FR2839219A1 - Dispositif de circuit haute frequence utilisant une ligne de fente et appareil de communication comportant un dispositif de circuit haute frequence. - Google Patents

Dispositif de circuit haute frequence utilisant une ligne de fente et appareil de communication comportant un dispositif de circuit haute frequence. Download PDF

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Abstract

Un dispositif de circuit haute fréquence inclut un substrat (2) et un circuit haute fréquence (3) sur le substrat et comportant une ligne de signal (4) configurée de manière à comporter une ligne de fente constituée par des électrodes qui sont agencées côte-à-côte, un espace les séparant, sur le substrat. La ligne de fente facilite une conception de circuit par comparaison avec une ligne microbande et présente une perte de conduction significativement faible par comparaison avec une ligne coplanaire, et améliore la valeur Q du circuit haute fréquence. Ceci permet de proposer un dispositif de circuit haute fréquence amélioré à bruit de phase faible. Ce circuit qui joue également le rôle d'oscillateur utilise une sortie de fente (4out) et procure par conséquent l'avantage d'une meilleure continuité pour un amplificateur PUSH-PULL de classe B fonctionnant davantage efficacement qu'un amplificateur de classe A.

Description

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ARRIÈRE-PLAN DE L'INVENTION 1. Domaine de l'invention
La présente invention concerne un dispositif de circuit haute fréquence tel qu'un oscillateur qui utilise une ligne de fente ainsi qu'un appareil de communication qui comporte le dispositif de circuit haute fréquence.
2. Description de l'art antérieur
Par exemple, un circuit oscillant est disponible en tant que circuit haute fréquence qui est incorporé dans un appareil de communication ou similaire. Des tentatives pour réduire le bruit de phase ont été mises en oeuvre afin d'améliorer la caractéristique du circuit oscillant. Il est connu que le bruit de phase peut être réduit par exemple en augmentant le facteur Q du circuit oscillant. Par conséquent, des techniques permettant de réduire le bruit de phase ont été proposées en connectant un résonateur à un circuit oscillant afin d'ainsi augmenter le facteur Q du circuit oscillant (voir le document 1 qui n'est pas un brevet à titre d'exemple).
Document 1 qui n'est pas un brevet : "Proceedings of 1994 IEICE (The Institute of Electronics, Information and Communication Engineers) Fall Conference", Funabashi et suivants, C-60.
Selon cet oscillateur proposé (un dispositif de circuit haute fréquence), par exemple, un circuit oscillant est prévu sur un substrat et un résonateur qui se présente sous la forme d'un composant sous forme de puce est monté sur une surface du substrat.
Cependant, moyennant la configuration proposée qui a été mentionnée ci-avant, la précision de positionnement pour monter le résonateur sur le substrat est médiocre, ce qui pose un problème en ce sens que des variations de caractéristique se produisent en fonction de chaque oscillateur.
En outre, une autre configuration pour un oscillateur a été proposée (voir le document 2 qui n'est pas un brevet à titre d'exemple).
Document 2 qui n'est pas un brevet: "Proceedings of 1998 Electronics Society Conférence of IEICE", Ikematsu et suivants, C-2- 15.
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Dans ce document, une ligne de signal dans un circuit oscillant est formée par une ligne microbande ou par une ligne coplanaire sur un substrat semiconducteur, et un élément de transistor à effet de champ ou FET est formé en tant qu'élément d'amplification à l'intérieur du substrat semiconducteur. En outre, un résonateur microbande ou un résonateur coplanaire est formé au niveau du substrat semiconducteur de manière à constituer une configuration monolithique.
Selon cette configuration, le substrat semiconducteur est utilisé en tant que carte de circuit. Afin d'augmenter le facteur Q d'un circuit oscillant, il est préférable qu'une carte de circuit soit réalisée en un matériau qui est d'une perte diélectrique faible tan#. Cependant, il n'existe pas de matériaux semiconducteurs qui présentent une perte diélectrique (tan8) suffisamment faible pour assurer un facteur Q satisfaisant. Par conséquent, moyennant la configuration de l'oscillateur proposé qui utilise un substrat semiconducteur, une amélioration au niveau du facteur Q d'un circuit oscillant a été limitée.
RÉSUMÉ DE L'INVENTION
Par conséquent, la présente invention est élaborée afin de surmonter les problèmes qui ont été mentionnés ci-avant, et un objet de la présente invention consiste à proposer un dispositif de circuit haute fréquence amélioré dont le facteur Q peut être davantage amélioré et dont le bruit de phase peut être réduit de façon substantielle ainsi qu'à proposer un appareil de communication qui comporte le dispositif de circuit haute fréquence.
Afin d'atteindre l'objet mentionné ci-avant, un premier aspect de la présente invention propose un dispositif de circuit haute fréquence.
Le dispositif de circuit haute fréquence inclut un substrat et un circuit haute fréquence qui est prévu sur le substrat. Le circuit haute fréquence comporte une ligne de signal, et la ligne de signal est configurée de manière à comporter une ligne de fente qui est constituée par des électrodes qui sont agencées côte-à-côte, un espace les séparant, sur le substrat.
Selon la présente invention, une ligne de signal qui est incluse dans un circuit haute fréquence est constituée par une ligne de fente.
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Par comparaison avec une ligne coplanaire pour transmettre un signal haute fréquence, une ligne de fente permet de réduire une perte de conduction et permet d'empêcher également aisément la génération d'une onde non souhaitée. Ainsi, une ligne de fente permet d'améliorer le facteur Q d'un circuit haute fréquence et permet de réduire son bruit de phase. En tant que résultat, l'utilisation d'une ligne de fente permet de constituer un dispositif haute fréquence qui présente des caractéristiques supérieures.
Dans le même temps, une ligne microbande qui est un type de ligne de transmission pour transmettre un signal haute fréquence est susceptible de présenter une composante parasite, ce qui rend difficile la conception de circuit. A l'opposé, une ligne de fente est moins susceptible de générer une composante parasite, ce qui peut réduire la difficulté de conception de circuit. Ainsi, une ligne de fente est avantageuse en termes de conception de circuit.
En outre, avec une ligne coplanaire ou microbande, l'épaisseur du substrat doit être augmentée afin d'augmenter le facteur Q d'un circuit et par conséquent, l'épaisseur augmentée du substrat conduit à un problème de dissipation thermique. A l'opposé, avec une ligne de fente, il est aisé d'améliorer/augmenter le facteur Q sans augmenter l'épaisseur du substrat, ce qui permet d'alléger le problème de dissipation thermique.
De préférence, un élément semiconducteur est prévu le long de la ligne de fente et il s'agit d'un composant monté en surface, qui est monté sur la ligne de fente sur le substrat en utilisant des bossements.
Puisque la ligne de fente est constituée en utilisant des bossements, cet agencement permet de réduire la perturbation d'un champ électromagnétique au niveau d'une partie au niveau de laquelle la ligne de fente et le semiconducteur sont connectés. Ceci permet de réduire une perte due à la fuite d'une onde non souhaitée.
Additionnellement, le substrat sur lequel le circuit haute fréquence est prévu est réalisé en un matériau diélectrique. Par conséquent, une sélection appropriée d'un matériau diélectrique pour constituer le substrat permet de réduire de façon substantielle la perte diélectrique du substrat et permet d'améliorer de manière significative
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le facteur Q. C'est-à-dire qu'une diminution au niveau de la perte de conduction du fait de l'utilisation d'une ligne de fente et une diminution de la perte diélectrique du fait de l'utilisation d'un substrat diélectrique sont combinées afin d'ainsi augmenter de manière significative le facteur Q d'un circuit haute fréquence. Par conséquent, cet agencement permet de proposer aisément un dispositif de circuit haute fréquence qui est supérieur en termes de caractéristique de bruit de phase.
Une ligne de fente au travers de laquelle ou par l'intermédiaire de laquelle un signal haute fréquence est transmis peut inclure une partie large pour réduire une perte de conduction. Cet agencement permet de réduire la perte de conduction dans la ligne de fente, permet d'améliorer le facteur Q du circuit et permet de réduire le bruit de phase.
La partie de sortie du circuit haute fréquence peut inclure une ligne coplanaire. Cet agencement facilite la connexion d'une ligne de signal à un circuit suivant puisqu'une ligne de signal d'un circuit suivant qui est connecté à un dispositif de circuit haute fréquence est configurée à l'aide d'une ligne coplanaire dans bon nombre de cas.
