FR2756987A1 - Circuit oscillant - Google Patents
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Abstract
Le circuit oscillant de l'invention augmente le coefficient Q du circuit 15 de résonance parallèle et il augmente le rapport de la porteuse sur le bruit du circuit oscillant. Dans le circuit oscillant, les condensateurs 3, 4 de réaction sont connectés respectivement entre la base et l'émetteur, et entre l'émetteur et le collecteur du transistor 1 et deux bobines 22, 23 connectées en série, sont prévues entre la base et le collecteur, pour constituer le circuit résonant parallèle, dans lequel la résistance 14 de polarisation de l'émetteur est connectée au point de connexion de l'émetteur du transistor 1 et des deux bobines 22, 23.
Description
CIRCUIT OSCILLANT
ARRIERE-PLAN DE L'INVENTION
1. Domaine de l'invention La présente invention concerne un circuit oscillant et, plus particulièrement, un circuit oscillant qui peut être utilisé dans un oscillateur local, pour communication en bande étroite.
2. Description de l'art annexe
Un circuit oscillant conventionnel sera décrit en se reportant à la fig. 6. Le circuit oscillant représenté sur la fig. 6 est un oscillateur Collpits, du type ayant un collecteur mis à la masse. Le collecteur d'un transistor oscillateur (appelé ci-après simplement "transistor") 1 est connecté à la masse (à la terre), par un condensateur 2 de mise à la masse à impédance basse dans les hautes fréquences. Egalement, des condensateurs 3, 4 de réaction sont connectés, respectivement,
entre une base et un émetteur et entre l'émetteur et la masse.
En outre, une bobine 6 est connectée entre la base et la masse par l'intermédiaire d'un condensateur 5 de calage. Dans ces conditions, un circuit 7 résonant parallèle est formé de manière à ce que deux condensateurs 3, 4 de réaction soient insérés en série et également à ce qu'une bobine 6 soit connectée en parallèle avec ces condensateurs 3, 4 de réaction connectés en série. Un condensateur de correction 8 connecté en série avec une diode varicap 9 est connecté en parallèle avec la bobine 6 et une tension d'accord est appliquée par la résistance 10 d'alimentation avec une cathode de cette diode varicap 9. Une des bornes du condensateur 4 de réaction, une des bornes de la bobine 6 et l'anode de la diode varicap 9 sont reliées à la masse et également à un collecteur du transistor 1 par l'intermédiaire de la masse et d'un condensateur 2 mis à la masse. En outre, le condensateur 5 de calage est un
condensateur qui n'est pas absolument nécessaire.
Une tension de polarisation est fournie à la base du transistor 5 par les résistances 12, 13 de polarisation de la base qui sont connectées entre la borne il d'alimentation en courant et la masse et également, une résistance 14 de polarisation de l'émetteur est connectée entre l'émetteur et la masse. Comme les résistances 12, 13 de polarisation de la base sont habituellement des résistances ayant une valeur de la résistance de plusieurs kilo-ohms, mais en tant que résistance5 14 de polarisation de l'émetteur, on utilise une résistance ayant une valeur de la résistance de 100 à 200 ohms, dans le
circuit oscillant qui est alimenté par une tension basse. Le circuit oscillant avec la structure décrite ci-dessus est un circuit de type général et une description détaillée de
fonctionnement sera omise. Un circuit parallèle 15 comprenant le condensateur 5 de calage, la bobine 6, le condensateur 8 de correction et la diode varicap 9 constitue un ensemble inductif connecté en parallèle avec les condensateurs 3, 4 de réaction, qui sont connectés en série, pour former un circuit 7 résonant15 parallèle entre le collecteur et la base du transistor 1 et l'oscillation est maintenue du fait que les deux extrémités du circuit 7 résonant parallèle, et, donc que le collecteur et la base du transistor 1, vont être dans une relation d'opposition de phase en prenant le point de connexion des condensateurs 3,
4 de réaction (c'est-à-dire l'émetteur du transistor 1) comme point médian.
