JPH10173438A - 発振回路 - Google Patents
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- JPH10173438A JPH10173438A JP8346557A JP34655796A JPH10173438A JP H10173438 A JPH10173438 A JP H10173438A JP 8346557 A JP8346557 A JP 8346557A JP 34655796 A JP34655796 A JP 34655796A JP H10173438 A JPH10173438 A JP H10173438A
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 59
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- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 4
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- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 1
- 239000004020 conductor Substances 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
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- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
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- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
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- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 並列共振回路１５のＱを高めて発振回路のＣ
／Ｎを大きくする。 【解決手段】 トランジスタ１のベ−ス、エミッタ間お
よびエミッタ、コレクタ間にそれぞれ帰還コンデンサ
３、４を接続するとともに、前記ベ−スと前記コレクタ
との間に前記二つの帰還コンデンサ３、４とともに並列
共振回路を構成する直列接続された二つのコイル２２、
２３を設け、前記トランジスタ１のエミッタと前記二つ
のコイル２２、２３の接続点２６にエミッタバイアス抵
抗１４を接続した。
／Ｎを大きくする。 【解決手段】 トランジスタ１のベ−ス、エミッタ間お
よびエミッタ、コレクタ間にそれぞれ帰還コンデンサ
３、４を接続するとともに、前記ベ−スと前記コレクタ
との間に前記二つの帰還コンデンサ３、４とともに並列
共振回路を構成する直列接続された二つのコイル２２、
２３を設け、前記トランジスタ１のエミッタと前記二つ
のコイル２２、２３の接続点２６にエミッタバイアス抵
抗１４を接続した。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は発振回路に関わり、
特に、狭帯域通信の局部発振用として用いるのに好適な
発振回路に関する。
特に、狭帯域通信の局部発振用として用いるのに好適な
発振回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の発振回路を、図６を用いて説明す
る。図６に示す発振回路は、コレクタ接地型のコルピッ
ツ発振回路であり、発振トランジスタ（以下、単にトラ
ンジスタという）１のコレクタは低インピ−ダンスの接
地コンデンサ２を介してグランド（ア−ス）に高周波的
に接続されている。また、ベ−スとエミッタとの間、エ
ミッタとグランドとの間にはそれぞれ帰還コンデンサ
３、４が接続され、さらに、ベ−スとグランドとの間に
はクラップコンデンサ５を介してコイル６が接続されて
いる。この結果、トランジスタ１のベ−スとコレクタと
の間には、二つの帰還コンデンサ３、４が直列に介挿さ
れ、また、コイル６が、この直列接続された二つの帰還
コンデンサ３、４サに並列接続されることで並列共振回
路７が構成される。コイル６には、直列接続された補正
コンデンサ８とバラクタダイオ−ド９が並列に接続さ
れ、このバラクタダイオ−ド９のカソ−ドに、給電抵抗
１０を介して同調電圧が印加される。帰還コンデンサ
４、コイル６の各一端とバラクタダイオ−ド９のアノ−
ドとはグランドに直接接続されており、グランドおよび
接地コンデンサ２を介してトランジスタ１のコレクタに
高周波的に接続されている。なお、クラップコンデンサ
５は、必ずしも必要なものではない。
る。図６に示す発振回路は、コレクタ接地型のコルピッ
ツ発振回路であり、発振トランジスタ（以下、単にトラ
ンジスタという）１のコレクタは低インピ−ダンスの接
地コンデンサ２を介してグランド（ア−ス）に高周波的
に接続されている。また、ベ−スとエミッタとの間、エ
ミッタとグランドとの間にはそれぞれ帰還コンデンサ
３、４が接続され、さらに、ベ−スとグランドとの間に
はクラップコンデンサ５を介してコイル６が接続されて
いる。この結果、トランジスタ１のベ−スとコレクタと
の間には、二つの帰還コンデンサ３、４が直列に介挿さ
れ、また、コイル６が、この直列接続された二つの帰還
コンデンサ３、４サに並列接続されることで並列共振回
路７が構成される。コイル６には、直列接続された補正
コンデンサ８とバラクタダイオ−ド９が並列に接続さ
れ、このバラクタダイオ−ド９のカソ−ドに、給電抵抗
１０を介して同調電圧が印加される。帰還コンデンサ
