JPH10174427A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】直流電源１をスイッチング素子３を介し定周期
で断続入力し、別の直流電源を生成し負荷８に出力する
ＤＣ−ＤＣコンバータであって、過大な負荷電流を検出
する検出抵抗１３、検出抵抗１３の両端電圧によって順
バイアスされるトランジスタ９、常時は負荷８への出力
電圧を一定に維持し、過大な負荷電流によってトランジ
スタ９がオンした時は出力電圧を降下させて過電流保護
を行うようにスイッチング素子３のオン／オフ比を制御
する制御部３０を持つＤＣ−ＤＣコンバータにて、過電
流検出時における検出抵抗の電圧降下、従ってその損失
を減らし、検出抵抗の小型化，発熱の低減，コンバータ
の効率向上等を計る。 【解決手段】電源１から抵抗１０を介し順電流が供給さ
れるダイオード１４の順電圧降下を抵抗１１，１２によ
り分圧した抵抗１２の電圧分と検出抵抗１３の両端電圧
との和をトランジスタ９の順バイアス電圧とし、検出抵
抗１３の電圧分を減らす。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、負荷電流の流れる
出力ラインに挿入した過電流検出抵抗（単に検出抵抗と
もいう）の負荷電流過大時における電圧降下を過電流保
護機能の作動に利用するＤＣ−ＤＣコンバータ、特に検
出抵抗の損失を低減するようにしたＤＣ−ＤＣコンバー
タに関する。

【０００２】なお以下各図において同一の符号は同一も
しくは相当部分を示す。

【０００３】

【従来の技術】図７はこの種の検出抵抗利用の過電流保
護機能を備えた、従来の非絶縁型（つまりＤＣ−ＤＣコ
ンバータの入力側と出力側がトランスで絶縁されていな
い）降圧チョッパ方式のＤＣ−ＤＣコンバータの原理回
路の構成例を示す。同図において１は直流電源、２は電
源電圧の脈動低減用のコンデンサ、３は電源１の電圧を
開閉するためのスイッチング素子、５と６は夫々スイッ
チング素子３の出力電圧を平滑化するためのリアクトル
とコンデンサ、４Ｆはスイッチング素子３のオフ時にリ
アクトル５の電流を維持するためのダイオード、８は外
部の負荷、７は負荷電圧の脈動低減用のコンデンサ、１
３は過大な負荷電流を検出するための過電流検出抵抗
（検出抵抗）、９は検出抵抗１３の負荷電流による電圧
降下を順バイアス、即ち順方向のベース・エミッタ電圧
Ｖ_BEとして入力するトランジスタ、３０はトランジスタ
９のオン信号を入力とするほか、コンバータ出力電圧
（負荷８の電圧）を検出しつつスイッチング素子３の開
閉を制御する制御部である。

【０００４】制御部３０は所定周期でスイッチング素子
３を開閉し、常時はコンバータ出力電圧を一定とするよ
うにスイッチング素子３のオン／オフ比を制御する。ま
たコンバータの負荷電流が過大となり、検出抵抗１３の
両端電圧がトランジスタ９のオン可能なベース・エミッ
タ電圧Ｖ_BEを越えると、制御部３０はトランジスタ９の
オンに基づいてスイッチング素子３のオン比率を絞り、
いわゆる垂下特性の形でコンバータ出力電圧を降下さ
せ、過電流保護を行う。

【０００５】図８は同じく検出抵抗利用の過電流保護機
能を備えた、従来のトランス絶縁型フライバック方式の
ＤＣ−ＤＣコンバータの原理回路の構成例を示す。同図
において１７は１次側（電源側）と２次側（負荷側）と
を絶縁するフライバック型のトランス、３１はスイッチ
ング素子３を所定周期で開閉制御し、トランス１７の１
次捲線１７１に電源１の電圧を断続印加する１次側制御
部、４はスイッチング素子３のオフ時にトランス１７の
２次捲線１７２に発生する電圧を整流するダイオードで
ある。１７３はトランス１７に、この例では２次捲線１
７２と同極性、且つ直列に設けられた補助捲線で、１５
はスイッチング素子３のオフ時に２次捲線１７２と補助
捲線１７３に発生する電圧を整流するダイオードであ
る。そしてダイオード４及び１５の出力は、他端がコン
バータ出力のＧＮＤライン（この場合、負極ライン）に
接続された夫々コンデンサ６及び１６によって平滑化さ
れる。なおコンデンサ１６の両端に形成される直流電源
を便宜上、２次側補助電源という。

