JPH1023752A - スイッチング電源 - Google Patents

スイッチング電源

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JPH1023752A
JPH1023752A JP17363996A JP17363996A JPH1023752A JP H1023752 A JPH1023752 A JP H1023752A JP 17363996 A JP17363996 A JP 17363996A JP 17363996 A JP17363996 A JP 17363996A JP H1023752 A JPH1023752 A JP H1023752A
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JP
Japan
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power supply
voltage
load
circuit
secondary winding
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Application number
JP17363996A
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English (en)
Inventor
Toshikimi Yamachika
利公 山近
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Omron Corp
Original Assignee
Omron Corp
Omron Tateisi Electronics Co
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Publication date
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Abstract

(57)【要約】 【課題】負荷の変動があってもドロッパー回路での電力
ロスを抑制して電源の効率化と小型化とを可能とする。 【解決手段】トランス8の二次側巻線8cに現れる電圧
VT1をドロッパー回路18で所定電圧に降下制御して
この所定電圧を第1の負荷へ供給する出力電圧VT1と
し、二次側巻線8dに現れる電圧VT2の検出出力を用
いて第2の負荷に供給する出力電圧V2を帰還制御し、
第2の負荷が変動しても二次側巻線8dに現れる電圧V
T1の変動を抑制してドロッパー回路18での電力損失
を抑制する電力サーミスタ26を備えた構成。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、トランスの複数の
二次側巻線のうちの一方の二次側巻線側の電圧をドロッ
パー回路で制御して一方の負荷へ供給する出力電圧を生
成し、他方の二次側巻線側の電圧を出力電圧検出回路で
検出するとともに、この検出出力を用いて当該他方の二
次側巻線側の出力電圧の大きさを帰還制御し他方の負荷
に供給する出力電圧を生成するいわゆるマルチ出力タイ
プのスイッチング電源に関する。
【0002】
【従来の技術】図2を参照して従来のこの種のスイッチ
ング電源について説明する。このスイッチング電源は交
流電源を整流平滑してなる直流電源2から複数のこの例
では2つの出力端子4ー4,6ー6間にそれぞれ接続さ
れる負荷に対しそれぞれ直流の出力電圧V1,V2を供
給するものである。そして、直流電源2から2つの出力
電圧V1,V2を生成するために、このスイッチング電
源は一次側巻線8a,8bと二次側巻線8c,8dを備
えたコンバータトランス8を有している。このコンバー
タトランス8の一次側では、このコンバータトランス8
の一方の一次側巻線8aにおける一端側に直流電源2
を、他端側にスイッチング素子10を接続するととも
に、他方の一次側巻線8bの両端間に制御回路12を接
続し、直流電源2を起動回路14を介して制御回路12
に接続した構成となっている。そして、コンバータトラ
ンス8の二次側では、一方の二次側巻線8c両端と一方
の出力端子4ー4両端との間に整流平滑回路16と、ド
ロッパー回路18とをこの順序で接続し、他方の二次側
巻線8d両端と他方の出力端子6ー6両端との間に整流
平滑回路20と、出力電圧検出回路22とをこの順序で
接続しているとともに、出力電圧検出回路22と制御回
路12とをフォトカプラからなる絶縁素子24で接続し
てなる構成を有している。
【0003】このような構成の従来のスイッチング電源
においては、周知のように、出力電圧検出回路22から
の検出出力を絶縁素子24を介して制御回路12に与
え、この制御回路12によるスイッチング制御によるス
イッチング素子10のオンオフによりコンバータトラン
スの両二次側巻線8c,8dそれぞれには二次側電圧T
V1,TV2を誘起させる。そして、第1の二次側電圧
TV1を整流平滑回路16で整流平滑して直流化したう