４、コイル６の各一端とバラクタダイオ−ド９のアノ−
ドとはグランドに直接接続されており、グランドおよび
接地コンデンサ２を介してトランジスタ１のコレクタに
高周波的に接続されている。なお、クラップコンデンサ
５は、必ずしも必要なものではない。
【０００３】トランジスタ１のベ−スには、電源端子１
１とグランドとの間に接続されたベ−スバイアス抵抗１
２、１３によってバイアス電圧が与えられ、また、エミ
ッタとグランドとの間にはエミッタバイアス抵抗１４が
接続されている。ベ−スバイアス抵抗１２、１３には通
常数ＫΩの抵抗値のものが使用されるが、エミッタバイ
アス抵抗１４には、低電圧で駆動する発振回路では１０
０Ω乃至２００Ωの低抵抗値のものが使用される。
１とグランドとの間に接続されたベ−スバイアス抵抗１
２、１３によってバイアス電圧が与えられ、また、エミ
ッタとグランドとの間にはエミッタバイアス抵抗１４が
接続されている。ベ−スバイアス抵抗１２、１３には通
常数ＫΩの抵抗値のものが使用されるが、エミッタバイ
アス抵抗１４には、低電圧で駆動する発振回路では１０
０Ω乃至２００Ωの低抵抗値のものが使用される。
【０００４】以上のような構成の発振回路は、極めて一
般的なものであり、その動作の詳細な説明は省略する
が、クラップコンデンサ５、コイル６、補正コンデンサ
８、バラクタダイオ−ド９からなる直並列回路１５が、
全体として誘導性（インダクティブ）となって、直列接
続された帰還コンデンサ３、４に並列に接続されること
により、トランジスタ１のコレクタとベ−スとの間に並
列共振回路７が構成され、帰還コンデンサ３、４の接続
点、即ち、トランジスタ１のエミッタを中点として並列
共振回路７の両端、即ち、トランジスタ１のコレクタと
ベ−スとが逆位相関係になることから発振が成り立って
いる。
般的なものであり、その動作の詳細な説明は省略する
が、クラップコンデンサ５、コイル６、補正コンデンサ
８、バラクタダイオ−ド９からなる直並列回路１５が、
全体として誘導性（インダクティブ）となって、直列接
続された帰還コンデンサ３、４に並列に接続されること
により、トランジスタ１のコレクタとベ−スとの間に並
列共振回路７が構成され、帰還コンデンサ３、４の接続
点、即ち、トランジスタ１のエミッタを中点として並列
共振回路７の両端、即ち、トランジスタ１のコレクタと
ベ−スとが逆位相関係になることから発振が成り立って
いる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】この種の発振回路は、
近年、携帯電話機用として、小型化、省電力化、低駆動
電圧化を図ったＶＣＯ（電圧制御発振器）として多用さ
れているが、それに伴い、発振回路の重要な性能である
Ｃ／Ｎ（キャリア−対ノイズ比）が低下している。その
主な理由は、コイル６の、小型化による無負荷Ｑの低下
であり、さらには、トランジスタ１のバイアス抵抗、特
に、低抵抗値のエミッタバイアス抵抗１４による並列共
振回路７のＱの低下である。エミッタバイアス抵抗１４
は、帰還コンデンサ４に並列に接続されており、並列共
振回路７の両端に発生する共振電圧を受けて共振電流の
一部が流れ、電力を消費することにより並列共振回路７
のＱを低下させ、Ｃ／Ｎを低下させる。エミッタバイア
ス抵抗１４の抵抗値が小さくなるほどＱおよびＣ／Ｎの
低下は大きくなる。そして、発振回路の駆動電圧を低電
圧化するほどエミッタバイアス抵抗１４の抵抗値を小さ
くせざるを得ないため（トランジスタ１のコレクタ、エ
ミッタ間に所定の電圧を確保するため）Ｑの低下、Ｃ／
Ｎの低下は非常に重要な問題となっている。そこで、本
発明は、並列共振回路７のＱを高めて発振回路のＣ／Ｎ
を大きくすることを目的とする。
近年、携帯電話機用として、小型化、省電力化、低駆動
電圧化を図ったＶＣＯ（電圧制御発振器）として多用さ
れているが、それに伴い、発振回路の重要な性能である
Ｃ／Ｎ（キャリア−対ノイズ比）が低下している。その
主な理由は、コイル６の、小型化による無負荷Ｑの低下
であり、さらには、トランジスタ１のバイアス抵抗、特
に、低抵抗値のエミッタバイアス抵抗１４による並列共
振回路７のＱの低下である。エミッタバイアス抵抗１４
は、帰還コンデンサ４に並列に接続されており、並列共
振回路７の両端に発生する共振電圧を受けて共振電流の
一部が流れ、電力を消費することにより並列共振回路７
のＱを低下させ、Ｃ／Ｎを低下させる。エミッタバイア
ス抵抗１４の抵抗値が小さくなるほどＱおよびＣ／Ｎの
低下は大きくなる。そして、発振回路の駆動電圧を低電
圧化するほどエミッタバイアス抵抗１４の抵抗値を小さ
くせざるを得ないため（トランジスタ１のコレクタ、エ
ミッタ間に所定の電圧を確保するため）Ｑの低下、Ｃ／
Ｎの低下は非常に重要な問題となっている。そこで、本
発明は、並列共振回路７のＱを高めて発振回路のＣ／Ｎ
を大きくすることを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】以上の課題を解決するた
め、本発明の発振回路は、トランジスタのベ−ス、エミ
ッタ間およびエミッタ、コレクタ間にそれぞれ帰還コン
デンサを接続するとともに、前記ベ−スと前記コレクタ
との間に前記二つの帰還コンデンサとともに並列共振回
路を構成する直列接続された二つのインダクタを設け、
前記エミッタと前記二つのインダクタ同士の接続点との
間ににエミッタバイアス抵抗を接続した。
め、本発明の発振回路は、トランジスタのベ−ス、エミ
ッタ間およびエミッタ、コレクタ間にそれぞれ帰還コン
デンサを接続するとともに、前記ベ−スと前記コレクタ
との間に前記二つの帰還コンデンサとともに並列共振回
路を構成する直列接続された二つのインダクタを設け、
前記エミッタと前記二つのインダクタ同士の接続点との
間ににエミッタバイアス抵抗を接続した。
【０００７】また、本発明の発振回路は、前記二つのイ