De préférence, le circuit haute fréquence est un circuit oscillant et un élément semiconducteur qui joue le rôle d'élément d'amplification est prévu le long de la ligne de fente. Le fait de configurer une ligne de signal à l'aide d'une ligne de fente permet de réduire la perte de conduction d'un circuit d'oscillateur et permet par conséquent d'améliorer le facteur Q du circuit. L'utilisation d'un substrat diélectrique pour le substrat sur lequel le circuit oscillant est prévu permet une réduction de la perte diélectrique résultant du substrat et permet par conséquent d'améliorer le facteur Q du circuit. Puisque cet agencement permet d'améliorer le facteur Q comme il a été décrit ciavant, il permet de proposer un circuit oscillant dont le bruit de phase est réduit.
Un transistor à effet de champ peut être utilisé pour l'élément d'amplification. La ligne de fente est de préférence constituée par une ligne de fente inter-grille/source, par une ligne de fente inter-grille/drain et par une ligne de fente inter-drain/source qui forment un circuit de
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retour. Cet agencement assure une configuration de circuit simple et permet de faciliter la miniaturisation d'un dispositif de circuit haute fréquence (un oscillateur). La ligne inter-grille/drain est utilisée pour commander la quantité de retour. Puisque la fréquence d'un signal de retour est commandée/contrôlée, cet agencement permet d'atténuer, voire de supprimer, une oscillation parasite dans le circuit oscillant et permet par conséquent d'améliorer la stabilité de la fréquence d'oscillation du circuit oscillant.
La ligne de fente grille/drain qui constitue la partie de contrôle/com mande de quantité de retour dans le circuit de retour peut comporter un tronçon court prévu en une position à environ #/4 d'une partie au niveau de laquelle la ligne de fente inter-grille/drain, la ligne de fente inter-grille/source et la ligne de fente inter-drain/source sont interconnectées. Cet agencement facilite le contrôle/la commande de la quantité de retour et d'une fréquence d'oscillation.
En outre, le substrat peut comporter un résonateur qui est connecté au circuit oscillant. Cet agencement permet de réduire davantage le bruit de phase dans le circuit oscillant et permet de stabiliser davantage la fréquence d'oscillation du circuit oscillant.
En outre, le fait de configurer le résonateur moyennant un motif conducteur permet de miniaturiser l'oscillateur. En outre, puisque le résonateur et la ligne de fente peuvent être formés en même temps, il est possible d'empêcher une variation de la relation géométrique entre la ligne de fente et le résonateur ainsi que d'empêcher une variation de caractéristiques qui en résulterait. Cet agencement permet par conséquent d'améliorer la fiabilité d'une qualité de produit.
Le résonateur peut être configuré à l'aide d'un résonateur à plaque de mode TE ou à l'aide d'un résonateur à ligne de fente.
Puisque l'utilisation d'un tel résonateur permet d'améliorer aisément le facteur Q du résonateur, il est possible d'améliorer davantage le facteur Q et de réaliser une réduction au niveau du bruit de phase.
Puisqu'un transistor bipolaire présente un faible bruit basse fréquence par comparaison avec un transistor à effet de champ ou FET, il est possible de réduire le bruit de phase.
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Le circuit oscillant peut inclure un élément de capacité variable du type à commande par tension externe. Cet agencement permet de commander de façon variable la capacité de l'élément de capacité variable au moyen d'une commande par tension externe de telle sorte que la valeur de capacité de l'élément de capacité variable fait varier la fréquence d'oscillation du circuit oscillant. Ceci permet un contrôle/une commande externe de la fréquence d'oscillation du circuit oscillant.
Lorsque le résonateur est constitué, de préférence un élément de capacité variable du type à commande par tension externe permettant de commander de façon variable la fréquence de résonance du résonateur est connecté au résonateur. Le fait de commander de façon variable la capacité de l'élément de capacité variable à l'aide d'une tension externe permet de faire varier la fréquence de résonance du résonateur, ce qui à son tour permet de faire varier la fréquence d'oscillation du circuit oscillant. Dans ce cas, il est possible d'élargir la plage de commande variable de la fréquence d'oscillation du circuit oscillant par comparaison avec un cas dans lequel le circuit oscillant inclut l'élément de capacité variable.
De préférence, le substrat est réalisé en un matériau diélectrique et présente un facteur f x Q de 50000 ou plus. Cet agencement facilite l'amélioration du facteur Q du circuit haute fréquence et permet de réduire le bruit de phase comme il a été décrit ci-avant.
Un autre aspect de la présente invention propose un appareil de communication qui comporte le dispositif de circuit haute fréquence qui utilise la ligne de fente. Puisque le dispositif de circuit haute fréquence de la présente invention présente une performance améliorée, cet agencement stabilise le fonctionnement de l'appareil de communication et permet d'améliorer les caractéristiques de l'appareil de communication.
BRÈVE DESCRIPTION DES DESSINS
La figure 1A est une vue en plan d'un dispositif de circuit haute fréquence (un oscillateur) selon un premier mode de réalisation de la présente invention et la figure 1 B est son schéma de circuit ;
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les figures 2A, 2B et 2C sont des vues en coupe qui représentent les types d'une ligne pour transmettre un signal haute fréquence ; les figures 3A et 3B sont des graphiques pour une comparaison entre une configuration munie d'une ligne de fente et une configuration munie d'une ligne coplanaire, de façon respective, chaque graphique représentant une valeur Qc et un facteur Q qui sont associés d'une façon intime avec une perte de conduction ; les figures 4A et 4B sont des graphiques dont chacun représente un exemple de la perte diélectrique (tans) d'un substrat en fonction du facteur Q ; la figure 5 est une vue en plan qui représente un dispositif de circuit haute fréquence selon un second mode de réalisation de la présente invention ; la figure 6 est une vue en plan qui représente un exemple selon lequel un résonateur est connecté à un circuit oscillant ; la figure 7 est une vue en plan qui représente un autre exemple selon lequel un résonateur est connecté au circuit oscillant ; la figure 8 est une vue en plan qui représente encore un autre exemple selon lequel un résonateur est connecté au circuit oscillant ; la figure 9 est une vue en plan qui représente encore un autre exemple supplémentaire selon lequel un résonateur est connecté au circuit oscillant ; la figure 10 est une vue en plan qui représente un exemple selon lequel une ligne coplanaire est prévue en tant que ligne de signal pour la partie de sortie du circuit oscillant ; la figure 11est une vue en plan qui représente un exemple selon lequel un élément de capacité variable est connecté au circuit oscillant ; la figure 12 est une vue en plan qui représente encore un autre exemple selon lequel l'élément de capacité variable est connecté au circuit oscillant ; la figure 13 est une vue en plan qui représente un exemple selon lequel un résonateur est connecté au circuit oscillant ;
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la figure 14 est un graphique qui représente la caractéristique de résonance du résonateur ; et la figure 15A est une vue en plan d'un exemple selon lequel un FET à grille commune est prévu en lieu et place du FET à source commune et la figure 15B est son schéma de circuit.
DESCRIPTION DES MODES DE RÉALISATION PRÉFÉRÉS
Des modes de réalisation de la présente invention seront maintenant décrits ci-après par report aux dessins annexés.
La figure 1A est une vue en plan d'un oscillateur qui est un dispositif de circuit haute fréquence selon un premier mode de réalisation de la présente invention et la figure 1 B est son schéma de circuit. Un oscillateur 1 du premier mode de réalisation est construit de telle sorte qu'un substrat 2 soit muni d'un circuit oscillant 3.
Selon le premier mode de réalisation, le substrat 2 est réalisé en un matériau diélectrique. Le circuit oscillant 3 inclut une ligne de fente 4 qui est une ligne de signal prévue sur le substrat 2 et un transistor à effet de champ ou FET 5 qui est un élément d'amplification. Le circuit oscillant 3 joue le rôle de circuit haute fréquence au travers duquel un signal haute fréquence tel qu'un signal micro-ondes ou d'une fréquence plus élevée passe. Le FET 5 est un composant sous forme de puce monté en surface, et un FET à source commune est utilisé en conséquence selon le premier mode de réalisation. Le FET 5 est monté sur une surface du substrat 2 moyennant des bossements en or (Au) entre.
Comme représenté au niveau de la vue en coupe schématique de la figure 2A, par exemple, la ligne de fente 4 est constituée au moyen d'électrodes 6a et 6b qui sont agencées sur le substrat 2 côte- à-côte, un espace les séparant. La ligne de fente 4 transmet un signal tout en confinant un champ électromagnétique E entre les électrodes 6a et 6b. Ainsi, la ligne de fente 4 convient pour la transmission d'un signal haute fréquence tel qu'un signal micro-ondes ou de fréquence plus élevée.