【０００６】次に２６は２次側補助電源によって作られ
る基準電圧、２５は２次側補助電源によって作動し、検
出抵抗１３の両端電圧と基準電圧２６とを比較するオペ
アンプ、３２はコンバータの出力電圧とオペアンプ２５
の出力とを入力とし、必要な帰還信号をフォトカプラ１
８を介し絶縁して１次側制御部３１に伝える２次側制御
部である。

【０００７】図８の回路においては、１次側制御部３１
は常時は２次側制御部３２とフォトカプラ１８を介しコ
ンバータ出力電圧を検出しつつ、その値が一定となるよ
うにスイッチング素子３を開閉制御する。またコンバー
タの負荷電流が過大となり、検出抵抗１３の両端電圧が
基準電圧２６を上回るとオペアンプ２５の出力が反転す
るので、この時の２次側制御部３２の帰還信号に基づい
て１次側制御部３１はスイッチング素子３のオン比率を
絞り、コンバータ出力電圧を降下させ、過電流保護を行
う。

【０００８】

【発明が解決しようする課題】しかしながら、図７のよ
うに過電流保護のために検出抵抗１３とトランジスタ９
を用いる方式の場合、過電流検出時にトランジスタ９の
ベース・エミッタ電圧Ｖ_BE（１〜１・５Ｖ程度）分の電
圧を検出抵抗１３の両端に発生させる必要があり、ＤＣ
−ＤＣコンバータの定格出力電流の増加と共に検出抵抗
１３の損失が増大し、検出抵抗１３の大型化や発熱増
加，コンバータの効率低下等を招くという問題がある。

【０００９】このほか、トランジスタ９のベース・エミ
ッタ電圧Ｖ_BEは温度特性が大きいために、周囲温度によ
り過電流の検出値が大きく変化するという問題もある。
また、図８のように過電流保護のために検出抵抗１３と
オペアンプ２５を用いる方式の場合、制御部３０あるい
は１次側制御部３１に組み込まれるＩＣであって、過電
流検出用の専用オペアンプを内蔵し、過電流検出用の基
準電圧を任意に設定できるＩＣを用いた非絶縁型のＤＣ
−ＤＣコンバータでは特に問題はないが、その他の場合
は以下のような問題がある。

【００１０】１）過電流検出用の専用オペアンプがない
場合には、新たにオペアンプを使用しなければならない
が、トランジスタ９を利用する方式に比べコスト的に不
利である。 ２）過電流検出用の専用オペアンプを内蔵した前記ＩＣ
を持つ場合でも、絶縁トランスを持ち、１次側で制御す
るＤＣ−ＤＣコンバータの場合、図８のように２次側に
過電流検出用のオペアンプを設ける必要があり、１次側
制御部３１内の前記専用オペアンプは使用できず、コス
ト高になる。

【００１１】３）前記ＩＣを使用する場合でも、過電流
検出用の基準電圧と比較するには、過電流時の検出電圧
（過電流検出抵抗１３の電圧）は例えば１Ｖ以上でなけ
ればならず、コンバータの定格負荷電流が大きいときに
は、常時の検出抵抗１３の損失も大きくなる。 そこで本発明はこのような問題を解消し、絶縁型，非絶
縁型を問わずコスト的にも有利で且つ過電流検出抵抗の
損失を低減できるＤＣ−ＤＣコンバータを提供すること
を課題とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】前記の課題を解決するた
めに請求項１のＤＣ−ＤＣコンバータは、第１の直流電
源（１）をスイッチング手段（スイッチング素子３）を
介し繰り返し断続して入力し、少なくとも第２の直流電
源を生成し外部（負荷８）に出力するＤＣ−ＤＣコンバ
ータであって、第２の直流電源から外部に出力される負
荷電流の流路に直列に挿入された検出抵抗（１３）と、
この検出抵抗の両端電圧によって順バイアスされるトラ
ンジスタ（９）と、常時は第２の直流電源の電圧を一定
に維持し、過大な負荷電流によって前記トランジスタが
オンした時はこの電圧を降下させて過電流保護を行うよ
うに前記スイッチング手段のオン／オフ比を制御する制
御手段（制御部３０，１次側制御部３１など）とを備え
たＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、負荷電流と無関係に
順電流が供給されるダイオード（１４）の順電圧降下の
少なくとも一部（分圧抵抗１１，１２による分圧分）を
前記検出抵抗の両端電圧に加えて前記トランジスタを順
バイアスするようにする。