ンダクタの前記接続点を、前記ベ−ス、エミッタ間に接
続された帰還コンデンサの両端に発生する共振電圧と、
前記ベ−スと前記接続点との間に発生する共振電圧とが
等しくなる位置に設定した。
ンダクタの前記接続点を、前記ベ−ス、エミッタ間に接
続された帰還コンデンサの両端に発生する共振電圧と、
前記ベ−スと前記接続点との間に発生する共振電圧とが
等しくなる位置に設定した。
【０００８】また、本発明の発振回路は、前記二つのイ
ンダクタのいずれか一方のインダクタの一端をグランド
に直接接続するとともに、ベ−ス接地型またはコレクタ
接地型で構成した。
ンダクタのいずれか一方のインダクタの一端をグランド
に直接接続するとともに、ベ−ス接地型またはコレクタ
接地型で構成した。
【０００９】また、本発明の発振回路は、トランジスタ
のベ−ス、エミッタ間およびエミッタ、コレクタ間にそ
れぞれ帰還コンデンサを接続し、前記エミッタとグラン
ドとの間に高周波阻止用のインダクタとエミッタバイア
ス抵抗とを直列接続した。
のベ−ス、エミッタ間およびエミッタ、コレクタ間にそ
れぞれ帰還コンデンサを接続し、前記エミッタとグラン
ドとの間に高周波阻止用のインダクタとエミッタバイア
ス抵抗とを直列接続した。
【００１０】また、本発明の発振回路は、前記高周波阻
止用のインダクタのインピ−ダンスを、発振周波数にお
いて前記帰還コンデンサのインピ−ダンスよりも充分大
きくした。
止用のインダクタのインピ−ダンスを、発振周波数にお
いて前記帰還コンデンサのインピ−ダンスよりも充分大
きくした。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、本発明の第一の実施の形態
を図１乃至図３を用いて説明し、また、本発明の第二の
実施の形態を図４及び図５を用いて説明する。ここで、
図１はコレクタ接地型の発振回路、図２はその等価回
路、図３はベ−ス接地型の発振回路を示す。また、図４
はコレクタ接地型の発振回路、図５はベ−ス接地型の発
振回路を示す。なお、これらの図において、従来の構成
部分と同一なものに対しては同一符号を付してその説明
を省略する。
を図１乃至図３を用いて説明し、また、本発明の第二の
実施の形態を図４及び図５を用いて説明する。ここで、
図１はコレクタ接地型の発振回路、図２はその等価回
路、図３はベ−ス接地型の発振回路を示す。また、図４
はコレクタ接地型の発振回路、図５はベ−ス接地型の発
振回路を示す。なお、これらの図において、従来の構成
部分と同一なものに対しては同一符号を付してその説明
を省略する。
【００１２】まず、図１に於いて、直列接続された二つ
の帰還コンデンサ３、４に対して、クラップコンデンサ
５を介して並列接続されるコイル２１は、二つのコイル
２２、２３が直列接続されて構成されており、このコイ
ル２１のインダクタンスは、図６に示す従来の発振回路
におけるコイル６のそれと同じである。そして、クラッ
プコンデンサ５、補正コンデンサ８、バラクタダイオ−
ド９、コイル２１からなる直並列回路２４は全体として
誘導性（インダクティブ）となって、直列接続された帰
還コンデンサ３、４に並列に接続されて並列共振回路２
５が構成される。また、コイル２１の一端およびバラク
タダイオ−ド９のアノ−ドはグランドに直接接続されて
いる。これによってコレクタ接地型の発振回路が構成さ
れている。
の帰還コンデンサ３、４に対して、クラップコンデンサ
５を介して並列接続されるコイル２１は、二つのコイル
２２、２３が直列接続されて構成されており、このコイ
ル２１のインダクタンスは、図６に示す従来の発振回路
におけるコイル６のそれと同じである。そして、クラッ
プコンデンサ５、補正コンデンサ８、バラクタダイオ−
ド９、コイル２１からなる直並列回路２４は全体として
誘導性（インダクティブ）となって、直列接続された帰
還コンデンサ３、４に並列に接続されて並列共振回路２
５が構成される。また、コイル２１の一端およびバラク
タダイオ−ド９のアノ−ドはグランドに直接接続されて
いる。これによってコレクタ接地型の発振回路が構成さ
れている。
【００１３】一方、トランジスタ１のエミッタバイアス
抵抗１４は、コイル２２と２３との接続点２６に接続さ
れている。なお、ここでは、二つのコイル２２、２３を
直列接続しているが、一つのコイルを用いて中間タップ
を設けても良く、その場合は中間タップが接続点とな
る。このようにすることによって、エミッタバイアス抵
抗１４は、帰還コンデンサ４に並列に接続されず、従っ
て、エミッタバイアス抵抗１４に流れる共振電流は従来
の発振回路に比較して少なくなり、並列共振回路２５の
Ｑが高くなる。なお、コイル２２と２３との接続点２６
を、トランジスタ１のベ−スとエミッタとの間に発生す
る共振電圧、すなわち、帰還コンデンサ３の両端に発生
する共振電圧と、トランジスタ１のベ−スと接続点２６
との間に発生する共振電圧とが等しくなるように設定す
れば理想的となり、トランジスタ１のエミッタとコレク
タ（グランド）との間に発生する共振電圧、すなわち、
帰還コンデンサ４の両端に発生する共振電圧と、接続点
２６とグランドとの間に発生する共振電圧も等しくな
り、トランジスタ１のエミッタと接続点２６とは同電位
となって、トランジスタ１のエミッタと接続点２６との
間に接続されたエミッタバイアス抵抗１４には共振電流
が流れず、並列共振回路２５のＱ、従って、発振回路の
Ｃ／Ｎが一層高くなる。
抵抗１４は、コイル２２と２３との接続点２６に接続さ
れている。なお、ここでは、二つのコイル２２、２３を
直列接続しているが、一つのコイルを用いて中間タップ
を設けても良く、その場合は中間タップが接続点とな
る。このようにすることによって、エミッタバイアス抵
抗１４は、帰還コンデンサ４に並列に接続されず、従っ
て、エミッタバイアス抵抗１４に流れる共振電流は従来
の発振回路に比較して少なくなり、並列共振回路２５の