Plusieurs types de ligne de fente 4 sont disponibles. Selon un type, une électrode de mise à la masse n'est pas prévue sur le côté arrière du substrat 2. D'autres exemples incluent un type conducteur
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de mise à la masse où une électrode de mise à la masse 9 est formée sur le côté inverse du substrat 2, comme indiqué par des lignes en pointillés sur la figure 2A, et un type structure à fente sur les deux côtés (laquelle structure peut être appelée ligne de transmission diélectrique plane ou PDTL) où des lignes de fente sont formées de façon symétrique à la fois sur le côté avant et sur le côté arrière du substrat 2. Selon le premier mode de réalisation, le type de la ligne de fente 4 n'est pas particulièrement limité et n'importe quel type de ligne de fente 4 peut être utilisé.
Selon le premier mode de réalisation, le substrat 2 comporte une électrode de connexion de grille 6g, une électrode de connexion de source 6s et une électrode de connexion de drain 6d. L'électrode de connexion de grille 6g, l'électrode de connexion de source 6s et l'électrode de connexion de drain 6d sont respectivement connectées à la grille G, à la source S et au drain D du FET 5. Un bord de l'électrode de connexion 6g et un bord de l'électrode de connexion 6d sont agencés côte-à-côte, un espace les séparant, de telle sorte qu'une ligne de fente inter-grille/drain 4gd soit constituée. Un autre bord de l'électrode de connexion de grille 6g et un bord de l'électrode de connexion de source 6s sont agencés côte-à-côte, un espace les séparant, de telle sorte qu'une ligne de fente inter-grille/source 4gs soit constituée. En outre, un bord de l'électrode de connexion de drain 6d et un bord de l'électrode de connexion de source 6s sont agencés côte-à-côte, un espace les séparant, de telle sorte qu'une ligne de fente inter-drain/source 4ds soit constituée. La ligne de fente intergrille/source 4gs, la ligne de fente inter-grille/drain 4gd et la ligne de fente inter-drain/source 4ds sont interconnectées dans une région au niveau de laquelle le FET 5 est monté.
Une électrode 6z est également prévue sur la surface du substrat 2. Un bord de l'électrode 6z et un bord de l'électrode de connexion de drain 6d sont agencés côte-à-côte, un espace les séparant, de telle sorte qu'une ligne de fente 4d soit constituée. En outre, un autre bord de l'électrode 6z et un bord de l'électrode de connexion de source 6s sont agencés côte-à-côte, un espace les
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séparant, de telle sorte qu'une ligne de fente de sortie 4out soit constituée.
La grille G, la source S et le drain D du FET 5 sont connectés en utilisant des bossements en Au ou similaire sur l'électrode de connexion de grille 6g, sur l'électrode de connexion de source 6s et sur l'électrode de connexion de drain 6d, de façon respective. Le FET 5 est constitué le long de la ligne de fente 4 dans le circuit oscillant 3.
Selon le premier mode de réalisation, une tension de polarisation de grille est appliquée de façon externe sur l'électrode de connexion de grille 6g, une tension de polarisation de source est appliquée de façon externe sur l'électrode de connexion de source 6s et une tension de polarisation de drain est appliquée de façon externe sur l'électrode de connexion de drain 6d. Alors, lorsqu'un signal est entré depuis la ligne de fente inter-grille/source 4gs sur le FET 5, le signal d'entrée est amplifié au moyen du fonctionnement du FET 5. Le signal amplifié est ensuite émis en sortie sur la ligne de fente interdrain/source 4ds depuis le FET 5 et est émis en sortie sur l'extérieur par l'intermédiaire de la ligne de fente de sortie 4out. Le signal de sortie est partiellement appliqué en retour en tant que signal d'entrée sur le FET 5 en utilisant un couplage entre l'électrode de connexion de drain 6d et l'électrode de connexion de grille 6g. Le signal de retour et le signal d'entrée se renforcent de façon mutuelle et sont amplifiés par le FET 5 et le signal résultant (un signal d'oscillation) est éventuellement émis en sortie depuis la ligne de fente de sortie 4out.
C'est-à-dire que, selon le premier mode de réalisation, la ligne de fente inter-grille/source 4gs, la ligne de fente inter-grille/drain 4gd et la ligne de fente inter-drain/source 4ds constituent un circuit de retour dans le circuit oscillant 3. La ligne de fente inter-grille/source 4gs et la ligne de fente inter-drain/source 4ds présentent également des longueurs qui sont telles que la phase du circuit oscillant complet 3 satisfait la condition de phase de l'oscillateur 1. En outre, la ligne de fente inter-grille/drain 4gd et la ligne de fente 4d servent à bloquer un courant direct.
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Additionnellement, la ligne de fente inter-grille/drain 4gd constitue une partie de commande de quantité de retour pour commander la quantité de retour pour le circuit de retour.
C'est-à-dire que la ligne de fente inter-grille/drain 4gd permet de commander de façon variable le degré de couplage entre l'électrode de connexion de grille 6g et l'électrode de connexion de drain 6d. La commande variable peut être réalisée par exemple au moyen de la largeur de ligne (c'est-à-dire la distance entre l'électrode de connexion de grille 6g et l'électrode de connexion de drain 6d), au moyen de la présence/l'absence d'un tronçon et/ou au moyen de la position de formation du tronçon lorsqu'il est formé. Le degré de couplage entre l'électrode de connexion de grille 6g et l'électrode de connexion de drain 6d détermine la quantité de retour pour le circuit de retour. Par conséquent, la ligne de fente inter-grille/drain 4gd est formée de manière à fournir une quantité de retour appropriée en considérant par exemple une fréquence établie de l'oscillateur 1 et elle joue le rôle de partie de commande de quantité de retour. Par exemple, en ce qui concerne la ligne de fente inter-grille/drain 4gd, un tronçon court 4sv peut être prévu en une position à environ #/4 de la connexion de la ligne de fente inter-drain/source 4ds et de la ligne de fente intergrille/source 4gs. Cet agencement permet de faciliter le contrôle/la commande d'une fréquence à laquelle la quantité de retour est maximisée. En outre, la fourniture du tronçon court 4sv permet d'atténuer, voire de supprimer, une oscillation parasite résultant d'une plage d'oscillation prédéterminée puisque la fréquence du signal de retour est limitée.
Selon le premier mode de réalisation, une partie de conversion d'impédance 15 qui présente une largeur de ligne augmentée est prévue entre la ligne de fente inter-drain/source 4ds et la ligne de fente de sortie 4out. La partie de conversion d'impédance 15 est utilisée pour coupler la ligne de fente inter-drain/source 4ds et la ligne de fente de sortie 4out moyennant un degré de couplage faible au point que des exigences d'amplification ne sont pas perturbées.
Dans le même temps, en tant que ligne pour transmettre un signal haute fréquence, une ligne coplanaire 7 comme représenté
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selon la vue en coupe de la figure 2B ou une ligne microbande 8 comme représenté selon la vue en coupe de la figure 2C est disponible. La ligne coplanaire 7 est une ligne qui est agencée de telle sorte que des électrodes de mise à la masse 11 a et 11 b prennent en sandwich une ligne de signal qui est formée sur un substrat 2, des espaces étant interposés entre. La ligne microbande 8 est une ligne qui est agencée de telle sorte qu'une ligne 12 soit formée sur un substrat 2 et qu'une électrode de mise à la masse (un conducteur) 13 soit formée sur le côté arrière du substrat 2 de manière à faire face à la ligne de signal 12. La ligne de fente 4 est supérieure en tant que ligne de signal pour une utilisation dans un circuit haute fréquence pour les raisons qui suivent, par comparaison avec la ligne coplanaire 7 et avec la ligne microbande 8.
Par exemple, la ligne de fente 4 permet de réduire de façon substantielle la perte de conduction d'un signal par comparaison avec la ligne coplanaire 7, ce qui permet par conséquent d'améliorer le facteur Q. On peut constater également ce fait au vu du résultat de simulation qui est représenté sur les figures 3A et 3B. La figure 3A est un graphique qui représente un exemple d'un facteur Q en fonction de la fréquence de signal lorsque la ligne de fente 4 est utilisée et la figure 3B est un graphique qui représente un exemple d'un facteur Q en fonction de la fréquence de signal lorsque la ligne coplanaire 7 est utilisée. Au niveau de la simulation à partir de laquelle les exemples du facteur Q en fonction de la fréquence de signal sont obtenus, des conditions autres que la différence consistant en si la ligne de signal prend la forme de la ligne fente 4 ou de la ligne coplanaire 7 sont sensiblement les mêmes. Par exemple, le calcul est réalisé sous une condition consistant en ce que les inverses Qd des pertes diélectriques (tan8) des substrats 2, les pertes diélectriques étant associées de façon intime au facteur Q, sont égaux (voir les lignes en trait plein Qd sur les graphiques) et des valeurs qui sont déterminées à partir de la multiplication des largeurs de ligne par des fréquences sont constantes.