Ce type de circuit oscillant est largement utilisé comme oscillateur commandé en tension (oscillateur VCO) et on a essayé de le miniaturiser, d'économiser de l'énergie électrique et la tension d'alimentation, par exemple dans les téléphones portables. Toutefois, ceci s'est accompagné d'une diminution du rapport de la porteuse sur le bruit, qui est une
caractéristique de performance importante du circuit oscillant.
Une raison principale de ceci, est la diminution du coefficient de surtension à vide (Q à vide) résultant de la miniaturisation et, en outre, la diminution du coefficient Q du circuit 7 résonant parallèle, due à la résistance de polarisation de la résistance du transistor 1 et, plus particulièrement, de la résistance 14 de polarisation de l'émetteur, qui a une valeur de résistance basse. La résistance 14 de polarisation de l'émetteur est connectée en parallèle au condensateur 4 de réaction et, à la réception d'une tension de résonance produite aux deux bornes du circuit 7 résonant parallèle, une portion d'un courant de résonance circule et, la consommation associée de courant électrique, va diminuer le coefficient Q de la résonance parallèle, ce qui a pour effet de diminuer le rapport de la porteuse sur le bruit. Plus la valeur de la résistance 14 de polarisation de l'émetteur est petite, plus la diminution du coefficient Q et du rapport de la porteuse sur le bruit est importante. Par conséquent, si on diminue la tension d'alimentation du circuit oscillant, il faut diminuer la valeur de la résistance 14 de polarisation de l'émetteur (pour assurer une tension prédéterminée entre le collecteur et l'émetteur du transistor 1) et la diminution du coefficient Q et la diminution du rapport de la porteuse sur le bruit deviennent
alors des problèmes très importants.
RESUME DE L'INVENTION
Dans ces conditions, un objet de la présente invention est d'augmenter le rapport de la porteuse sur le bruit du circuit oscillant, en augmentant le coefficient Q du circuit 7
oscillant parallèle.
Pour résoudre les problèmes susmentionnés, le circuit oscillant, selon la présente invention, comprend un transistor destiné à une amplification de réaction; un premier condensateur de réaction connecté entre une base et un émetteur du transistor; un second condensateur de réaction connecté entre l'émetteur et le collecteur du transistor; une première inductance ayant une borne connectée à la base; une seconde inductance ayant une borne connectée au collecteur et l'autre borne connectée à l'autre borne de la première inductance, la seconde inductance constituant un circuit résonant parallèle, en association avec chacun des condensateurs de réaction et la première inductance; et une résistance pour polariser l'émetteur, ayant une borne connectée au collecteur et l'autre borne connectée à un point de connexion des deux inductances, l'impédance de la première inductance et l'impédance du premier condensateur de réaction étant approximativement égales l'une à
l'autre, à la fréquence d'oscillation.
En outre, le circuit oscillant de la présente invention est constitué par un circuit oscillant du type ayant la base mise à la masse, ou du type ayant le collecteur mis à la masse, dans lequel une borne d'une des deux inductances est connectée directement à la masse En outre, le circuit oscillant comprend: un transistor destiné à une amplification de réaction; un premier condensateur de réaction connecté entre une base et un émetteur du transistor; un second condensateur de réaction connecté entre l'émetteur et le collecteur du transistor; une inductance connectée entre la base et le collecteur, pour constituer un circuit résonant parallèle avec les deux condensateurs de réaction; une inductance servant au blocage des hautes fréquences connectée entre l'émetteur et la masse; et une résistance pour polariser l'émetteur, l'impédance de l'inductance pour bloquer les hautes fréquences étant, à la fréquence d'oscillation, nettement plus élevée que l'impédance
de chacun des condensateurs de réaction.
BREVE DESCRIPTION DES DESSINS
La présente invention sera mieux comprise lors de la
description suivante faite en liaison avec les dessins ci-
joints, dans lesquels: la fig. 1 est une vue montrant une première forme d'exécution d'un circuit oscillant selon la présente invention; la fig. 2 est une vue montrant un circuit équivalent à celui de la fig. 1; la fig. 3 est une vue montrant un autre exemple de la première forme d'exécution du circuit oscillant selon la présente invention; la fig. 4 est une vue montrant une seconde forme d'exécution du circuit oscillant selon la présente invention; la fig. 5 est une vue montrant un autre exemple de la seconde forme d'exécution du circuit oscillant selon la présente invention; et la fig. 6 est une vue montrant un circuit oscillant conventionnel.