Ｑが高くなる。なお、コイル２２と２３との接続点２６
を、トランジスタ１のベ−スとエミッタとの間に発生す
る共振電圧、すなわち、帰還コンデンサ３の両端に発生
する共振電圧と、トランジスタ１のベ−スと接続点２６
との間に発生する共振電圧とが等しくなるように設定す
れば理想的となり、トランジスタ１のエミッタとコレク
タ（グランド）との間に発生する共振電圧、すなわち、
帰還コンデンサ４の両端に発生する共振電圧と、接続点
２６とグランドとの間に発生する共振電圧も等しくな
り、トランジスタ１のエミッタと接続点２６とは同電位
となって、トランジスタ１のエミッタと接続点２６との
間に接続されたエミッタバイアス抵抗１４には共振電流
が流れず、並列共振回路２５のＱ、従って、発振回路の
Ｃ／Ｎが一層高くなる。
【００１４】なお、同調電圧を変えることによってバラ
クタダイオ−ド９の容量値が変化し、その結果、接続点
２６の電位とトランジスタ１のエミッタの電位との間に
差が生じる。これは、クラップコンデンサ５の存在によ
るものである。従って、接続点２６の電位とトランジス
タ１のエミッタの電位とを同じに保つためには、コイル
２２と２３とのインダクタンス比を変える必要がある
が、その差は僅かであるので、バラクタダイオ−ド９の
容量変化の中央値においてコイル２２、２３のインダク
タンス値を決定しても実用上の問題はない。
クタダイオ−ド９の容量値が変化し、その結果、接続点
２６の電位とトランジスタ１のエミッタの電位との間に
差が生じる。これは、クラップコンデンサ５の存在によ
るものである。従って、接続点２６の電位とトランジス
タ１のエミッタの電位とを同じに保つためには、コイル
２２と２３とのインダクタンス比を変える必要がある
が、その差は僅かであるので、バラクタダイオ−ド９の
容量変化の中央値においてコイル２２、２３のインダク
タンス値を決定しても実用上の問題はない。
【００１５】図２は図１の発振回路の等価回路である
が、ここで、コイル２７は、図１の直並列回路２４を等
価的に示したものである。コイル２７を構成するコイル
２８、２９はクラップコンデンサ５、補正コンデンサ
８、バラクタダイオ−ド９を含んだ等価的なものであ
り、図１のコイル２２、２３とは一致しない。ここで、
帰還コンデンサ３、４とコイル２８、２９とは、いわゆ
るブリッジ回路を構成することになり、帰還コンデンサ
３、４のインピ−ダンス比とコイル２８、２９のインピ
−ダンス比を同じにすることでブリッジ回路が平衡状態
となり、エミッタバイアス抵抗１４には共振電流が流れ
ないことになる。ここで、平衡状態は、帰還コンデンサ
３の両端に発生する共振電圧と、トランジスタ１のベ−
スと接続点２６との間に発生する共振電圧とが等しくな
ることに他ならない。
が、ここで、コイル２７は、図１の直並列回路２４を等
価的に示したものである。コイル２７を構成するコイル
２８、２９はクラップコンデンサ５、補正コンデンサ
８、バラクタダイオ−ド９を含んだ等価的なものであ
り、図１のコイル２２、２３とは一致しない。ここで、
帰還コンデンサ３、４とコイル２８、２９とは、いわゆ
るブリッジ回路を構成することになり、帰還コンデンサ
３、４のインピ−ダンス比とコイル２８、２９のインピ
−ダンス比を同じにすることでブリッジ回路が平衡状態
となり、エミッタバイアス抵抗１４には共振電流が流れ
ないことになる。ここで、平衡状態は、帰還コンデンサ
３の両端に発生する共振電圧と、トランジスタ１のベ−
スと接続点２６との間に発生する共振電圧とが等しくな
ることに他ならない。
【００１６】図３は、本発明の第一の実施の形態をベ−
ス接地型の発振回路で構成したものであり、トランジス
タ１のベ−スは接地コンデンサ２でグランドに接続さ
れ、また、コレクタは、高周波阻止用のコイル３０で電
源端子１１に接続される。そして、直列接続された二つ
の帰還コンデンサ３、４に対して、クラップコンデンサ
５を介して並列接続されるコイル３１は、二つのコイル
３２、３３が直列接続されて構成されており、このコイ
ル３１のインダクタンス値は、図６に示す従来の発振回
路におけるコイル６のそれと同じである。そして、クラ
ップコンデンサ５、補正コンデンサ８、バラクタダイオ
−ド９、コイル３１からなる直並列回路３４は全体とし
て誘導性（インダクティブ）となって、直列接続された
帰還コンデンサ３、４に並列に接続されて並列共振回路
３５が構成される。但し、クラップコンデンサ５はトラ
ンジスタ１のコレクタ側に接続され、コイル３２の一端
とバラクタダイオ−ド９のアノ−ドがグランドに直接接
続されている。これによって、ベ−ス接地型の発振回路
が構成されている。
ス接地型の発振回路で構成したものであり、トランジス
タ１のベ−スは接地コンデンサ２でグランドに接続さ
れ、また、コレクタは、高周波阻止用のコイル３０で電
源端子１１に接続される。そして、直列接続された二つ
の帰還コンデンサ３、４に対して、クラップコンデンサ
５を介して並列接続されるコイル３１は、二つのコイル
３２、３３が直列接続されて構成されており、このコイ
ル３１のインダクタンス値は、図６に示す従来の発振回
路におけるコイル６のそれと同じである。そして、クラ
ップコンデンサ５、補正コンデンサ８、バラクタダイオ
−ド９、コイル３１からなる直並列回路３４は全体とし
て誘導性（インダクティブ）となって、直列接続された
帰還コンデンサ３、４に並列に接続されて並列共振回路
３５が構成される。但し、クラップコンデンサ５はトラ
ンジスタ１のコレクタ側に接続され、コイル３２の一端
とバラクタダイオ−ド９のアノ−ドがグランドに直接接
続されている。これによって、ベ−ス接地型の発振回路
が構成されている。
【００１７】そして、図１のコレクタ接地型発振回路と
同様に、トランジスタ１のエミッタバイアス抵抗１４
は、コイル３２と３３との接続点３６に接続され、この
接続点３６は、帰還コンデンサ３の両端に発生する共振