Une ligne en pointillés Q qui est représentée sur chacune des figures 3A et 3B représente un facteur Q et une ligne en trait plein Qc
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représente un facteur Qc qui est un facteur permettant de déterminer le facteur Q et qui est associé de façon intime à la perte de conduction.
Comme représenté au niveau du résultat de la simulation, la ligne de fente 4 est supérieure en termes de perte de conduction par comparaison avec la ligne coplanaire 7.
En outre, afin de configurer un circuit haute fréquence présentant un facteur Q élevé en utilisant la ligne coplanaire 7, l'épaisseur du substrat diélectrique 2 doit être augmentée. Cependant, lorsqu'un circuit est configuré en montant un élément sur le substrat épais 2, l'épaisseur augmentée du substrat 2 rend difficile de dissiper la chaleur qui est générée par l'élément et qui est absorbée par le substrat 2 sur l'extérieur. Ceci pose un problème de dissipation thermique. A l'opposé, avec la ligne de fente 4, le facteur Q peut être aisément augmenté sans augmenter l'épaisseur du substrat 2. Par conséquent, l'épaisseur du substrat 2 peut être réduite tout en évitant une diminution du facteur Q, ce qui permet d'empêcher le problème de dissipation thermique.
En outre, la ligne coplanaire 7 est basée sur un fonctionnement symétrique moyennant la ligne de signal 10 au niveau du centre. Par conséquent, la condition idéale est que les électrodes 11 a et 11 b qui sont localisées au niveau des deux côtés de la ligne de signal 10 présentent le même potentiel opérant en tant que référence ainsi qu'un potentiel de masse. Par exemple, lorsqu'une partie de dérivation ou similaire est prévue au niveau de l'un et l'autre côtés des électrodes 11 a et 11 b, la symétrie du champ électromagnétique E qui est centré autour de la ligne de signal 10 peut être perturbée. Dans un tel cas, une onde non souhaitée est générée, ce qui provoque une réduction du facteur Q.
A l'opposé, la ligne de fente 4 (incluant un type conducteur de mise à la masse et un type PDTL) est basée sur un fonctionnement différentiel et par conséquent, n'a pas nécessairement à être munie d'une électrode de mise à la masse présentant un potentiel de référence. Par conséquent, la ligne de fente 4 présente moins de facteurs du fait desquels une onde non souhaitée est générée et permet d'atténuer, voire de supprimer, la génération d'une onde non
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souhaitée. Ceci rend aisé d'empêcher une diminution du facteur Q qui est due à une onde non souhaitée.
En outre, la ligne microbande 8 est analogue à la ligne de fente 4 en termes de perte de conduction mais nécessite que l'épaisseur du substrat diélectrique 2 soit augmentée comme selon la ligne coplanaire. Par conséquent, de la manière telle que décrite ci-avant, le problème de dissipation thermique dans un élément monté sur le substrat se pose.
En outre, moyennant la ligne microbande 8, de façon idéale, la ligne de signal 12 sur le côté avant du substrat 2 et le conducteur 13 sur son côté inverse sont connectés haute fréquence l'un à l'autre et le conducteur 13 doit jouer le rôle d'électrode de masse. Lorsque, cependant, l'épaisseur du substrat 2 est augmentée afin d'améliorer le facteur Q, une composante parasite est générée entre la ligne de signal 12 et le conducteur 13. Par conséquent, il y a un problème consistant en ce que la conception de circuit est difficile puisque la composante parasite doit être prise en compte. En particulier, la conception de circuit devient difficile pour un circuit haute fréquence qui utilise un élément semiconducteur sur lequel une tension de polarisation doit être appliquée.
A l'opposé, la ligne de fente 4 ni ne nécessite la fourniture d'une électrode de mise à la masse, ni ne nécessite une épaisseur augmentée du substrat 2 afin d'augmenter le facteur Q. Par conséquent, comme il a été décrit ci-avant, la ligne de fente 4 permet d'atténuer, voire de supprimer, la génération d'une composante parasite entre la ligne de signal et l'électrode de mise à la masse. Ceci permet de réduire la difficulté au niveau de la conception de circuit.
En outre, lorsqu'un élément est monté le long de la ligne microbande 8 en utilisant des bossements, un trou traversant ou similaire qui est connecté à la ligne microbande 8 présente une composante d'inductance importante (composante L). Par conséquent, dans ce cas, lorsque la fréquence d'un signal qui passe au travers de la ligne microbande 8 est élevée, l'électrode de mise à la masse 13 pour la ligne microbande 8 est déviée par rapport à sa condition idéale.
Dans ce cas, la ligne microbande 8 peut ne pas pouvoir transmettre un
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signal haute fréquence d'une manière satisfaisante. Un tel phénomène est prédominant pour un signal présentant une fréquence dans la bande des ondes millimétriques.
A l'opposé, comme il a été décrit ci-avant, la ligne de fente 4 permet d'éliminer la nécessité de prévoir une électrode de mise à la masse et par conséquent, permet de régler le problème résultant d'une telle électrode de mise à la masse. Par conséquent, la ligne de fente 4 permet de transmettre un signal haute fréquence même dans une bande d'ondes millimétriques d'une manière satisfaisante.
Comme il a été décrit ci-avant, la ligne de fente 4 est supérieure à une ligne de transmission pour un signal haute fréquence par comparaison avec la ligne coplanaire 7 et avec la ligne microbande 8.
La configuration d'un circuit oscillant qui utilise la ligne de fente 4 permet d'améliorer de façon significative le facteur Q de l'oscillateur 1.
Par exemple, lorsqu'un oscillateur est configuré en utilisant la ligne microbande 8 ou la ligne coplanaire 7, le facteur Q de l'oscillateur devient par exemple égal à environ 50 à 200. A l'opposé, lorsque l'oscillateur 1 est configuré en utilisant la ligne de fente 4, le facteur Q de l'oscillateur 1 peut être amélioré par exemple jusqu'à environ 300 à 600.
Par ailleurs, non seulement la perte de conduction de la ligne de signal mais également la perte diélectrique (tanô) du substrat 2 sont associées de façon intime au facteur Q du circuit oscillant 3. Par exemple, la figure 4A est un graphique qui représente un exemple de la perte diélectrique (tan8) du substrat 2 en fonction du facteur Q du circuit oscillant 3. Cet exemple de la relation a été obtenu à partir d'une simulation. Une ligne en trait plein A représente un cas pour une fréquence de signal de 10 GHz, une ligne en trait plein B représente un cas pour une fréquence de signal de 30 GHz et une ligne en trait plein C représente un cas pour une fréquence de signal de 100 GHz. Au niveau de la simulation, la ligne de fente 4 est utilisée pour la ligne de signal et les calculs ont été réalisés sous une condition consistant en ce qu'une valeur déterminée à partir de la multiplication de la largeur de ligne par la fréquence de signal est constante.
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Conformément au résultat de la simulation, la perte diélectrique (tan8) des semiconducteurs est dans la plage d'environ 0,001 à 0,01 mais certains matériaux diélectriques présentent une perte diélectrique (tan8) inférieure à 0,001. Par conséquent, le fait de configurer le substrat 2 à l'aide d'un matériau diélectrique qui présente une perte diélectrique (tan8) inférieur à 0,001 permet d'améliorer le facteur Q du circuit oscillant 3 par comparaison avec un cas dans lequel le substrat 2 est réalisé en un matériau semiconducteur.
Selon le premier mode de réalisation, par exemple, un matériau diélectrique approprié pour le substrat 2 est sélectionné comme décrit ci-après. Par exemple, comme représenté au niveau du résultat de la simulation, lorsque la perte diélectrique (tans) du substrat 2 diminue, le facteur Q du circuit oscillant 3 augmente. Par ailleurs, lorsque la perte diélectrique (tan8) du substrat 2 diminue d'un certain degré, le facteur Q du circuit oscillant 3 est sensiblement stabilisé à une valeur constante conformément à une fréquence de signal. Lorsque seulement la perte diélectrique (tan8) du substrat 2 est prise en compte, il suffit de sélectionner un matériau diélectrique qui présente une perte diélectrique (tan8) faible, ce qui permet d'assurer son facteur Q maximum, en tant que matériau pour constituer le substrat 2.
Cependant, dans la pratique, un matériau diélectrique pour constituer le substrat 2 ne peut pas être sélectionné au moyen de seulement une perte diélectrique (tan8) et par conséquent, il doit être sélectionné en considérant divers facteurs incluant l'aisance de fabrication et le coût.