【００１３】また請求項２のＤＣ−ＤＣコンバータは、
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記
ダイオードが、その電極の１つを前記検出抵抗の一端に
接続され、第１の直流電源又はこのＤＣ−ＤＣコンバー
タ内で生成される第３の直流電源から（抵抗１０を介
し）順電流を供給されるようにする。

【００１４】また請求項３のＤＣ−ＤＣコンバータは、
請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記
第３の直流電源が、第１の直流電源から前記スイッチン
グ手段を介し１次捲線（１７１）を付勢され、２次捲線
（１７２）から第２の直流電源を生成するトランス（１
７）に設けた補助捲線（１７３）から生成されるように
する。

【００１５】また請求項４のＤＣ−ＤＣコンバータは、
請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記
第３の直流電源がシリーズレギュレータ回路（２０）を
介して外部に出力され、前記ダイオードの順電流がこの
シリーズレギュレータ回路の入力側の直流源から供給さ
れるようにする。

【００１６】本発明の作用は次の如くである。 １）過電流検出抵抗の電圧に、負荷電流と無関係に発生
させたダイオード順電圧降下Ｖ_F の少なくとも一部を重
畳してトランジスタ９のベース・エミッタ電圧Ｖ_BEとす
る。 ２）絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの場合、トランスに設
けた補助捲線から作られる直流電源により、前記ダイオ
ード順電圧降下Ｖ_F を発生させる。

【００１７】３）多出力の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
で、コンバータの主出力以外にシリーズレギュレータを
使用したコンバータ出力がある場合、そのシリーズレギ
ュレータの入力側直流源により前記ダイオード順電圧降
下Ｖ_F を発生させる。

【００１８】

【発明の実施の形態】

（実施例１）図１は非絶縁型の降圧チョッパ方式のＤＣ
−ＤＣコンバータに本発明を適用した原理回路の実施例
を示し、この図１は図７に対応している。図１において
は図７に対し、検出抵抗１３の負荷８側の端子にカソー
ドが接続されて電源１から常に抵抗１０を介して順電流
が給電されるダイオード１４と、このダイオード１４の
順電圧降下Ｖ_F を分圧する分圧抵抗１１，１２とが新た
に付加され、検出抵抗１３の両端電圧と分圧抵抗１２の
両端電圧との和の電圧がトランジスタ９のベース・エミ
ッタ間に順バイアス電圧として印加されている。

【００１９】図１の回路においては、トランジスタ９の
ベース・エミッタ間に、負荷電流に比例する検出抵抗１
３の両端電圧と、負荷電流と無関係にダイオード１４の
順電圧降下Ｖ_F を分圧した分圧抵抗１２の両端電圧、即
ちＶ_F ＊Ｒ１２／（Ｒ１１＋Ｒ１２）（但しＲ１１，Ｒ
１２は夫々分圧抵抗１１，１２の抵抗値とする）で表さ
れる電圧との和が印加されるので、図７の回路に比べ過
電流検出時、つまりトランジスタ９がオンする時におけ
る検出抵抗１３の電圧降下、従ってその損失を小さくす
ることができる。

【００２０】（実施例２）図２はトランス絶縁型のフラ
イバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータに本発明を適用し
た原理回路の実施例を示し、この図２は図８に対応して
いる。図２においては過電流検出回路が、図８の検出抵
抗１３，オペアンプ２５及び基準電圧２６からなる回路
から、図１と同様なトランジスタ９，抵抗１０〜１３，
ダイオード１４からなる回路に置換えられている。なお
図２にてダイオード１４の順電流は、図８と同様にフラ
イバックトランス１７の２次捲線１７２と補助捲線１７
３からダイオード１５とコンデンサ１６を介して作られ
た２次側補助電源より、抵抗１０を介して給電される。

【００２１】図２の２次側制御部３２は、トランジスタ
９のオン時（過電流検出時）には図８のオペアンプ２５
の出力が過電流検出時に反転したときの図８の２次側制
御部３２の動作と同様に動作する。このようにして図２
では過電流検出回路を、図８よりも簡単な回路で且つ検
出抵抗１３の損失を少なく構成することができる。 （実施例３）図３は多出力トランス絶縁型のフライバッ
ク方式のＤＣ−ＤＣコンバータに本発明を適用した原理
回路の実施例を示す。