えで例えば3端子レギュレータで構成されたドロッパー
回路18を介して所定電圧に降下させ、この所定電圧を
第1の出力電圧V1として出力端子4ー4間に接続され
た第1の負荷に供給する。
【0004】また、他方の第2の二次側電圧TV2を整
流平滑回路20で整流平滑して直流の第2の出力電圧V
2に変換したうえで出力電圧検出回路22を介して出力
端子6ー6間に接続された第1の負荷に供給する。第2
の出力電圧V2を、出力電圧検出回路22で検出されフ
ォトカプラなどの絶縁素子24を介して制御回路12に
入力し、この制御回路12のスイッチング制御によりス
イッチング素子10をオンオフ制御して第2の出力電圧
V2を安定化して第2の負荷に供給する。
【0005】ところで、このようなマルチ出力タイプの
スイッチング電源においては、第1および第2の出力電
圧V1,V2のうち、第2の出力電圧V2についてはそ
の安定化のために出力電圧検出回路22でその大きさが
検出され、絶縁素子24を介して制御回路12にその検
出出力が帰還され、スイッチング素子10のオンオフ制
御で、安定化された第2の出力電圧V2となるように帰
還制御できるが、第1の出力電圧V1については、その
ような帰還制御ができない。
【0006】そのため、第1の出力電圧V1を安定化さ
せる回路構成として、ドロッパー回路18を設けたり、
あるいはチョッパー回路を設けたりされている。この場
合、チョッパー回路では電源効率に優れているなどの利
点はあるが、使用部品点数の増加、電源ノイズの増加な
どの欠点があるために図2で示すようにこの種のスイッ
チング電源ではドロッパー回路18が使用されるのが一
般的となっている。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】図2のような3端子レ
ギュレータなどで構成されるドロッパー回路18を使用
する従来のスイッチング電源においては、次に述べる課
題が指摘されている。すなわち、スイッチング素子10
で制御される第2の出力電圧V2は、出力端子6ー6に
接続された第2の負荷の量に変動があっても、スイッチ
ング制御系によって安定化される。
【0008】そして、この場合、第2の負荷量の変動に
よる負荷電流が変動するので、コンバータトランス8の
二次側巻線8cに現れる第1の電圧TV1が変動させら
れる。例えば第2の負荷の量が大きくて負荷電流が大き
いときは、第1の電圧TV1は大きくなり、第2の負荷
の量が小さくて負荷電流が小さいときは、第1の電圧T
V1は小さくなる。そのため、ドロッパー回路18は電
圧をドロッパーするだけであるから、出力端子4ー4に
接続された第1の負荷に安定化した出力電圧V1を供給
するには、第2の負荷の量が小さいときに合わせて、第
1の電圧TV1を例えば13Vに設定しておいてドロッ
パー回路18でドロッパーして例えば12Vの第1の出
力電圧V1を得られるようにしておいた場合、第2の負
荷の量が大きくなると、第1の電圧TV1が必要以上例
えば15Vになる。そうすると、第2の負荷の量が小さ
いときではドロッパー回路18では13Vから12Vで
1Vの電圧のドロッパーだけであるのに対して、第2の
負荷の量が大きいときでは15Vから12Vで3Vの電
圧がドロッパーされ、負荷量の差で2Vの電力ロスとな
り、電源の効率の低下を招くとともに、ドロッパー回路
18での発熱量も大きくなり、これに対処するために電
源の大型化をも招いてしまうという課題があった。
【0009】
【課題を解決するための手段】本発明は、トランスの第
1の二次側巻線側ではドロッパー回路を用いて第1の負
荷へ供給する第1の出力電圧を得る一方、第2の二次側
巻線側では出力電圧検出回路の検出出力を一次側巻線側
に帰還制御して第2の負荷に供給する第2の出力電圧を
得るスイッチング電源であって、前記第2の負荷が変動
しても前記第1の二次側巻線側に現れる電圧の変動を抑
制する抑制手段を備えたことを特徴とする構成によっ
て、上述した課題を解決している。
【0010】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して詳細に説明する。
【0011】図1は、本発明の実施の形態に係るスイッ
チング電源の回路図であり、図2と対応する部分には同
一の符号を付し、同一の符号に係る部分についての詳し
い説明は省略する。
【0012】本発明のスイッチング電源においては、ト
ランス8の複数のこの例では2つの二次側巻線8c,8
dのうちの第1の二次側巻線8c側の電圧TV1をドロ
ッパー回路18で所定電圧例えば12Vに降下制御し、
この所定電圧を第1の出力電圧V1として第1の負荷へ
供給するようになっている。またトランス8の第2の二
次側巻線8d側の電圧TV2を出力電圧検出回路22で
検出するとともに、この検出出力を絶縁素子24を介し
て制御回路12に出力し、この制御回路12によるスイ
ッチング素子10のオンオフ制御により第2の二次側巻
線8d側の電圧VT2の大きさを帰還制御し、この帰還
制御した電圧VT2を整流平滑回路20で整流平滑して
第2の負荷に供給する第2の出力電圧V2例えば5Vと