Pour cette raison, par exemple, un taux de diminution de limite inférieure autorisée pour un facteur Q est déterminé en relation avec le maximum du facteur Q pour chaque fréquence de signal. Ensuite, un matériau diélectrique qui présente une perte diélectrique (tan8) est sélectionné de telle sorte que le taux de diminution d'un facteur Q par rapport au maximum du facteur Q pour chaque fréquence de signal soit à l'intérieur du taux de diminution de limite inférieure autorisée déterminé.
De façon davantage spécifique, par exemple, sur la base du résultat de la simulation représenté sur la figure 4A, un exemple de perte diélectrique (tan8) en fonction du taux de diminution d'un facteur
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Q en relation avec le maximum du facteur Q pour chaque fréquence de signal peut être obtenu, comme représenté sur la figure 4B. Lorsque le taux de diminution de limite inférieure autorisée du facteur Q par rapport au maximum du facteur Q est spécifié en tant que 10%, par exemple, un matériau diélectrique qui présente une perte diélectrique (tan8)de 0,00014 ou moins est utilisé en tant que matériau pour constituer le substrat 2 pour une fréquence de signal de 10 GHz (voir la ligne en trait plein A) conformément à la figure 4B. Par ailleurs, pour une fréquence de signal de 30 GHz (voir la ligne en trait plein B), un matériau diélectrique qui présente une perte diélectrique (tan8) de 0,00028 ou moins est utilisé en tant que matériau pour constituer le substrat 2. En outre, pour une fréquence de signal de 100 GHz (voir la ligne en trait plein C), un matériau diélectrique qui présente une perte diélectrique (tan8) de 0,00047 ou moins est utilisé en tant que matériau pour constituer le substrat 2.
Dans le même temps, le "facteur f x Q" est disponible en tant qu'index ou indice qui représente une caractéristique du substrat 2. Le facteur f x Q est déterminé à partir de la multiplication de la fréquence f d'un signal par Qd (Qd =1/(tanô)qui est l'inverse d'une perte diélectrique (tan8). Moyennant le facteur f x Q, par exemple, lorsque le taux de diminution de limite inférieure autorisée du facteur Q en relation avec le maximum du facteur Q est spécifié en tant que 10%, un matériau diélectrique qui présente un facteur f x Q d'environ 70000 ou plus est utilisé en tant que matériau pour constituer le substrat 2, pour une fréquence de signal de 10 GHz. Par ailleurs, pour une fréquence de signal de 30 GHz, un matériau diélectrique qui présente un facteur f x Q d'environ 100000 ou plus est utilisé en tant que matériau pour constituer le substrat 2. En outre, pour une fréquence de signal de 100 GHz, un matériau diélectrique présentant un facteur f x Q d'environ 200000 ou plus est utilisé en tant que matériau pour constituer le substrat 2. Selon le premier mode de réalisation, puisqu'il est visé qu'un signal haute fréquence dans une bande micro-ondes ou de fréquence plus élevée soit transmis, un matériau diélectrique présentant un facteur f x Q d'environ 50000 ou plus est de préférence utilisé afin d'améliorer le facteur Q.
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Selon le premier mode de réalisation, comme il a été décrit ciavant, la ligne de fente 4 est utilisée en tant que ligne de signal pour le circuit oscillant 3 afin de réduire une perte de conduction d'un signal haute fréquence. En outre, un substrat diélectrique est utilisé pour le substrat 2 de telle sorte qu'un matériau diélectrique présentant une perte diélectrique (tan8) faible qui permet d'assurer un facteur Q élevé puisse être sélectionné en tant que matériau pour constituer le substrat 2. De cette manière, cet agencement permet de réduire de façon substantielle à la fois la perte de conduction et la perte diélectrique, ce qui rend possible d'augmenter de manière significative le facteur Q de l'oscillateur 1 par comparaison avec des oscillateurs connus. Ceci permet par conséquent de proposer un oscillateur amélioré 1 présentant un bruit de phase moindre.
Additionnellement, l'agencement selon le premier mode de réalisation est très simple et permet par conséquent de réaliser une miniaturisation de l'oscillateur 1. Par exemple, lorsque la fréquence d'un signal qui passe au travers du circuit oscillant 3 est établie à 30 GHz et que la constante diélectrique relative du substrat 2 est établie à 24, le substrat 2 peut être dimensionné de manière à présenter approximativement une épaisseur de 0,6 mm, une longueur de 8 mm et une largeur de 5 mm. Puisque le FET 5 est également un composant sous forme de puce mince, il est possible de réduire l'épaisseur de l'oscillateur 1.
En outre, puisque l'oscillateur 1 selon le premier mode de réalisation utilise une sortie de fente, un avantage d'une meilleure continuité pour un amplificateur PUSH-PULL de classe B qui fonctionne de manière plus efficace ou efficiente qu'un amplificateur de classe A peut être assuré.
Un second mode de réalisation de la présente invention sera maintenant décrit. Selon la description du second mode de réalisation, des éléments similaires à ceux selon le premier mode de réalisation sont indiqués au moyen des mêmes index de référence et leurs descriptions sont omises.
Selon le second mode de réalisation, comme représenté sur la figure 5, des parties larges 17 sont prévues au niveau de portions
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d'une ligne de fente au travers de laquelle un signal haute fréquence passe, c'est-à-dire au niveau de portions depuis la ligne de fente 4gs jusqu'à la ligne de fente de sortie 4out au travers de la ligne de fente 4ds. Puisque l'augmentation des largeurs de ligne de cette manière permet de réduire la perte de conduction, cet agencement permet d'améliorer davantage le facteur Q du circuit oscillant 3. Les configurations autres que les parties larges sont sensiblement les mêmes que selon le premier mode de réalisation. Dans ce cas, la largeur de ligne de la ligne de fente de sortie 4out est déterminée en considérant une ligne de signal d'un circuit qui suit comme connecté à la partie de sortie de l'oscillateur 1. Par conséquent, selon le second mode de réalisation, la largeur de ligne est limitée par le circuit qui suit.
Cependant, par exemple, lorsque la largeur de ligne de la ligne de fente de sortie 4out n'est pas limitée par la configuration d'un circuit suivant, la largeur de ligne de la ligne de fente de sortie 4out peut également être augmentée. Par ailleurs, selon le second mode de réalisation, la largeur de ligne de la ligne de fente 4 qui est formée dans une région au niveau de laquelle le FET 5 est monté est conçue conformément à une ligne de fente d'entrée de signal et à une ligne de fente de sortie de signal qui sont formées au niveau du FET 5.
Un troisième mode de réalisation de la présente invention sera maintenant décrit. Selon la description du troisième mode de réalisation également, des éléments similaires à ceux selon les premier et second modes de réalisation dont il a été discuté ci-avant sont indiqués au moyen des mêmes index de référence et les descriptions afférentes sont omises.
Selon le troisième mode de réalisation, comme représenté sur les figures 6 à 9, l'oscillateur 1 comporte un résonateur 18 en plus de chaque configuration des premier et second modes de réalisation. Le résonateur 18 est constitué au moyen d'un motif conducteur sur le substrat 2. Les configurations autres que la configuration du résonateur 18 sont analogues à celles selon chaque mode de réalisation qui a été décrit ci-avant.
Le résonateur 18 (18a) qui est représenté sur la figure 6 est un résonateur à plaque de mode TE010 réfléchissant et il est connecté à
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une extrémité de la ligne de fente inter-grille/source 4gs. Le résonateur 18 (18b) qui est représenté sur la figure 7 est un résonateur à plaque de mode TE010 réactif et il est connecté dans la ligne de fente intergrille/source 4gs. Un index de référence 19 sur la figure 7 représente un composant sous forme de puce qui joue le rôle de résistance de terminaison. Lorsque le résonateur à plaque de mode TE010 réactif 18 (18b) est connecté comme représenté sur la figure 7, la condition de phase de l'oscillateur 1 peut être déterminée en considérant la connexion du résonateur 18 (18b) comme étant sensiblement ouverte.
En outre, le résonateur 18 (18c) qui est représenté sur la figure 8 est un résonateur à fente de transmission et il est prévu entre la ligne de fente inter-drain/source 4ds et la ligne de fente de sortie 4out. Selon cet exemple, le résonateur à fente 18c est d'un type PDTL selon lequel des motifs conducteurs pour le résonateur sont formés de façon symétrique sur à la fois le côté avant et le côté arrière du substrat 2.
