはＨレベルとなら
ず、Ｌレベルのままである。一方、マルチバイブレータ
２３およびマルチバイブレータ２４は前回のヒステリシ
スコンパレータ２１出力ｂの立ち下がりにより動作する
（Ｈレベルとなる）。従って、異常発生後のマルチバイ
ブレータ２４出力ｅがＨレベルの時のヒステリシスコン
パレータ２１出力ｂはＬレベルであるため、ＡＮＤ回路
２２出力ｆはＨレベルとはならない。従って、Ｆ／Ｖコ
ンバータ２５には、周期が大きな信号が入力され（次の
立ち下がり（ｔ２）迄の期間が長くなり）、Ｆ／Ｖコン
バータ２５出力ｇは次の立ち下がり（ｔ２）時に異常に
高い電圧出力となる。

【００２９】Ｄフリップフロップ２８では、マルチバイ
ブレータ２４出力ｅ立ち下がり時にマルチバイブレータ
２３出力ｄがＬレベルとなっているので、Ｄフリップフ
ロップ２８出力はＨレベルとなる。このためＲＳフリッ
プフロップ２９がセットされ、ＲＳフリップフロップ２
９出力ｊはＨレベルとなる。従って、サンプルホールド
回路２６の出力がｔ１時点の電圧に保持される。また、
１／２分周回路２７へのリセット信号（ＲＳフリップフ
ロップ２９出力ｊ）がＨレベルであるので、１／２分周
回路２７のリセット状態が解除されるが、ＡＮＤ回路２
２出力ｆがＬレベルであるため、１／２分周回路２７出
力ｉはＬレベルのままである。従って、異常状態では、
サンプルホールド回路２６により異常発生前の電圧の信
号が加算器１１に供給され、モータ４がこの異常前の状
態に応じて制御される。

【００３０】異常状態から正常状態にもどり、フィルタ
２０出力が正常値になると、ヒステリシスコンパレータ
２１出力ｂも略一定の周期のパルスとなる。すると、マ
ルチバイブレータ２３出力ｄおよびマルチバイブレータ
２４出力ｅの出力も異常状態となる前の状態となり、Ａ
ＮＤ回路２２出力ｆも同様にもモータ４の回転に同期し
たパルスを出力するようになる。また、Ｄフリップフロ
ップ２８ｈも異常状態となる前の状態となり（ｔ３：Ｌ
レベル）、それによりＲＳフリップフロップ２９のセッ
ト状態が解除される。しかし、リセット信号が入力され
ないため、ＲＳフリップフロップ２９出力ｊはＨレベル
のままである。

【００３１】一方１／２分周回路２７にはＡＮＤ回路２
２出力ｆ（モータ４回転に同期したパルス）が供給され
ているので、ＡＮＤ回路２２から２回パルスが入力され
ると１／２分周回路２７はＲＳフリップフロップ２９に
リセット信号を出力し、ＲＳフリップフロップ２９がリ
セットされる（ｔ４）。従って、ｔ４時点でサンプルホ
ールド回路２６の保持状態が解除され、Ｆ／Ｖコンバー
タ２５出力ｇが加算器１１に供給される。

【００３２】つまり、正常状態に戻った直後は、Ｆ／Ｖ
コンバータ２５出力が異常な値となっているが（前回の
パルスから今回のパルスまでの時間が長いため）、本実
施例では、正常状態復帰直後にはサンプルホールド回路
２６の出力をモータ４制御に用いるようにし、Ｆ／Ｖコ
ンバータ２５出力ｇに異常の影響がなくなるタイミング
でＦ／Ｖコンバータ２５出力ｇをモータ４制御に用いる
ことになる。

【００３３】このように、本実施例によれば、ＤＣサー
ボ的な制御とＦＧサーボ的な制御を併用し、そして特別
なモータ回転速度検出器を設けずにモータ４の電流を検
知する方法で、ノイズ等の影響を少なくしてモータ４の
制御を行うので、構成が簡単で、応答性がよく、また温
度ドリフト等に対しても良好な特性のモータ４回転数制
御を行うことができる。

【００３４】次に第３の実施例について図４を用いて説
明する。尚、図２に示した第２実施例と同様の構成につ
いては、説明を省略する。本実施例の特徴（図２の実施
例と異なる点）は、モータ４の回転速度の検知方法とし
て、モータ４に流れる電流ではなく、モータ４の回転に
より変化する磁界をホール素子を用いて検知し、モータ
４の回転速度を検出する点にある。

【００３５】５２はホール素子で、モータ４の回転に伴
い変化する磁界に応じた信号を出力する。そして、ホー
ル素子５２には動作電流を流すための電源が（＋Ｖ）が
接続されている。５３は差動アンプで、ホール素子５２
の出力信号を増幅する。差動アンプ５３には入力抵抗、
バイアス抵抗、帰還抵抗等が必要に応じて接続されてい
る。そして、差動アンプ５３の出力信号はフィルタ２０
に接続されている。

【００３６】次に動作を説明する。モータ４が回転する
と、ロータの回転に伴いモータ４の回転に同期して磁界
の変化が生じる。この磁界を変化により、ホール素子５
２の出力信号に変化が生じる、その出力信号はモータ４
の回転に同期した信号波形となる。このホール素子５２
の出力信号が差動アンプ５３により増幅され、フィルタ
２０に供給される。つまり、図２に示した実施例と同様
の信号がフィルタ２０に入力され、以下同様の動作が行
われる。