DESCRIPTION DETAILLEE DE FORMES D'EXECUTION PREFEREES
Dans la suite et en se reportant aux figures 1 à 3, on va
décrire la première forme d'exécution de la présente invention.
En outre, en se reportant aux figs. 4 à 5, on va décrire la seconde forme d'exécution de la présente invention. Ici, la fig. 1 montre un circuit oscillant d'un type ayant le collecteur mis à la masse, la fig. 2 montre un circuit équivalent de celui-ci, et la fig. 3 montre un circuit oscillant d'un type ayant la base mise à la masse. Enfin, la fig. 4 montre un circuit oscillant d'un type ayant le collecteur mis à la masse et la fig. 5 montre un circuit oscillant avec la base mise à la masse. En outre, sur ces figures, les mêmes chiffres sont utilisés pour les mêmes
éléments que dans le système conventionnel, et leur description
sera donc omise.
D'abord sur la fig. 1, deux condensateurs 3, 4 de réaction sont connectés en parallèle, une bobine 21 connectée en parallèle par un condensateur 5 de calage est réalisée de manière à ce que les deux bobines 22, 23 soient connectées en série et que l'inductance de cette bobine 21 soit la même que celle de la bobine 6 dans le circuit oscillant conventionnel
représenté sur la fig. 6. A ce moment, un circuit en série -
parallèle 24 qui est constitué du condensateur 5 de calage, d'un condensateur de correction 8, d'une diode varicap 9 et d'une bobine 21 devient inductif dans son ensemble et il est connecté en parallèle aux condensateurs 3, 4 de réaction, de
manière à former un circuit 25 résonant parallèle.
En outre, une borne de la bobine 21 et une anode de la diode varicap 9 sont connectées directement à la masse. On réalise de cette manière un circuit oscillant du type ayant le
collecteur à la masse.
D'une part, une résistance 14 de polarisation de l'émetteur du transistor 1 est connectée au point de connexion des bobines 22 et 23. D'autre part, bien que deux bobines 22, 23 soient connectées en série, il est avantageux de prévoir une prise médiane en utilisant une bobine et, dans ce cas, la prise médiane devient un point médian. Quand on procède ainsi, la résistance 14 de polarisation de l'émetteur n'est pas connectée en parallèle avec le condensateur 4 de réaction et, dans ces conditions, le courant de résonance arrivant dans la résistance 14 de polarisation de l'émetteur est diminué par comparaison avec le circuit oscillant conventionnel et le coefficient Q du circuit 25 résonant parallèle devient plus élevé. En outre, il est très avantageux que le point de connexion 26 des bobines 22 et 23 soit fixé de manière à ce qu'une tension de résonance soit produite entre la base et l'émetteur du transistor 1, c'est-à-dire que la tension de résonance produite aux deux5 bornes du condensateur de réaction 3 soit égale à la tension de résonance produite entre la base du transistor 1 et le point de connexion 26, qu'une tension de résonance produite entre l'émetteur et le collecteur (mis à la masse) du transistor 1 (c'est la tension de résonance produite aux deux bornes du condensateur de réaction 4) soit égale à la tension de résonance produite entre le point de connexion 26 et la masse, et que l'émetteur du transistor 1 et le point de connexion 26 deviennent équipotentiels. Dans ces conditions, aucun courant de résonance ne circule par la résistance 14 de polarisation de l'émetteur connectée entre l'émetteur du transistor 1 et le point de connexion 26, ce qui permet d'augmenter le coefficient Q du circuit 15 résonant parallèle et donc le rapport de la
porteuse sur le bruit du circuit oscillant.