De façon additionnelle, le résonateur 18 (18d) qui est représenté sur la figure 19 est un résonateur à fente réfléchissant et il est prévu le long de la ligne de fente inter-grille/drain 4gd. Dans ce cas, le résonateur 18d est une partie d'un circuit de retour. Selon cet exemple, le résonateur 18d est également d'un type PDTL de façon similaire au résonateur 18c qui est représenté sur la figure 8.
Selon le troisième mode de réalisation, puisque le résonateur 18 est connecté au circuit de résonateur 3, il est possible de réduire davantage un bruit de phase dans le circuit oscillant 3. Dans le même temps, une oscillation parasite basse fréquence est susceptible de se produire du fait de la propriété générale du FET 5. Cependant, puisque le résonateur 18 permet de réguler la fréquence d'oscillation du circuit oscillant 3 à l'intérieur d'une plage de fréquences établie, il est possible de réduire la survenue d'une oscillation parasite basse fréquence. Par conséquent, cet agencement permet de stabiliser davantage la fréquence d'oscillation du circuit 3. Par conséquent, cet agencement permet d'offrir un oscillateur 1 qui présente un bruit de phase plus faible et qui procure une fréquence d'oscillation hautement stable. En outre, selon le troisième mode de réalisation, le résonateur 18 est constitué par un motif conducteur qui est formé sur le substrat 2. Ceci
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permet au résonateur 18 d'être formé en même temps que lorsque la ligne de fente 4 est formée sur le substrat 2. En tant que résultat, par exemple, par comparaison avec un cas dans lequel le résonateur est un composant monté en surface, le troisième mode de réalisation permet de simplifier le processus de fabrication et permet également d'améliorer la productivité commerciale puisqu'il permet d'éliminer le processus de montage du résonateur sur le substrat 2.
Par ailleurs, lorsque le résonateur est un composant monté en surface, la position de montage du résonateur est susceptible de varier puisqu'il est difficile de monter de façon précise le résonateur en une position au niveau de laquelle la ligne de fente 4 est implantée. Ceci peut provoquer un problème en ce sens que les caractéristiques de l'oscillateur 1 varient dans chaque cas. A l'opposé, selon le troisième mode de réalisation, la ligne de fente 4 et le résonateur 18 sont fabriqués de façon simultanée au moyen d'une technique de fabrication de film. Par conséquent, des variations au niveau de la relation géométrique entre la ligne de fente 4 et le résonateur 18 peuvent être atténuées, voire supprimées, ce qui permet d'empêcher le problème de variation de caractéristiques résultant de l'agencement de la ligne de fente 4 et du résonateur 18. Ceci par conséquent permet de réduire la variation en termes de performance et permet d'améliorer la fiabilité de l'oscillateur 1.
Selon les exemples qui sont représentés sur les figures 6 à 9, bien que la largeur de ligne de la ligne de fente 4 soit sensiblement égale, une partie ou des parties larges 17 peuvent également être constituées au niveau des portions des lignes de fente (c'est-à-dire les lignes de fente 4gs, 4ds et 4out) au niveau desquelles un signal haute fréquence passe. La fourniture de la partie large 17 permet de réduire la perte de conduction et d'améliorer davantage le facteur Q du circuit oscillant 3.
Un quatrième mode de réalisation de la présente invention sera maintenant décrit. Selon la description du quatrième mode de réalisation, des éléments similaires à ceux des premier à troisième modes de réalisation sont indiqués à l'aide des mêmes index de référence et leurs descriptions sont omises. Selon le quatrième mode
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de réalisation, en lieu et place de la ligne de fente 4out comme représenté sur la figure 10, une ligne coplanaire de sortie 20 est constituée en tant que ligne de signal pour la partie de sortie. Dans bon nombre de cas, pour un circuit suivant qui est connecté à la partie de sortie de l'oscillateur 1, une ligne coplanaire est utilisée en tant que ligne de signal pour transmettre un signal haute fréquence. Par conséquent, l'utilisation de la ligne coplanaire 20 pour la ligne de signal de la partie de sortie permet de faciliter la connexion de la ligne de signal entre l'oscillateur 1 et le circuit haute fréquence qui suit.
Bien que la figure 10 représente un exemple du circuit oscillant 3 selon lequel la ligne de signal (la ligne de fente de sortie 4out) pour la partie de sortie dans le circuit oscillant 3 comme représenté sur la figure 8 est remplacée par la ligne coplanaire de sortie 20, naturellement, la ligne de fente de sortie 4out dans le circuit oscillant 3 comme représenté sur les figures 1,5, 6,7 ou 9 peut également être remplacée par la ligne coplanaire de sortie 20.
Un cinquième mode de réalisation de la présente invention sera maintenant décrit. Selon la description du cinquième mode de réalisation, des éléments similaires à ceux selon les modes de réalisation dont il a été discuté ci-avant sont indiqués au moyen des mêmes symboles ou index de référence et leurs descriptions sont omises.
Selon le cinquième mode de réalisation, l'oscillateur 3 inclut un élément de capacité variable du type à commande par tension externe (par exemple une diode VARACTOR) 22 comme représenté sur les figures 11 et 12 en tant qu'élément permettant de contrôler/ commander la fréquence d'oscillation du circuit oscillant 3. L'élément de capacité variable 22 varie en termes de capacité conformément à une tension appliquée de façon externe et ici, il prend la forme d'un composant sous forme de puce monté en surface qui est monté sur le substrat 2 en utilisant des bossements. Selon l'exemple qui est représenté sur la figure 11, l'élément de capacité variable 22 est connecté à une extrémité de la ligne de fente inter-grille/source 4gs.
En outre, selon l'exemple qui est représenté sur la figure 12, l'élément
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de capacité variable 22 est connecté à un tronçon 4sv qui s'étend depuis la ligne de fente inter-grille/drain 4gd.
De cette manière, le fait de constituer la ligne de fente 4 du circuit oscillant 3 à l'aide de l'élément de capacité variable 22 a pour effet que sa valeur de capacité affecte la fréquence d'oscillation du circuit oscillant 3. Par conséquent, en commandant de façon variable la valeur de capacité de l'élément de capacité variable 22 au moyen d'une commande de tension externe, une commande variable externe de la fréquence d'oscillation du circuit oscillant 3 est autorisée.
Lorsque l'élément de capacité variable 22 est prévu, une électrode 6q est formée sur le substrat 2 afin d'appliquer de façon externe une tension de commande sur l'élément de capacité variable 22. Selon la configuration qui est représentée sur la figure 12, la fourniture de l'élément de capacité variable 22 permet de réduire le facteur Q et par conséquent, peut affecter de façon défavorable le circuit oscillant 3. Pour empêcher cela, l'élément de capacité variable doit être rendu électriquement invisible tel que vu depuis la ligne de fente inter-grille/drain 4gd. Ainsi, la largeur de ligne d'une portion de la ligne de fente 4 entre la ligne de fente inter-grille/drain 4gd et l'élément de capacité variable 22 est réduite afin d'affaiblir le couplage entre la ligne de fente inter-grille/drain 4gd et l'élément de capacité variable 22.
Un sixième mode de réalisation de la présente invention sera maintenant décrit. Au niveau de la description du sixième mode de réalisation, des éléments similaires à ceux selon les modes de réalisation dont il a été discuté ci-avant sont indiqués au moyen des mêmes symboles ou index de référence et leurs descriptions sont omises.
Selon le sixième mode de réalisation, en plus de la configuration qui est représentée selon le troisième mode de réalisation (c'est-à-dire la configuration de l'oscillateur 1 avec le résonateur 18), un élément de capacité variable du type à commande par tension externe (par exemple une diode VARACTOR) 24 est prévu pour régler la fréquence de résonance du résonateur 18, comme représenté à titre d'exemple sur la figure 13.
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C'est-à-dire que le résonateur 18 est connecté à une ligne de fente 4 (4h) pour connecter le résonateur 18 au circuit oscillant 3 et est également connecté à une ligne de fente (4e) qui est localisée en une position différente de la position de connexion de la ligne de fente 4 (4h). La ligne de fente 4 (4e) est connectée à un élément de capacité variable 24. Cet élément de capacité variable 24 est un composant sous forme de puce monté en surface qui est monté sur le substrat 2 en utilisant des bossements. Puisque la valeur de capacité de l'élément de capacité variable 24 affecte la fréquence de résonance du résonateur 18, le fait de commander de façon variable la valeur de capacité de l'élément de capacité variable 24 permet une commande variable de la fréquence de résonance du résonateur 18. Comme décrit selon le troisième mode de réalisation, le résonateur 18 permet de réguler la fréquence d'oscillation du circuit oscillant 3 à l'intérieur d'une certaine plage de fréquences. C'est-à-dire que lorsque le résonateur 18 est prévu, la largeur de la plage de fréquences d'oscillation du circuit oscillant 3 est déterminée par la largeur APh de la forme d'onde de caractéristique de résonance du résonateur 18, comme représenté sur la figure 14. Par ailleurs, la position de la plage de fréquences d'oscillation du circuit oscillant est déterminée par la fréquence de résonance fs du résonateur 18.