【００３７】次に第４の実施例について図５を用いて説
明する。尚、図２に示した第２実施例と同様の構成につ
いては、説明を省略する。本実施例の特徴（図２の実施
例と異なる点）は、ＦＧサーボ的制御、つまりモータ４
の回転に応じた信号を処理してモータ４の回転に応じた
電圧の信号をＰＬＬ回路で構成した点にある。図５はこ
の部分を図示し、他の部分を省略している。

【００３８】６０は位相比較器（フェイズコンパレー
タ）でヒステリシスコンパレータ２１出力ｂの位相と後
述する分周器６３の出力信号ｒの位相を比較し、位相の
遅進に応じた信号を出力する。６１はローパスフイルタ
で位相比較器６０の出力信号を濾波し、その低域を加算
器１１と電圧可変発振器６２に出力する。６２は電圧可
変発振器で入力電圧に応じた周波数の信号で発振する。
６３は電圧可変発振器６２の出力信号をＮ分周する分周
器で、カウンタにより構成される。

【００３９】次に、その動作について説明する。位相比
較器６０は、ヒステリシスコンパレータ２１出力ｂと分
周器６３出力ｒの位相を比較し、その遅進に応じた信号
を出力する。ローパスフィルタ６１は位相比較器６０の
出力信号の低域成分を取り出し電圧可変発振器６２に出
力する。つまり、ローパスフィルタ６１からは、ノイズ
等が除去され、そしてある程度平均化された位相の遅進
信号を出力される。そして、電圧可変発振器６２にはこ
のローパスフィルタ６１からの信号を制御信号として与
えられ、その制御電圧に応じた周波数の信号を出力す
る。そして、電圧可変発振器６２の出力信号は、分周器
６３によりめＮ分周され、位相比較器６０に与えられ
る。この分周器６３の分周比（カウンタのカウント値）
は、モータ４の設定回転数と電圧可変発振器６２の発振
特性に応じて設定される。

【００４０】従って、ＰＬＬ回路はモータ４の回転に伴
い、モータ４の設定回転速度に応じた動作となる（発振
周波数がモータ４の回転数に応じたものとなり、また電
圧可変発振器６２の制御電圧がモータ４の回転数に応じ
たものとなる）。このため、加算器１１には、モータ４
の回転数に応じたローパスフィルタ６１の出力（電圧可
変発振器６２の制御電圧）が供給され、モータ４はその
回転数に応じた制御、つまりＦＧサーボ的な制御が行わ
れることになる。

【００４１】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明に於
いてはモータにおけるＤＣサーボ的制御と、ＦＧサーボ
的制御を、比較的簡単な構成で実現したので、制御精度
が高く、小型で、ローコストのモータ定速制御装置が実
現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す構成図

【図２】本発明における第２実施例の構成図

【図３】動作を示す波形図

【図４】本発明における第３実施例の構成図

【図５】本発明における第４実施例の構成図

【符号の説明】

１・・・・・・・基準電圧２・・・・・・・ＤＣサーボ部３・・・・・・・補正回路４・・・・・・・モータ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】モータの逆起電力と設定電圧を比較し、
該比較結果に応じて該モータの回転速度を制御するモー
タ制御装置において、前記モータの回転速度を検出する回転速度検出手段と、前記回転速度検出手段により検出された前記モータの回
転速度に応じて基準電圧を補正して前記設定電圧を生成
する設定電圧生成手段とを有することを特徴とするモー
タ制御装置。
【請求項２】前記回転速度検出手段の出力の異常を検
出する異常検出手段と、前記異常検出手段により異常が検出されたときに、前記
回転速度検出手段の出力に応じた前記設定電圧生成手段
による前記基準電圧の補正を停止する補正停止手段とを
有することを特徴とする請求項１記載のモータ制御装
置。
【請求項３】前記回転速度検出手段は、前記モータに
流れる電流波形により回転速度を検出することを特徴と
する請求項１又は請求項２記載のモータ制御装置。
【請求項４】前記回転速度検出手段は、前記モータの設定回転時に於ける前記モータに流れる電
流の周波数付近を通過帯域とするフィルタを有すること
を特徴とする請求項３記載のモータ制御装置。
【請求項５】補正停止手段による補正停止時には、該
補正停止直前における前記設定電圧を設定電圧として保
持する保持手段を設けたことを特徴とする請求項２記載
のモータ制御装置。
【請求項６】前記回転速度検出手段は、フェーズロッ
クドループ回路により構成された周波数電圧変換回路に
より構成されていることを特徴とする請求項３記載のモ
ータ制御装置。
【請求項７】前記回転速度検出手段は、前記モータの
漏洩磁束を電気信号に変換する磁束変換手段を有し、該
磁束変換手段により変換された電気信号により回転速度
を検出することを特徴とする請求項１又は請求項２記載
のモータ制御装置。
【請求項８】前記回転速度検出手段は、前記モータの設定回転時に於ける前記漏洩磁束による電
気信号の周波数付近を通過帯域とするフィルタと、前記フィルタの出力をデジタル信号に変換するデジタル
変換器とを有することを特徴とする請求項７記載のモー
タ制御装置。