Egalement, en faisant varier la tension d'accord, on change la valeur de la capacitance de la diode varicap 9, ce qui provoque l'apparition d'une différence entre le potentiel du point de connexion 26 et le potentiel de l'émetteur du transistor 1. Ceci est dû à la présence du condensateur 5 de calage. Dans ces conditions, pour conserver égaux le potentiel du point de connexion 26 et le potentiel de l'émetteur du transistor 1, il est nécessaire de changer le rapport d'inductance des bobines 22 et 23, mais comme la différence est très petite, il n'y a pratiquement aucun problème à la valeur médiane de la capacitance variable de la diode varicap 9, même quand les valeurs de l'inductance des bobines 22, 23 sont définies. La fig. 2 montre un circuit équivalent au circuit oscillant de la fig. 1, mais ici, la bobine 27 est une bobine qui est équivalente au circuit série - parallèle 24 de la fig. 1. Les bobines 28, 29, qui constituent la bobine 27, sont l'équivalent du circuit comprenant le condensateur 5 de calage, le condensateur 8 de correction et la diode varicap 9 et ne correspondent donc pas aux bobines 22, 23 de la fig. 1. Ici, les condensateurs 3, 4 de réaction et les bobines 28, 29 forment ce qu'on appelle un circuit de pont et le circuit de pont sera en équilibre en faisant en sorte que le rapport d'impédance des condensateurs 3, 4 de réaction soit égal au rapport d'impédance des bobines 28, 29, ce qui empêche la circulation d'un courant de résonance par la résistance 14 de polarisation de l'émetteur. Ici, l'équilibre correspond simplement au fait que la tension de résonance produite aux deux bornes du condensateur d'alimentation 3 devient égale à la tension de résonance produite entre la base du transistor 1 et
le point de connexion 26.
La fig. 3 montre ce qui constitue la première forme d'exécution de la présente invention, dans laquelle le circuit oscillant est du type ayant la base mise à la masse, la base du transistor 1 est connectée à la masse avec le condensateur 2, son collecteur est connecté à la borne 11 d'alimentation en
courant et une bobine 30 sert au blocage des hautes fréquences.
Ensuite, la bobine 31 est connectée par le condensateur 5 de calage en parallèle avec les condensateurs 3, 4 de réaction (qui sont en série). Cette bobine 31 est constituée de deux bobines 32, 33 en série et son inductance est la même que celle de la bobine 6 dans le circuit oscillant conventionnel représenté sur la fig. 6. Par ailleurs, le circuit en série et en parallèle 34, qui est constitué du condensateur 5 de calage, du condensateur 8 de correction, de la diode varicap 9 et de la bobine 31 est réalisé pour constituer un ensemble inductif, et il est connecté en parallèle avec les condensateurs 3, 4 de réaction, connectés en série, pour constituer le circuit 35 résonant parallèle. Toutefois, le condensateur 5 de calage est connecté au côté collecteur du transistor 1, et une borne de la bobine 32 et l'anode de la diode varicap 9 sont connectées directement à la masse. Dans ces conditions, on forme un
circuit oscillant du type ayant la base mise à la masse.
Ensuite, comme dans le cas du circuit oscillant du type ayant le collecteur à la masse, la résistance 14 de polarisation de l'émetteur du transistor 1 est connectée au point de connexion 36 des bobines 32 et 33 et ce point de connexion 36 est choisi de manière à ce que la tension de résonance produite aux deux bornes du condensateur 3 de réaction soit égale à la tension de résonance produite aux deux extrémités de la bobine 32. Dans ces condition, la tension de résonance produite aux deux bornes du condensateur 4 de réaction sera égale à la tension de résonance produite entre le point de connexion 36 et le collecteur et l'émetteur du5 transistor 1 et le point de connexion 36 deviendront équipotentiels. Par conséquent, aucun courant de résonance ne circulera dans la résistance 14 de polarisation de l'émetteur, qui est connectée entre l'émetteur du transistor 1 et le point de connexion 36 et de, ce fait, le coefficient Q du circuit de résonance parallèle 35 va augmenter, ce qui va améliorer le
rapport de la porteuse sur le bruit du circuit oscillant.