電圧と、コイル３２の両端に発生する共振電圧とが等し
くなるように設定される。この結果、帰還コンデンサ４
の両端に発生する共振電圧と、接続点３６とコレクタと
の間に発生する共振電圧も等しくなり、トランジスタ１
のエミッタと接続点３６とは同電位となる。従って、ト
ランジスタ１のエミッタと接続点３６との間に接続され
たエミッタバイアス抵抗１４には共振電流が流れず、並
列共振回路３５のＱが高くなり、発振回路のＣ／Ｎが向
上する。
同様に、トランジスタ１のエミッタバイアス抵抗１４
は、コイル３２と３３との接続点３６に接続され、この
接続点３６は、帰還コンデンサ３の両端に発生する共振
電圧と、コイル３２の両端に発生する共振電圧とが等し
くなるように設定される。この結果、帰還コンデンサ４
の両端に発生する共振電圧と、接続点３６とコレクタと
の間に発生する共振電圧も等しくなり、トランジスタ１
のエミッタと接続点３６とは同電位となる。従って、ト
ランジスタ１のエミッタと接続点３６との間に接続され
たエミッタバイアス抵抗１４には共振電流が流れず、並
列共振回路３５のＱが高くなり、発振回路のＣ／Ｎが向
上する。
【００１８】以上のように、本発明の発振回路の第一の
実施の形態では、トランジスタ１のエミッタと二つのコ
イルの接続点２６または３６との間にエミッタバイアス
抵抗１４を接続したので、エミッタバイアス抵抗１４に
流れる共振電流は従来の発振回路に比較して少なくな
り、並列共振回路２５および３５のＱが高くなる。ま
た、二つのコイルの接続点２６または３６を、帰還コン
デンサ３に発生する共振電圧と、トランジスタ１のベ−
スと接続点２６または３６との間に発生する共振電圧と
が等しくなる位置に設定することにより、エミッタバイ
アス抵抗１４には共振電流を流さないようにできるの
で、並列共振回路２５または３５のＱを一層高くでき
る。さらに、二つのコイル２３または３２をグランドに
直接接続すればエミッタバイアス抵抗を接続点２６また
は３６に接続するだけで、コレクタ接地型またはベ−ス
接地型の発振回路を簡単に構成できる。
実施の形態では、トランジスタ１のエミッタと二つのコ
イルの接続点２６または３６との間にエミッタバイアス
抵抗１４を接続したので、エミッタバイアス抵抗１４に
流れる共振電流は従来の発振回路に比較して少なくな
り、並列共振回路２５および３５のＱが高くなる。ま
た、二つのコイルの接続点２６または３６を、帰還コン
デンサ３に発生する共振電圧と、トランジスタ１のベ−
スと接続点２６または３６との間に発生する共振電圧と
が等しくなる位置に設定することにより、エミッタバイ
アス抵抗１４には共振電流を流さないようにできるの
で、並列共振回路２５または３５のＱを一層高くでき
る。さらに、二つのコイル２３または３２をグランドに
直接接続すればエミッタバイアス抵抗を接続点２６また
は３６に接続するだけで、コレクタ接地型またはベ−ス
接地型の発振回路を簡単に構成できる。
【００１９】次に、本発明の発振回路に関わる第二の実
施の形態を図４、図５によって説明する。図４に示す本
発明の第二の実施の形態が図６に示す従来の発振回路と
異なるところは、トランジスタ１のエミッタバイアス抵
抗１４が、高周波阻止用のコイル４１と直列接続されて
エミッタとグランドとの間に接続されていることであ
る。この結果、直列接続された高周波阻止用のコイル４
１とエミッタバイアス抵抗１４は、帰還容量４に並列に
接続されることになる。そして、この高周波阻止用のコ
イル４１のインピ−ダンスは、発振周波数において、帰
還コンデンサ４のインピ−ダンスよりも充分大きくなる
ように設定されている。
施の形態を図４、図５によって説明する。図４に示す本
発明の第二の実施の形態が図６に示す従来の発振回路と
異なるところは、トランジスタ１のエミッタバイアス抵
抗１４が、高周波阻止用のコイル４１と直列接続されて
エミッタとグランドとの間に接続されていることであ
る。この結果、直列接続された高周波阻止用のコイル４
１とエミッタバイアス抵抗１４は、帰還容量４に並列に
接続されることになる。そして、この高周波阻止用のコ
イル４１のインピ−ダンスは、発振周波数において、帰
還コンデンサ４のインピ−ダンスよりも充分大きくなる
ように設定されている。
【００２０】このように、エミッタバイアス抵抗１４が
高周波阻止用のコイル４１と直列接続されてグランドに
接続されることによって帰還コンデンサ４の両端に共振
電圧が発生していても、高周波阻止用のコイル４１の高
インピ−ダンスによってエミッタバイアス抵抗１４に流
れる共振電流が少なくなるので並列共振回路７のＱが高
くなり、Ｃ／Ｎが向上する。また、高周波阻止用のコイ
ル４１のインピ−ダンスを大きくすることで、エミッ
タ、コレクタ間に接続された帰還コンデンサ４への影響
がなくなり、従って、帰還コンデンサ４の容量値を補正
する必要も無い。
高周波阻止用のコイル４１と直列接続されてグランドに
接続されることによって帰還コンデンサ４の両端に共振
電圧が発生していても、高周波阻止用のコイル４１の高
インピ−ダンスによってエミッタバイアス抵抗１４に流
れる共振電流が少なくなるので並列共振回路７のＱが高
くなり、Ｃ／Ｎが向上する。また、高周波阻止用のコイ
ル４１のインピ−ダンスを大きくすることで、エミッ
タ、コレクタ間に接続された帰還コンデンサ４への影響
がなくなり、従って、帰還コンデンサ４の容量値を補正
する必要も無い。
【００２１】図５は、本発明の発振回路の第二の実施の
形態をベ−ス接地型で構成したものであるが、図４のコ
レクタ接地型と同様に、エミッタバイアス抵抗１４は、
高周波阻止用のコイル４１と直列接続されてトランジス
タ１のエミッタとグランドとの間に接続されている。な
お、図５では、クラップコンデンサ５、コイル６、補正
コンデンサ８、バラクタダイオ−ド９からなる直並列回
路１５は、クラップコンデンサ５がトランジスタ１のコ