している。このスイッチング電源においては第2の出力
電圧V2はスイッチング系によって帰還制御されて5V
に安定化されるが、第1の出力電圧V1はドロッパー回
路18により得られるものであり前記帰還制御されてい
ないという点で安定化されていない。
【0013】そして、本発明のスイッチング電源におい
ては、整流平滑回路16と出力電圧検出回路20との間
に、請求項に言う抑制手段としての電気素子の一例とし
て電力サーミスタ26を挿入している。この電力サーミ
スタ26においては、それを流れる電流が減少すると両
端間の抵抗値が増大し、電流が増大すると抵抗値が減少
するという電気的特性を有している。したがって、トラ
ンス8の二次側巻線8d側の第2の負荷における負荷量
が大きくなって負荷電流つまり電力サーミスタ26を流
れる電流が大きくなると、その電流の変化とは逆に抵抗
値が減少し例えば抵抗値がゼロになった場合、電力サー
ミスタ26両端間での電圧降下はなく、したがって、整
流平滑回路20を介する二次側巻線8d側の電圧VT2
が出力電圧検出回路20で検出されることになる。例え
ば、具体的にこのときの電圧VT2を5Vとすると、第
2の出力電圧V2も5Vとなる。このとき、ドロッパー
回路18が接続されている二次側巻線8cの電圧VT1
を13Vとし、このドロッパー回路18ではこの13V
を12Vの所定電圧にし、これを第1の負荷に対する第
1の出力電圧V1として供給する。この場合のドロッパ
ー回路18での電圧降下分は1Vとなる。
【0014】次に、第2の負荷の負荷量が小さくなって
負荷電流が減少すると、電力サーミスタ26の抵抗値が
増大する結果、この電力サーミスタ26両端間の電圧降
下が例えば2Vとすると、二次側巻線8dの電圧VT2
が5Vであると、出力電圧検出回路20では出力電圧V
2が3Vであり、これは規定の5Vからみて2V小さい
と検出するので、その検出出力が絶縁素子24を介して
制御回路12に与えられる。そうすると、制御回路12
によるスイッチング素子10のオンオフ動作によって二
次側巻線8dの電圧VT2は7Vとなるように一次側巻
線8aの電流が制御されることになる結果、出力電圧検
出回路20への電圧はこの7Vから電力サーミスタ26
での電圧降下分の2Vを差し引いて5Vとなり、第2の
負荷へは5Vの出力電圧V2が供給される。
【0015】そして、二次側巻線8cの電圧VT1につ
いては、第2の負荷の負荷量が大きい場合に13Vとな
るように設定してあるときに、第2の負荷の負荷量が小
さくなると、その電圧VT1も低下するはずであるが、
抑制手段である電力サーミスタ26によって二次側巻線
8cに現れる電圧VT1は13Vに維持される。
【0016】その理由について説明する。第2の負荷が
小さくなって電力サーミスタ26を流れる電流が小さく
なる。そうすると、電力サーミスタ26の抵抗値はその
電流の低下とは逆に大きくなりその両端間での電圧降下
もそれに対応して例えば2V分となるとすると、上述し
たように、二次側巻線8d側に現れる電圧VT2は7V
になり、その結果、二次側巻線8d側への電流は、第2
の負荷が大きい場合と同じようになる。そのため、二次
側巻線8cに現れる電圧VT1は13Vに維持される。
【0017】その結果、ドロッパー回路18への二次側
巻線8cに現れる電圧VT1は第2の負荷が変動して
も、13Vに抑制されているので、ドロッパー回路18
での電圧降下は1Vとなり、このドロッパー回路18で
の電圧降下による電力ロスは最小限に抑制される。
【0018】なお、本発明では出力電圧検出回路20の
前段において、電気素子単体であるサーミスタ26を用
いたが、このサーミスタ単体に限定されるものではな
く、回路的に構成した抑制手段にも及ぶことは言うまで
もない。
【0019】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、第2の負
荷が変動しても第1の二次側巻線側に現れる電圧の変動
を抑制する抑制手段を備えたことから、第2の負荷が変
動してもドロッパー回路での電力ロスを最小限に抑制で
き、その分、電源の効率の低下を避けることができ、こ
れと同時にドロッパー回路での発熱量も最小限に抑制で
きるから従来のようなその発熱量に対処するために電源
の大型化を招くことがない。
【0020】この場合、抑制手段をサーミスタのような
電気素子を用い、それを第2の二次側巻線側の出力電圧
検出回路の前段に配備した場合では、回路構成が極めて
簡素化されるうえ、第2の負荷の変動に対して第1の二
次側巻線側に現れる電圧を容易にかつ正確に安定化させ
てドロッパー回路でのロスを最小限に抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の一実施形態に係るスイッチング電源の
回路図である。
【図2】従来のスイッチング電源の回路図である。
【符号の説明】
2 直流電源 4 出力端子 6 出力端子 8 トランス 10 スイッチング素子 12 制御回路 18 ドロッパー回路 22 出力電圧検出回路 26 電力サーミスタ