Comme décrit ci-dessus, dans la première forme d'exécution du circuit oscillant selon la présente invention, comme la résistance 14 de polarisation de l'émetteur est connectée entre l'émetteur du transistor 1 et le point de connexion 26 ou 36 des deux bobines, le courant de résonance qui circule dans la résistance 14 de polarisation de l'émetteur va diminuer par comparaison avec le circuit oscillant conventionnel et le coefficient Q du circuit 25, 35 résonant parallèle va augmenter. En outre, en positionnant le point de connexion 26 ou 36 des deux bobines en un emplacement o la tension de résonance produite dans le condensateur 3 de réaction est égale à la tension de résonance produite entre la base du transistor 1 et le point de connexion 26 ou 36, il est possible de faire en sorte qu'aucun courant de résonance ne circule dans la résistance 14 de polarisation de l'émetteur, ce qui permet d'augmenter considérablement le coefficient Q du circuit résonant parallèle 25 ou 35. En plus, en connectant directement les deux bobines 23 ou 32 à la masse, le circuit oscillant du type ayant le collecteur mis à la masse ou du type ayant la base mise à la masse peut être formé d'une manière simple uniquement en connectant la résistance de polarisation de
l'émetteur au point de connexion 26 ou 36.
Ensuite, on va décrire la seconde forme d'exécution du circuit oscillant selon la présente invention, en se reportant aux figs. 4 et 5. Une partie de la seconde forme d'exécution de la présente invention représentée sur la fig. 4, qui diffère du circuit oscillant conventionnel représenté sur la fig. 6, réside dans le fait que la résistance 14 de polarisation de l'émetteur du transistor 1 est connectée entre l'émetteur et la masse, en étant connectée en série avec le condensateur 41, pour servir à bloquer les hautes fréquences. Dans ces conditions, la bobine 41 servant au blocage des hautes fréquences et la résistance 14 de polarisation de l'émetteur connectées en série, sont connectées à leur tour en parallèle avec le condensateur 4 de réaction. L'impédance de cette bobine 14 servant au blocage des hautes fréquences va être choisie pour qu'à la fréquence d'oscillation, elle soit suffisamment
plus élevée que l'impédance du condensateur 4 de réaction.
Ainsi, bien que la tension de résonance soit produite aux deux bornes du condensateur 4 de réaction, avec la résistance 14 de polarisation de l'émetteur connectée en série avec la bobine 41 qui sert au blocage des hautes fréquences et qui sert également connectée à la masse, et parce que le courant de résonance qui circule dans la résistance 14 de polarisation de l'émetteur va diminuer à cause de l'impédance élevée de la bobine 41 utilisée pour bloquer les hautes fréquences, le coefficient Q du circuit de résonance parallèle va augmenter, ce qui va améliorer le rapport de la porteuse sur le bruit. En outre, en utilisant l'impédance de la bobine 41 pour bloquer les hautes fréquences, l'influence du condensateur de réaction 4 connecté entre l'émetteur et le collecteur va cesser et par conséquent aucune correction de la valeur de la capacitance du
condensateur 4 de réaction ne sera nécessaire.
La fig. 5 montre la seconde forme d'exécution du circuit oscillant selon la présente invention, qui est du type ayant la base mise à la masse. Tout comme dans le cas de l'oscillateur ayant le collecteur mis à la masse de la fig. 4, la résistance 14 de polarisation de l'émetteur est connectée entre l'émetteur du transistor 1, qui est connecté en série avec la bobine 41 servant au blocage des hautes fréquences, et la masse. Par ailleurs, sur la fig. 5, le circuit en série et en parallèle , qui est constitué du condensateur 5 de calage, de la bobine 6, du condensateur 8 de correction et de la diode varicap 9, diffère du circuit oscillant du type ayant le collecteur mis à la masse de la fig. 4, en ce que le condensateur 5 de calage est connecté sur le côté collecteur du transistor 1. Ensuite, la bobine 41 pour le blocage des hautes fréquences et la résistance 14 de polarisation de l'émetteur connectées en série, sont connectées en parallèle par rapport à la capacitance 3 de réaction et également, dans ce cas, l'impédance de la bobine 41 servant au blocage des hautes5 fréquences est, à la fréquence d'oscillation est choisie pour
être plus élevée que l'impédance du condensateur 3 de réaction.