レクタ側に接続されている点が、図４のコレクタ接地型
の発振回路と異なっている。そして、直列接続された高
周波阻止用のコイル４１とエミッタバイアス抵抗１４は
帰還容量３と並列に接続されることになり、この場合も
高周波阻止用のコイル４１のインピ−ダンスは、発振周
波数では、帰還コンデンサ３のインピ−ダンスよりも大
きくなるように設定されている。この結果、帰還コンデ
ンサ３の両端に発生した共振電圧によっても、高周波阻
止用のコイル４１のために、エミッタバイアス抵抗１４
に流れる共振電流を少なくでき、並列共振回路７のＱが
大きくなり、Ｃ／Ｎも向上するとともに、帰還コンデン
サ３の容量値を補正する必要もない。
形態をベ−ス接地型で構成したものであるが、図４のコ
レクタ接地型と同様に、エミッタバイアス抵抗１４は、
高周波阻止用のコイル４１と直列接続されてトランジス
タ１のエミッタとグランドとの間に接続されている。な
お、図５では、クラップコンデンサ５、コイル６、補正
コンデンサ８、バラクタダイオ−ド９からなる直並列回
路１５は、クラップコンデンサ５がトランジスタ１のコ
レクタ側に接続されている点が、図４のコレクタ接地型
の発振回路と異なっている。そして、直列接続された高
周波阻止用のコイル４１とエミッタバイアス抵抗１４は
帰還容量３と並列に接続されることになり、この場合も
高周波阻止用のコイル４１のインピ−ダンスは、発振周
波数では、帰還コンデンサ３のインピ−ダンスよりも大
きくなるように設定されている。この結果、帰還コンデ
ンサ３の両端に発生した共振電圧によっても、高周波阻
止用のコイル４１のために、エミッタバイアス抵抗１４
に流れる共振電流を少なくでき、並列共振回路７のＱが
大きくなり、Ｃ／Ｎも向上するとともに、帰還コンデン
サ３の容量値を補正する必要もない。
【００２２】なお、本発明の実施の形態ではコイルを用
いて説明したが、コイルと同様にインダクタとなる他の
素子、例えば、プリント配線基板等に形成した導体パタ
−ンからなるマイクロストリップライン等を用いても本
発明を同様に実施できる。
いて説明したが、コイルと同様にインダクタとなる他の
素子、例えば、プリント配線基板等に形成した導体パタ
−ンからなるマイクロストリップライン等を用いても本
発明を同様に実施できる。
【００２３】
【発明の効果】以上のように、本発明の発振回路は、直
列接続された二つの帰還コンデンサと、これらの帰還コ
ンデンサとともに並列共振回路を構成する直列接続され
た二つのインダクタとを設け、トランジスタのエミッタ
と二つのインダクタ同士の接続点にエミッタバイアス抵
抗を接続したので、エミッタバイアス抵抗に流れる共振
電流は従来の発振回路に比較して少なくなり、並列共振
回路のＱが高くなり、発振回路のＣ／Ｎを向上すること
ができる。
列接続された二つの帰還コンデンサと、これらの帰還コ
ンデンサとともに並列共振回路を構成する直列接続され
た二つのインダクタとを設け、トランジスタのエミッタ
と二つのインダクタ同士の接続点にエミッタバイアス抵
抗を接続したので、エミッタバイアス抵抗に流れる共振
電流は従来の発振回路に比較して少なくなり、並列共振
回路のＱが高くなり、発振回路のＣ／Ｎを向上すること
ができる。
【００２４】また、本発明の発振回路は、二つのインダ
クタの接続点を、ベ−ス、エミッタ間に接続された帰還
コンデンサの両端に発生する共振電圧と、ベ−スと二つ
のインダクタ同士の接続点との間に発生する共振電圧と
が等しくなる一に設定したので、エミッタバイアス抵抗
には共振電流を流さないようにできるので、並列共振回
路Ｑと発振回路のＣ／Ｎとを一層高くできる。
クタの接続点を、ベ−ス、エミッタ間に接続された帰還
コンデンサの両端に発生する共振電圧と、ベ−スと二つ
のインダクタ同士の接続点との間に発生する共振電圧と
が等しくなる一に設定したので、エミッタバイアス抵抗
には共振電流を流さないようにできるので、並列共振回
路Ｑと発振回路のＣ／Ｎとを一層高くできる。
【００２５】また、本発明の発振回路は、二つのインダ
クタのいずれか一方のインダクタの一端をグランドに直
接接続したので、エミッタバイアス抵抗を二つのインダ
クタの接続点に接続するだけで、コレクタ接地型または
ベ−ス接地型の発振回路を簡単に構成できる。
クタのいずれか一方のインダクタの一端をグランドに直
接接続したので、エミッタバイアス抵抗を二つのインダ
クタの接続点に接続するだけで、コレクタ接地型または
ベ−ス接地型の発振回路を簡単に構成できる。
【００２６】また、本発明の発振回路は、トランジスタ
のベ−ス、エミッタ間およびエミッタ、コレクタ間にそ
れぞれ帰還コンデンサを接続し、トランジスタのエミッ
タとグランドとの間に、高周波阻止用のインダクタとエ
ミッタバイアス抵抗とを直列接続したので、帰還コンデ
ンサの両端に発生した共振電圧によっても、高周波阻止
用のインダクタのために、エミッタバイアス抵抗に流れ
る共振電流を少なくでき、共振回路のＱと発振回路のＣ
／Ｎとを高くすることができる。
のベ−ス、エミッタ間およびエミッタ、コレクタ間にそ
れぞれ帰還コンデンサを接続し、トランジスタのエミッ
タとグランドとの間に、高周波阻止用のインダクタとエ
ミッタバイアス抵抗とを直列接続したので、帰還コンデ
ンサの両端に発生した共振電圧によっても、高周波阻止
用のインダクタのために、エミッタバイアス抵抗に流れ
る共振電流を少なくでき、共振回路のＱと発振回路のＣ
／Ｎとを高くすることができる。
【００２７】また、本発明の発振回路は、高周波阻止用
のインダクタのインピ−ダンスを帰還コンデンサのイン
ピ−ダンスよりも充分大きくしたので、エミッタバイア
ス抵抗に流れる共振電流を一層少なくできるとともに、
並列共振回路のＱと発振回路のＣ／Ｎとを一層高めら
れ、さらに、帰還コンデンサの容量値を補正する必要も
ない。
のインダクタのインピ−ダンスを帰還コンデンサのイン