【００２２】図３において図２と異なる点は、フライバ
ックトランス１７の２次捲線１７２と補助捲線１７３か
らダイオード１５とコンデンサ１６を介して作られた２
次側補助電源が、さらにシリーズレギュレータ２０と、
その出力端子に接続されたコンデンサ１９とによって安
定化され、負荷８に供給されるコンバータの主出力とは
別の出力（便宜上補助出力という）として負荷２１に供
給される点である。

【００２３】シリーズレギュレータ２０はそれ自体、過
電流保護機能を有しているため、もしその出力（負荷２
１）が短絡しても、シリーズレギュレータ２０の入力側
には電圧が確保されているので、この入力側からコンバ
ータ主出力の過電流検出回路のダイオード１４に順電流
を供給することができる。但しコンバータの補助出力に
シリーズレギュレータを用いない場合は、この補助出力
の負荷短絡時、補助出力を作る補助捲線の整流出力部の
電圧も０に近くなり、ダイオード１４に順電流を供給す
ることができなくなるので、この補助出力とは別に更に
別の補助捲線を設けてこの補助捲線で作った直流電源か
らダイオード１４に順電流を供給するようにする必要が
ある。

【００２４】（実施例４）図４は非絶縁型の降圧チョッ
パ方式のＤＣ−ＤＣコンバータに本発明を適用した原理
回路の別の実施例を示す。この図４はコンバータ入出力
のＧＮＤライン側の電位を共通にした例を示し、図１と
比較すると検出抵抗１３がコンバータの正極側の出力ラ
インに挿入されている。そしてダイオード１４のカソー
ドが検出抵抗１３の直流電源１側の端子に接続され、ダ
イオード１４の順電流が直流電源１の正極→抵抗１０→
ダイオード１４→コンデンサ６の正極の経路で流れるよ
うに構成されている。 但しこの図４の回路では、直流
電源１の正極とコンバータ出力側の平滑コンデンサ６の
正極との電位差はダイオード１４の順電圧降下Ｖ_Fより
充分大きいものとする。

【００２５】この図４においても分圧抵抗１１，１２に
よってダイオード１４の順電圧降下Ｖ_F を分圧した分圧
抵抗１２の電圧分と検出抵抗１３の負荷電流による電圧
降下との和がトランジスタ９のベース・エミッタ間の順
バイアス電圧となり、トランジスタ９のオン信号によっ
て制御部３０の過電流保護動作が行われる。 （実施例５）図５は多出力トランス絶縁型のフライバッ
ク方式のＤＣ−ＤＣコンバータに本発明を適用した原理
回路の別の実施例を示す。この図５はコンバータの主出
力を正極性、同じく補助出力を負極性とする例を示し、
コンバータの主出力及び補助出力ともに正極性とした図
３の実施例と比較すると、フライバックトランス１７の
直列、且つ同極性に接続された２次捲線１７２と補助捲
線１７３の位置が入れ替わり、この２つの捲線１７２と
１７３の接続点がコンバータ主出力と補助出力の共通の
ＧＮＤラインに接続されている。そしてコンバータ主出
力の回路は図３と同構成であるが、コンバータ補助出力
の回路は補助捲線１７３の整流出力端が図３とは逆側に
移り、トランジスタ９，ダイオード１４と１５，コンデ
ンサ１６と１９の極性が反転し、且つ検出抵抗１３に対
するダイオード１４及び分圧抵抗１２の接続位置と、ト
ランジスタ９の接続位置とが互いに入れ替わっている。

【００２６】この図５においてもダイオード１４の順電
流はコンデンサ１６の両端に生成される２次側補助電源
から抵抗１０を介して供給され、ダイオード１４の順電
圧降下Ｖ_F を分圧抵抗１１と１２とで分圧した、分圧抵
抗１２の電圧分と、負荷電流による検出抵抗１３の電圧
降下との和がＰＮＰトランジスタ９の順バイアスに用い
られ、このＰＮＰトランジスタ９のオン信号が２次側制
御部３２に与えられることによって１次側制御部３１に
より過電流保護動作が行われる。