Du fait de la tension de résonance produite aux deux bornes du condensateur 3 de réaction et du fait de la présence de la bobine 41 servant au blocage des hautes fréquences, le courant de résonance qui circule dans la résistance 14 de polarisation de l'émetteur peut être diminuée. A ce moment, le coefficient Q du circuit 7 résonant parallèle devient plus élevé et le rapport de la porteuse sur le bruit est amélioré, alors qu'aucune correction n'est requise pour la valeur de la
capacitance du condensateur 3 de réaction.
En outre, on a décrit les formes d'exécution de la présente invention comme faisant appel à des bobines, mais la présente invention peut également être mise en oeuvre en utilisant d'autres composants qui ont une inductance, comme par exemple les bobines, telles que les lignes microruban et similaire, qui sont constituées d'un motif de fils conducteurs,
imprimé sur un substrat, et similaire.
Comme décrit ci-dessus, le circuit oscillant de la présente invention comporte deux condensateurs de réaction connectés en série et deux inductances connectées en série, pour constituer un circuit de résonance parallèle avec ces condensateurs de réaction et une résistance de polarisation de l'émetteur est connectée à un point de connexion de l'émetteur du transistor et de deux inductances, de sorte que le courant de résonance qui circule dans la résistance de polarisation de l'émetteur est considérablement diminué, par comparaison avec le circuit oscillant conventionnel et le coefficient Q du circuit résonant parallèle diminue, ce qui permet d'améliorer
le rapport de la porteuse sur le bruit du circuit oscillant.
Egalement, comme dans le circuit oscillant de la présente invention, l'emplacement du point de connexion des deux inductances est choisi de manière à ce que la tension de résonance produite aux deux bornes du condensateur de réaction connecté entre la base et l'émetteur soit égale à la tension de Il résonance produite entre la base et le point de connexion des
deux inducteurs, il est possible d'empêcher le courant de résonance de circuler dans la résistance de polarisation de l'émetteur, de sorte que le coefficient Q du circuit de5 résonance parallèle et le rapport de la porteuse sur le bruit du circuit oscillant peuvent être augmentés.
En outre, comme le circuit oscillant de la présente invention connecte directement une borne d'une des deux inductances à la masse, le circuit oscillant du type ayant le collecteur mis à la masse peut être réalisé simplement en connectant la résistance de polarisation de l'émetteur au point
de connexion des deux inductances.
En outre, comme dans le circuit oscillant de la présente invention les condensateurs de réaction sont connectés respectivement entre la base et l'émetteur, et entre l'émetteur et le collecteur du transistor et que le circuit comporte une inductance pour bloquer les hautes fréquences en série avec la résistance de polarisation de l'émetteur, le courant de résonance qui circule dans la résistance de polarisation de l'émetteur peut être diminué, à cause de l'inductance utilisée pour la blocage des hautes fréquences et également à cause de la tension de résonance produite aux deux bornes du condensateur de réaction, de sorte que le coefficient Q du circuit de résonance parallèle et le rapport de la porteuse sur
le bruit du circuit oscillant peuvent être diminués.
En outre, comme le circuit oscillant de la présente invention est réalisé pour que l'impédance de l'inductance utilisée pour bloquer les hautes fréquences soit suffisamment plus élevée que l'impédance du condensateur de réaction, cela permet de diminuer considérablement le courant de résonance qui circule dans la résistance de polarisation de l'émetteur et d'augmenter considérablement le coefficient Q du circuit de résonance parallèle et également le rapport de la porteuse sur le bruit du circuit oscillant. En outre, aucune correction n'est requise pour la valeur de la capacitance du condensateur
de réaction.
La présente invention n'est pas limitée aux exemples de réalisation qui viennent d'être décrits, elle est au contraire susceptible de modifications et de variantes qui apparaîtront à
l'homme de l'art.