Pour ces raisons, selon le sixième mode de réalisation, la valeur de capacité de l'élément variable 24 est commandée de façon variable afin de faire varier la fréquence de résonance fs du résonateur 18. En tant que résultat, la position de la plage de fréquences d'oscillation du circuit oscillant 3 est décalée de telle sorte que la fréquence d'oscillation du circuit oscillant 3 peut être modifiée.
Comme selon le cinquième mode de réalisation, l'élément de capacité variable 22 peut être connecté directement au circuit oscillant 3 afin de contrôler/commander de façon variable la fréquence d'oscillation du circuit oscillant 3 en contrôlant/commandant de façon variable la valeur de capacité de l'élément de capacité variable 22.
Dans ce cas cependant, lorsque le résonateur 18 est connecté au circuit oscillant 3 afin d'améliorer la stabilité de la fréquence d'oscillation du circuit oscillant 3, la fréquence d'oscillation du circuit
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oscillant 3 peut être modifiée seulement dans une plage de fréquences qui est déterminée par le résonateur 18. A l'opposé, selon le sixième mode de réalisation, puisque la position de la plage de fréquences d'oscillation du circuit oscillant peut être modifiée, le résonateur 18 permet d'améliorer la stabilité de la fréquence d'oscillation du circuit oscillant 3 et permet également de faire varier la fréquence d'oscillation du circuit oscillant 3 selon un degré important.
Lorsque l'élément de capacité variable 24 est prévu, une électrode 6p est formée sur le substrat 2 afin d'appliquer de façon externe une tension de commande sur l'élément de capacité variable 24. Par ailleurs, des lignes de fente 4f et 4g qui sont représentées sur la figure 13 jouent chacune le rôle de ligne pour bloquer un courant direct.
En outre, bien que la figure 13 représente un exemple selon lequel l'élément de capacité variable 24 est connecté au résonateur à plaque de mode TE010 réactif 18b qui est représenté sur la figure 7, le résonateur 18 sur lequel l'élément de capacité variable 24 est connecté n'est pas particulièrement limité. Par conséquent, l'élément de capacité variable 24 peut être connecté à un résonateur qui présente une autre configuration par l'intermédiaire de la ligne de fente 4 de la même manière que selon le sixième mode de réalisation. Des exemples du résonateur incluent un résonateur à plaque de mode TE010 réfléchissant 18a comme représenté sur la figure 6, un résonateur à fente de transmission 18c comme représenté sur la figure 8 et un résonateur à fente réfléchissant 18d comme représenté sur la figure 9.
Additionnellement, l'élément de capacité variable 22 permettant de contrôler/com mander de façon variable, d'une manière directe, la fréquence d'oscillation du circuit oscillant 3 comme représenté selon le cinquième mode de réalisation peut être prévu de même que l'élément de capacité variable 24 pour commander de façon variable la fréquence de résonance du résonateur 18, comme représenté selon le sixième mode de réalisation. Dans ce cas, l'élément de capacité variable 24 permettant de contrôler/commander de façon variable la fréquence de résonance du résonateur 18 peut servir à réaliser un
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réglage grossier de la fréquence d'oscillation du circuit oscillant 3 et l'élément de capacité variable 22 peut également servir à réaliser un réglage fin de la fréquence d'oscillation du circuit oscillant 3. Ceci par conséquent permet de réaliser un contrôle/une commande variable haute précision de la fréquence d'oscillation du circuit oscillant 3.
En outre, les parties larges 17 qui sont représentées selon le second mode de réalisation et/ou la ligne coplanaire de sortie 20 qui est représentée selon le quatrième mode de réalisation peuvent également être ajoutées à la configuration qui est représentée selon le sixième mode de réalisation.
Un septième mode de réalisation de la présente invention sera maintenant décrit. Selon la description du septième mode de réalisation, des éléments similaires à ceux selon les modes de réalisation dont il a été discuté ci-avant sont indiqués au moyen des mêmes index de référence et leurs descriptions sont omises.
Au niveau de chacun des premier à sixième modes de réalisation, un exemple qui utilise le FET à source commune 5 a été représenté. Cependant, selon le septième mode de réalisation comme représenté sur la figure 15A, un FET à grille commune 25 est prévu en lieu et place du FET à source commune 5.
La figure 15A représente un exemple selon lequel une configuration (selon laquelle le FET à source commune 5 est remplacé par le FET à grille commune 25) qui est spécifique pour le septième mode de réalisation est appliquée à la configuration qui est représentée selon le premier mode de réalisation. Cependant, naturellement, la configuration qui est spécifique au septième mode de réalisation peut également être appliquée à la configuration qui est représentée au niveau de chacun des second à sixième modes de réalisation.
La localisation de la grille G du FET à grille commune 25 correspond à la localisation de la source S du FET à source commune 5 et la localisation de la source S du FET à grille commune 25 correspond à la localisation de la grille G du FET à source commune 5.
Par conséquent, lorsque le FET à grille commune 25 est prévu en lieu et place du FET à source commune 5, l'électrode de connexion de
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grille 6g qui est représentée au niveau de chacun des premier à sixième modes de réalisation joue le rôle d'électrode de connexion de source 6s et l'électrode de connexion de source 6s qui est représentée au niveau de chacun des premier à sixième modes de réalisation joue le rôle d'électrode de connexion de grille 6g. En outre, la ligne de fente inter-grille/drain 4gd qui est représentée au niveau de chacun des premier à sixième modes de réalisation joue le rôle de ligne de fente inter-drain/source 4ds et la ligne de fente inter-drain/source 4ds qui est représentée au niveau de chacun des premier à sixième modes de réalisation joue le rôle de ligne de fente inter-grille/drain 4gd. La figure 15B est un schéma de circuit du circuit oscillant 3 lorsque le FET à grille commune 25 est prévu en lieu et place du FET à source commune 5.
Selon le septième mode de réalisation, la ligne de fente inter grille/source 4gs joue le rôle de ligne pour entrer un signal sur le FET 25. Lorsqu'un signal est entré depuis la fente inter-grille/source 4gs sur le FET 25, le signal est amplifié au moyen du fonctionnement du FET 25. Le signal amplifié est émis en sortie depuis le FET 25 par l'intermédiaire de la ligne de fente inter-grille/drain 4gd et est ensuite émis en sortie depuis la fente de sortie 4out sur l'extérieur. Le signal de sortie est partiellement appliqué en retour en tant que signal d'entrée sur le FET 25 en utilisant un couplage entre l'électrode de connexion de drain 6d et l'électrode de connexion de source 6s. Selon le septième mode de réalisation, la ligne de fente inter-drain/source 4ds constitue une partie de commande de quantité de retour pour déterminer la quantité de retour.
Selon le septième mode de réalisation, le FET à grille commune 25 est utilisé comme décrit ci-avant. Lorsque le FET à grille commune 25 est prévu, du fait de la structure du FET à grille commune 25, la valeur de capacité entre l'électrode de connexion de drain 6d et l'électrode de connexion de source 6s qui est un facteur qui détermine la quantité de retour peut être rendue inférieure à la valeur de capacité entre l'électrode de connexion de grille 6g et l'électrode de connexion de drain 6d lorsque le FET à source commune 5 est prévu. Ceci par conséquent réduit la dépendance vis-à-vis de la polarisation du circuit
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de retour, ce qui permet de stabiliser le circuit de retour et d'améliorer l'état oscillatoire du circuit oscillant 3.
En outre, le FET à grille commune 25 présente de façon générale un gain de réflexion élevé par comparaison avec le FET à source commune 5. Lorsque le résonateur 18 est connecté au circuit oscillant 3, l'utilisation du FET à grille commune 25 permet que le circuit oscillant 3 soit oscillé même lorsque le couplage entre le résonateur 18 et le circuit oscillant 3 est affaibli du fait d'un gain de réflexion élevé du FET à grille commune 25. Lorsque le couplage entre le résonateur 18 et le circuit oscillant 3 est affaibli, l'influence qui est exercée sur le circuit 3 par le résonateur 18 est réduite. Par conséquent, le résonateur 18 peut être conçu sans s'inquiéter beaucoup de l'influence exercée sur le circuit oscillant 3 par le résonateur 18. C'est-à-dire que la liberté de conception du résonateur 18 peut être améliorée, ce qui facilite par conséquent la conception du résonateur 18 de telle sorte que le facteur Q peut être davantage amélioré. Par conséquent, cet agencement permet d'améliorer le facteur Q du résonateur 18 et permet d'améliorer davantage le facteur Q de l'oscillateur 1, ce qui rend possible de constituer un oscillateur 1 présentant un bruit de phase réduit.