Claims (4)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】トランスの第1の二次側巻線側ではドロッ
    パー回路を用いて第1の負荷へ供給する第1の出力電圧
    を得る一方、第2の二次側巻線側では出力電圧検出回路
    の検出出力を一次側巻線側に帰還制御して第2の負荷に
    供給する第2の出力電圧を得るスイッチング電源であっ
    て、前記第2の負荷が変動しても前記第1の二次側巻線
    側に現れる電圧の変動を抑制する抑制手段を備えたこと
    を特徴とするスイッチング電源。
  2. 【請求項2】前記抑制手段が、前記第2の負荷が変動し
    た際には前記第2の二次側巻線側に現れる電圧を制御し
    て前記第1の二次側巻線側に現れる電圧の変動を抑制す
    ることを特徴とする請求項1記載のスイッチング電源。
  3. 【請求項3】前記抑制手段が、前記出力電圧検出回路の
    前段に配備されて通過電流の変化に対して抵抗値が逆方
    向に変化する電気素子であることを特徴とする請求項1
    または2記載のスイッチング電源。
  4. 【請求項4】前記第2の二次側巻線と出力電圧検出回路
    との間に整流平滑回路が設けられ、前記電気素子が前記
    整流平滑回路と出力電圧検出回路との間に設けられたサ
    ーミスタであることを特徴とする請求項3記載のスイッ
    チング電源。
JP17363996A 1996-07-03 1996-07-03 スイッチング電源 Pending JPH1023752A (ja)

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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001231261A (ja) * 2000-02-17 2001-08-24 Sanken Electric Co Ltd 直流電源装置

Cited By (1)

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JP2001231261A (ja) * 2000-02-17 2001-08-24 Sanken Electric Co Ltd 直流電源装置

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