Claims (3)
1 Circuit oscillant comprenant: un transistor destiné à une amplification de réaction; un premier condensateur de réaction connecté entre une base et un émetteur dudit transistor; un second condensateur de réaction connecté entre ledit émetteur un collecteur dudit transistor; une première inductance ayant une borne connectée à ladite base; une seconde inductance ayant une borne connectée audit collecteur et l'autre borne connectée à l'autre borne de ladite première inductance, ladite seconde inductance constituant un circuit résonant parallèle, en association avec chacun desdits condensateurs de réaction et ladite première inductance; et une résistance pour fournir une tension de polarisation d'émetteur audit émetteur, une borne de ladite résistance étant connectée audit émetteur et l'autre borne de ladite résistance étant connectée au point de connexion des deux dits inductances, dans lequel l'impédance de ladite première inductance et l'impédance dudit premier condensateur de réaction sont approximativement égales l'une à l'autre, à la fréquence
d'oscillation.
2. Circuit oscillant selon la revendication 1, dans lequel ledit circuit oscillant est du type ayant la base mise à la masse, ou du type ayant le collecteur mis à la masse, et dans lequel une borne d'une desdites deux inductances est connectée
directement à la masse.
3. Circuit oscillant comprenant: un transistor destiné à une amplification de réaction; un premier condensateur de réaction connecté entre une base et un émetteur dudit transistor; un second condensateur de réaction connecté entre ledit émetteur et un collecteur dudit transistor; une première inductance connectée entre ladite base et ledit collecteur, pour constituer un circuit résonant parallèle avec les deux condensateurs de réaction; une seconde inductance servant au blocage du signal hautes fréquences; et une résistance pour fournir une tension de polarisation d'émetteur audit émetteur; dans lequel ledit second inducteur et ladite résistance sont connectés en série l'un avec l'autre et une borne de cet ensemble est connectée audit émetteur alors que l'autre borne est connectée à la masse et dans lequel l'impédance de ladite seconde inductance est nettement plus élevée que l'impédance de chacun desdits
condensateurs de réaction, à la fréquence d'oscillation.
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| CN104092461B (zh) * | 2014-07-03 | 2018-01-23 | 广州市易轩生物科技有限公司 | 线圈同步交流驱动电路 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2415910A2 (fr) * | 1978-01-25 | 1979-08-24 | Lignes Telegraph Telephon | Dispositif de limitation du taux d'harmoniques d'un oscillateur |
| US4590443A (en) * | 1984-03-09 | 1986-05-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Transistor oscillator with compensating circuit for variable collector-base capacitance |
| US4593255A (en) * | 1982-05-17 | 1986-06-03 | Sharp Kabushiki Kaisha | Varactor tuned Colpitts oscillator with compensating varactor for wide band width |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JPS5313304Y2 (fr) * | 1972-11-25 | 1978-04-11 | ||
| US3909748A (en) * | 1974-05-30 | 1975-09-30 | Rca Corp | Digitally controlled oscillator using semiconductor capacitance elements |
| JPH07231219A (ja) * | 1994-02-18 | 1995-08-29 | Fujitsu General Ltd | 電圧制御発振回路 |
| FI97925C (fi) * | 1994-06-21 | 1997-03-10 | Nokia Mobile Phones Ltd | Virityslineaarisuudeltaan parannettu jänniteohjattu oskillaattori |
| JPH08148933A (ja) * | 1994-11-22 | 1996-06-07 | Murata Mfg Co Ltd | 電圧制御型発振器 |
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Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2415910A2 (fr) * | 1978-01-25 | 1979-08-24 | Lignes Telegraph Telephon | Dispositif de limitation du taux d'harmoniques d'un oscillateur |
| US4593255A (en) * | 1982-05-17 | 1986-06-03 | Sharp Kabushiki Kaisha | Varactor tuned Colpitts oscillator with compensating varactor for wide band width |
| US4590443A (en) * | 1984-03-09 | 1986-05-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Transistor oscillator with compensating circuit for variable collector-base capacitance |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| ROHDE U L ET AL: "ANALYSIS AND OPTIMIZATION OF OSCILLATORS FOR LOW PHASE NOISE AND LOW POWER CONSUMPTION", RF DESIGN, vol. 18, no. 3, 1 March 1995 (1995-03-01), pages 70, 72 - 76, 78/79, XP000501321 * |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| ST | Notification of lapse |
Effective date: 20130830 |