【００２７】次に図６は図５の回路の具体的な構成例を
示す。但し図６では図５に対し、コンバータ主出力回路
の正極ライン上のコンデンサ６と７の間にリアクトル５
が追加挿入されているがこれは必須のものではない。図
６を補足説明すると、１次側制御部３１内において、３
１１は所定周期で所定振幅の三角波を発振出力する発振
器、３１２は抵抗３１３〜３１６と共に所定ゲインの増
幅器を構成するオペアンプ、３１７は発振器３１１の出
力とオペアンプ３１２の出力とを比較し、発振器３１１
の発振周期で可変パルス幅の矩形波信号（ＰＷＭ信号）
を出力する比較器、３１８は比較器３１７の出力をスイ
ッチング素子３の駆動パルスに変換するドライブ回路で
ある。また３１９は電源電圧１を入力して生成される基
準電源で、フォトカプラ１８のフォトトランジスタ１８
２を介してオペアンプ３１２の＋入力側の抵抗３１３，
３１４に電圧を与える役割を持つ。

【００２８】また２次側制御部３２内において、３２１
は過電流検出時にＰＮＰトランジスタ９のオンに基き、
抵抗３２２を介してオンされるＮＰＮトランジスタ、３
２５は抵抗３２６〜３２９と共にコンバータ主出力の正
極ラインとの接続点ａと、同じくコンバータ出力のＧＮ
Ｄラインとの接続点ｂ間の電圧を一定に維持するシャン
トレギュレータである。なおこの例ではシャントレギュ
レータ３２５の制御電極（点ｃ）と、アノード側主電極
（接続点ｂ）との間の電圧が２・５Ｖに維持され、従っ
て抵抗３２６，３２７の抵抗値を夫々Ｒ３２６，Ｒ３２
７で表すと、接続点ａ，ｂ間の電圧が２・５Ｖ＊（Ｒ３
２６＋Ｒ３２７）／Ｒ３２７の設定値に維持されるよう
にシャントレギュレータ３２５のカソード側の主電極に
流入する電流、換言すれば抵抗３２８，３２９を流れる
電流が調節される。但しこの場合、抵抗３２９には並列
にフォトカプラ１８のフォトダイオード１８１が設けら
れおり、実際上、抵抗３２９に流れるべきレギュレータ
カソード側主電極流入電流の大部分はフォトダイオード
１８１に分流する。

【００２９】図６の制御部３１，３２の動作を説明する
と、コンバータ主出力の負荷８の電流が正常値の場合、
トランジスタ９、従ってトランジスタ３２１はオフして
いる。ここでコンバータ主出力側の電圧が設定値を越え
かけるとシャントレギュレータ３２５のカソード側主電
極流入電流、従ってフォトダイオード１８１の電流（従
って光量）が増加し、フォトトランジスタ１８２の電流
が増加する。

【００３０】これにより抵抗３１４の両端電圧、換言す
ればオペアンプ３１２の＋入力の電位（Ｖ⁺ とする）が
上昇し、これに対応してオペアンプ３１２の出力電位
（Ｖ_Oとする）も上昇する。なお、抵抗３１５，３１６
の抵抗値を夫々Ｒ３１５，Ｒ３１６で表すと、オペアン
プ３１２の−入力の電位は＋入力の電位Ｖ⁺ に略等しい
ので、オペアンプ３１２の出力電位Ｖ_O は略Ｖ⁺ ＊（Ｒ
３１５＋Ｒ３１６）／Ｒ３１６に等しい。

【００３１】このため、発振器３１１の出力三角波がオ
ペアンプ３１２の出力Ｖ_O を上回る期間が減少し、比較
器３１７はスイッチング素子３のオン比率を下げる方向
のＰＷＭ信号を出力する。このようにしてＤＣ−ＤＣコ
ンバータの主出力の電圧が一定に維持される。次にコン
バータ主出力の負荷８が短絡したような場合、検出抵抗
１３の電流が過電流検出値に達するとトランジスタ９、
従ってトランジスタ３２１がオンする。このためコンバ
ータ主出力の正極ライン→抵抗３２８→フォトダイオー
ド１８１→抵抗３２４→トランジスタ３２１→コンバー
タ補助出力の負極ラインの経路で大きく電流が流れ、こ
れによりスイッチング素子３のオン比率が大きく絞り込
まれ過電流保護動作が行われる。

【００３２】

【発明の効果】本発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ
の負荷電流が流れる検出抵抗の両端電圧と、負荷電流と
無関係に順電流を供給されるダイオードの順電圧降下Ｖ
_F の少なくとも一部（分圧電圧）との和を、過電流検出
時にオンさせるトランジスタの順バイアス電圧とし、そ
のトランジスタのオン信号をＤＣ−ＤＣコンバータの入
力直流電源を開閉するスイッチング素子の制御回路に与
え過電流保護動作を行わせるようにしたので、過電流検
出時における検出抵抗の電圧降下、従ってその損失を小
さくすることができ、検出抵抗の小型化，発熱の低減，
コンバータの効率向上等を計ることができる。