ピ−ダンスよりも充分大きくしたので、エミッタバイア
ス抵抗に流れる共振電流を一層少なくできるとともに、
並列共振回路のＱと発振回路のＣ／Ｎとを一層高めら
れ、さらに、帰還コンデンサの容量値を補正する必要も
ない。
【図１】本発明に関わる第一の実施の形態の発振回路で
ある。
ある。
【図２】図１の等価回路である。
【図３】本発明に関わる第一の実施の形態の発振回路の
他の例である。
他の例である。
【図４】本発明に関わる第二の実施の形態の発振回路で
ある。
ある。
【図５】本発明に関わる第二の実施の形態の発振回路の
他の例である。
他の例である。
【図６】従来の発振回路である。
１ 発振トランジスタ ２ 接地コンデンサ ３．４ 帰還コンデンサ ５ クラップコンデンサ ６．２１．３１ コイル ７ 並列共振回路 ８ 補正コンデンサ ９ バラクタダイオ−ド １０ 給電抵抗 １１．電源端子 １２．１３ ベ−スバイアス抵抗 １４ エミッタバイアス抵抗 １５．２４．３４ 直並列回路 ２２．２３．３２．３３ コイル ２６．３６ 接続点 ２７．２８．２９ 等価コイル ３０．４１ 高周波阻止用のコイル
Claims (5)
- 【請求項１】 トランジスタのベ−ス、エミッタ間およ
びエミッタ、コレクタ間にそれぞれ帰還コンデンサを接
続するとともに、前記ベ−スと前記コレクタとの間に前
記二つの帰還コンデンサとともに並列共振回路を構成す
る直列接続された二つのインダクタを設け、前記エミッ
タと前記二つのインダクタ同士の接続点との間にエミッ
タバイアス抵抗を接続したことを特徴とする発振回路。 - 【請求項２】 前記二つのインダクタの前記接続点を、
前記ベ−ス、エミッタ間に接続された帰還コンデンサの
両端に発生する共振電圧と、前記ベ−スと前記接続点と
の間に発生する共振電圧とが等しくなる位置に設定した
ことを特徴とする請求項１記載の発振回路。 - 【請求項３】 前記二つのインダクタのいずれか一方の
インダクタの一端をグランドに直接接続するとともに、
ベ−ス接地型またはコレクタ接地型で構成したことを特
徴とする請求項１または２記載の発振回路。 - 【請求項４】 トランジスタのベ−ス、エミッタ間およ
びエミッタ、コレクタ間にそれぞれ帰還コンデンサを接
続し、前記エミッタとグランドとの間に高周波阻止用の
インダクタとエミッタバイアス抵抗とを直列接続したこ
とを特徴とする発振回路。 - 【請求項５】 前記高周波阻止用のインダクタのインピ
−ダンスを、発振周波数において前記帰還コンデンサの
インピ−ダンスよりも充分大きくしたことを特徴とする
請求項４記載の発振回路。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34655796A JP3330040B2 (ja) | 1996-12-11 | 1996-12-11 | 発振回路 |
| GB9725495A GB2321350B (en) | 1996-12-11 | 1997-12-03 | Oscillation circuit |
| DE19754666A DE19754666B4 (de) | 1996-12-11 | 1997-12-09 | Oszillatorschaltung |
| FR9715559A FR2756987B1 (fr) | 1996-12-11 | 1997-12-09 | Circuit oscillant |
| KR1019970067216A KR100286465B1 (ko) | 1996-12-11 | 1997-12-10 | 발진회로 |
| CN97120390A CN1074211C (zh) | 1996-12-11 | 1997-12-11 | 振荡电路 |
| US08/988,435 US5945884A (en) | 1996-12-11 | 1997-12-11 | Oscillation circuit for improving C/N ratio |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34655796A JP3330040B2 (ja) | 1996-12-11 | 1996-12-11 | 発振回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10173438A true JPH10173438A (ja) | 1998-06-26 |
| JP3330040B2 JP3330040B2 (ja) | 2002-09-30 |
Family
ID=18384239
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34655796A Expired - Lifetime JP3330040B2 (ja) | 1996-12-11 | 1996-12-11 | 発振回路 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
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| KR (1) | KR100286465B1 (ja) |
| CN (1) | CN1074211C (ja) |
| DE (1) | DE19754666B4 (ja) |
| FR (1) | FR2756987B1 (ja) |
| GB (1) | GB2321350B (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB9823657D0 (en) * | 1998-10-30 | 1998-12-23 | Secr Defence Brit | Combined oscillator and voltage step-up circuit |