【００３３】また、ダイオードの順電圧降下Ｖ_F の前記
分圧電圧の割合を変えることで、過電流検出時の検出抵
抗の両端電圧、従ってこの時の過電流値（便宜上、検出
電流という）あるいは検出抵抗の抵抗値を任意に設定す
ることができる。また、前記トランジスタのベース・エ
ミッタ電圧Ｖ_BEは温度により減少する温度特性を持って
いるが、前記ダイオードの順電圧降下Ｖ_F 、従ってその
分圧電圧も同様な温度特性を持っているので、検出電流
の温度による変化を軽減することができる。なお順電圧
降下Ｖ_F の分圧電圧の割合を大きくするほど検出電流の
温度変化は小さくなる。

【００３４】また、過電流検出回路をオペアンプで構成
する場合に比べ安価に構成することができ、またトラン
ス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは２次側にオペアンプ
を使用する場合に比べ、前記ダイオードに順電流を流す
ための２次側補助電源の電圧を低くすることができ、従
ってトランスの補助捲線のターン数を少なくすることが
できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例としての原理回路図

【図２】本発明の第２の実施例としての原理回路図

【図３】本発明の第３の実施例としての原理回路図

【図４】本発明の第４の実施例としての原理回路図

【図５】本発明の第５の実施例としての原理回路図

【図６】図５の回路の具体的構成例を示す回路図

【図７】従来の非絶縁型降圧チョッパ方式のＤＣ−ＤＣ
コンバータの原理回路の構成例を示す図

【図８】従来のトランス絶縁型フライバック方式のＤＣ
−ＤＣコンバータの原理回路の構成例を示す図

【符号の説明】

１ 直流電源 ２ コンデンサ ３ スイッチング素子 ４，４Ｆ ダイオード ５ リアクトル ６，７ コンデンサ ８ 負荷 ９ トランジスタ １０〜１２ 抵抗 （１１，１２ 分圧抵抗） １３ 検出抵抗 １４，１５ ダイオード １６ コンデンサ １７ フライバックトランス １８ フォトカプラ １９ コンデンサ ２０ シリーズレギュレータ ２１ 負荷 ３０ 制御部 ３１ １次側制御部 ３２ ２次側制御部 １７１ １次捲線 １７２ ２次捲線 １７３ 補助捲線 １８１ フォトダイオード １８２ フォトトランジスタ ３１１ 発振器 ３１２ オペアンプ ３１３〜３１６ 抵抗 ３１７ 比較器 ３１８ ドライブ回路 ３１９ 基準電源 ３２１ トランジスタ ３２２〜３２４ 抵抗 ３２５ シャントレギュレータ ３２６〜３２９ 抵抗

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第１の直流電源をスイッチング手段を介し
   繰り返し断続して入力し、少なくとも第２の直流電源を
   生成し外部に出力するＤＣ−ＤＣコンバータであって、 第２の直流電源から外部に出力される負荷電流の流路に
   直列に挿入された検出抵抗と、 この検出抵抗の両端電圧によって順バイアスされるトラ
   ンジスタと、 常時は第２の直流電源の電圧を一定に維持し、過大な負
   荷電流によって前記トランジスタがオンした時はこの電
   圧を降下させて過電流保護を行うように前記スイッチン
   グ手段のオン／オフ比を制御する制御手段とを備えたＤ
   Ｃ−ＤＣコンバータにおいて、 負荷電流と無関係に順電流が供給されるダイオードの順
   電圧降下の少なくとも一部を前記検出抵抗の両端電圧に
   加えて前記トランジスタを順バイアスするようにしたこ
   とを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 【請求項２】請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータに
   おいて、 前記ダイオードが、その電極の１つを前記検出抵抗の一
   端に接続され、第１の直流電源又はこのＤＣ−ＤＣコン
   バータ内で生成される第３の直流電源から順電流を供給
   されることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 【請求項３】請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータに
   おいて、 前記第３の直流電源が、第１の直流電源から前記スイッ
   チング手段を介し１次捲線を付勢され、２次捲線から第
   ２の直流電源を生成するトランスに設けた補助捲線から
   生成されることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 【請求項４】請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータに
   おいて、 前記第３の直流電源がシリーズレギュレータ回路を介し
   て外部に出力され、前記ダイオードの順電流がこのシリ
   ーズレギュレータ回路の入力側の直流源から供給される
   ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。