| JP2004236112A (ja) * | 2003-01-31 | 2004-08-19 | Murata Mfg Co Ltd | 電圧制御発振器、複合モジュールおよび通信装置 |
| JP2004236111A (ja) * | 2003-01-31 | 2004-08-19 | Murata Mfg Co Ltd | 電圧制御発振器、複合モジュールおよび通信装置 |
| US6960964B2 (en) * | 2003-11-21 | 2005-11-01 | Fujitsu Media Devices Limited | Oscillator |
| US7053721B2 (en) * | 2003-11-21 | 2006-05-30 | Fujitsu Media Devices Limited | Oscillator having a resonant circuit and a drive circuit |
| CN104092461B (zh) * | 2014-07-03 | 2018-01-23 | 广州市易轩生物科技有限公司 | 线圈同步交流驱动电路 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JPS5313304Y2 (ja) * | 1972-11-25 | 1978-04-11 | ||
| US3909748A (en) * | 1974-05-30 | 1975-09-30 | Rca Corp | Digitally controlled oscillator using semiconductor capacitance elements |
| FR2415910A2 (fr) * | 1978-01-25 | 1979-08-24 | Lignes Telegraph Telephon | Dispositif de limitation du taux d'harmoniques d'un oscillateur |
| JPS58200606A (ja) * | 1982-05-17 | 1983-11-22 | Sharp Corp | 発振回路 |
| JPS60190004A (ja) * | 1984-03-09 | 1985-09-27 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 発振回路 |
| JPH07231219A (ja) * | 1994-02-18 | 1995-08-29 | Fujitsu General Ltd | 電圧制御発振回路 |
| FI97925C (fi) * | 1994-06-21 | 1997-03-10 | Nokia Mobile Phones Ltd | Virityslineaarisuudeltaan parannettu jänniteohjattu oskillaattori |
| JPH08148933A (ja) * | 1994-11-22 | 1996-06-07 | Murata Mfg Co Ltd | 電圧制御型発振器 |
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- 1996-12-11 JP JP34655796A patent/JP3330040B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1997
- 1997-12-03 GB GB9725495A patent/GB2321350B/en not_active Expired - Fee Related
- 1997-12-09 FR FR9715559A patent/FR2756987B1/fr not_active Expired - Fee Related
- 1997-12-09 DE DE19754666A patent/DE19754666B4/de not_active Expired - Fee Related
- 1997-12-10 KR KR1019970067216A patent/KR100286465B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1997-12-11 CN CN97120390A patent/CN1074211C/zh not_active Expired - Lifetime
- 1997-12-11 US US08/988,435 patent/US5945884A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB9725495D0 (en) | 1998-02-04 |
| FR2756987A1 (fr) | 1998-06-12 |
| CN1190284A (zh) | 1998-08-12 |
| US5945884A (en) | 1999-08-31 |
| GB2321350B (en) | 2000-12-13 |
| KR100286465B1 (ko) | 2001-04-16 |
| GB2321350A (en) | 1998-07-22 |
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| DE19754666A1 (de) | 1998-06-18 |
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| FR2756987B1 (fr) | 2002-11-15 |
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| CN1074211C (zh) | 2001-10-31 |
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