Un huitième mode de réalisation de la présente invention sera maintenant décrit. Le huitième mode de réalisation est orienté vers un appareil de communication. L'appareil de communication du huitième mode de réalisation est caractérisé en ce qu'il inclut l'oscillateur 1 qui présente la configuration de l'un des premier à septième modes de réalisation. Puisque la configuration de l'oscillateur 1 a fait l'objet d'une discussion ci-avant, sa description est omise. Par ailleurs, diverses configurations sont disponibles pour des éléments autres que l'oscillateur 1 dans l'appareil de communication. Dans ce cas, n'importe quelles configurations peuvent être utilisées pour les éléments autres que l'oscillateur 1 et leurs descriptions seront omises.
Selon le huitième mode de réalisation, l'utilisation de l'oscillateur 1 qui est représenté selon chacun des premier à septième modes de réalisation permet de stabiliser un état de communication et permet d'améliorer la fiabilité de la communication.
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La présente invention n'est pas limitée à la configuration de chacun des premier à huitième modes de réalisation et elle peut prendre diverses formes. Par exemple, bien que le FET 5 ou 25 soit prévu en tant qu'élément d'amplification pour le circuit oscillant 3 selon chacun des premier à huitième modes de réalisation, un transistor bipolaire tel qu'un transistor bipolaire à hétérojonction ou HBT peut être prévu en lieu et place du FET 5 ou 25. Puisqu'un transistor bipolaire permet de faciliter une réduction du bruit de phase par comparaison avec un FET, un transistor bipolaire peut être utilisé de manière avantageuse lorsqu'on le souhaite pour réduire essentiellement le bruit de phase.
En outre, selon le second mode de réalisation, bien que des parties larges 17 soient constituées au niveau de portions de la ligne de fente inter-grille/source 4gs et de la ligne de fente inter-drain/source 4ds, de façon respective, la partie large 17 peut être prévue au niveau de n'importe quelle ligne de fente 4.
Additionnellement, le motif de chaque ligne de fente 4 comme représenté sur les figures 1,5 à 13 et 15 est un exemple et le motif afférent peut prendre n'importe quelle forme. Par exemple, de multiples types de FET tels qu'un type à drain commun sont disponibles et le motif de la ligne de fente 4 est conçu en considérant le type de FET.
En outre, bien que le résonateur soit formé à partir d'un motif conducteur selon chacun des troisième à huitième modes de réalisation, un résonateur sous la forme d'un composant sous forme de puce monté en surface peut être prévu lorsqu'un résonateur présentant une dimension augmentée est autorisé et/ou que seulement une performance faible est requise.
Additionnellement, bien que l'oscillateur 1 soit représenté à titre d'exemple en tant que dispositif de circuit haute fréquence selon chacun des premier à huitième modes de réalisation, le dispositif de circuit haute fréquence de la présente invention peut également être appliqué à des dispositifs de circuit haute fréquence tels que des amplificateurs et des dispositifs de circuit de commutation de même que des oscillateurs. Même dans un amplificateur ou dans un dispositif
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de circuit de commutation, l'utilisation de la ligne de fente en tant que ligne de signal permet de réduire la perte de conduction et par ailleurs, l'utilisation d'un substrat diélectrique permet de réduire la perte diélectrique. En tant que résultat, un circuit qui présente un facteur Q élevé peut être configuré et le bruit de phase peut être réduit.

Claims (18)

REVENDICATIONS
1. Dispositif de circuit haute fréquence caractérisé en ce qu'il comprend : un substrat (2) ; un circuit oscillant (3) qui est prévu sur le substrat (2), le circuit oscillant comportant une ligne de signal (4) ; et un élément semiconducteur qui joue le rôle d'élément d'amplification et qui est muni de la ligne de signal (4), ledit élément d'amplification comprenant un transistor à effet de champ à source commune (5), où une électrode de connexion de grille (6g) qui est connectée à la grille du transistor à effet de champ (5), une électrode de connexion de drain (6d) qui est connectée au drain du transistor à effet de champ (5) et une électrode de connexion de source (6s) qui est connectée à la source du transistor à effet de champ sont prévues sur le substrat (2), ladite ligne de signal (4) comprend une ligne de fente intergrille/drain (4gd) où l'électrode de connexion de grille (6g) et l'électrode de connexion de drain (6d) sont agencées côte-à-côte, un espace les séparant, une ligne de fente inter-grille/source (4gs) où l'électrode de connexion de grille (6g) et l'électrode de connexion de source (6s) sont agencées côte-à-côte, un espace les séparant, et une ligne de fente inter-drain/source (4ds) où l'électrode de connexion de drain (6d) et l'électrode de connexion de source (6s) sont agencées côte-à-côte, un espace les séparant, la ligne de fente inter-grille/drain (4gd), la ligne de fente intergrille/source (4gs) et la ligne de fente inter-drain/source (4ds) sont interconnectées au niveau d'une région au niveau de laquelle le transistor à effet de champ (5) est monté, et constituent un circuit de retour, où une sortie de signal en provenance du transistor à effet de champ (5) arrivant sur la ligne de fente inter-drain/source (4ds) est partiellement appliquée en retour en tant que signal d'entrée sur le transistor à effet de champ (5) via la ligne de fente inter-grille/source
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(4gs) en utilisant un couplage entre l'électrode de connexion de grille (6g) et l'électrode de connexion de drain (6d) ; et la ligne de fente inter-grille/drain (4gd) définit une section de commande de quantité de retour pour déterminer une quantité de retour pour le circuit de retour en spécifiant le degré de couplage entre l'électrode de connexion de grille (6g) et l'électrode de connexion de drain (6d).
2. Dispositif de circuit haute fréquence selon la revendication 1, caractérisé en ce que la ligne de fente (4) par l'intermédiaire de laquelle un signal haute fréquence est transmis comprend une partie large (17) pour réduire une perte de conduction.
3. Dispositif de circuit haute fréquence selon la revendication 1, caractérisé en ce que la ligne de fente (4) qui définit la section de commande de quantité de retour dans le circuit de retour comporte un tronçon court (4sv) prévu en une position à environ #/4 d'une partie au niveau de laquelle la ligne de fente inter-grille/drain (4gd), la ligne de fente inter-grille/source (4gs) et la ligne de fente inter-drain/source (4ds) sont interconnectées.
4. Dispositif de circuit haute fréquence selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'un résonateur (18) qui est connecté au circuit oscillant (3) pour stabiliser la fréquence d'oscillation du circuit oscillant est prévu sur le substrat (2).
5. Dispositif de circuit haute fréquence selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'un élément de capacité variable (22) du type à commande par tension externe en tant qu'élément permettant de commander la fréquence d'oscillation du circuit oscillant (3) est prévu dans le circuit oscillant.
6. Dispositif de circuit haute fréquence selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un élément de capacité variable (24) du type à commande par tension externe qui est connecté au résonateur (18) qui est connecté au circuit oscillant (3), pour commander de façon variable la fréquence de résonance du résonateur (18).
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7. Dispositif de circuit haute fréquence selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'élément semiconducteur comprend un transistor bipolaire (5).
8. Dispositif de circuit haute fréquence selon la revendication 1, caractérisé en ce que le substrat (2) comprend un matériau diélectrique et présente un facteur f x Q de 50000 ou plus où le facteur f x Q est déterminé à partir de la multiplication de la fréquence f d'un signal haute fréquence qui passe au travers du circuit haute fréquence par l'inverse Qd de la perte diélectrique tan8 du substrat (2).
9. Appareil de communication caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif de circuit haute fréquence selon la revendication 1.
10. Dispositif de circuit haute fréquence caractérisé en ce qu'il comprend : un substrat (2) ; un circuit oscillant (3) qui est prévu sur le substrat (2), le circuit oscillant comportant une ligne de signal (4) ; et un élément semiconducteur qui joue le rôle d'élément d'amplification et qui est muni de la ligne de signal (4), ledit élément d'amplification comprenant un transistor à effet de champ à source commune (5), où une électrode de connexion de grille (6g) qui est connectée à la grille du transistor à effet de champ (5), une électrode de connexion de drain (6d) qui est connectée au drain du transistor à effet de champ (5) et une électrode de connexion de source (6s) qui est connectée à la source du transistor à effet de champ sont prévues sur le substrat (2), ladite ligne de signal (4) comprend une ligne de fente intergrille/drain (4gd) où l'électrode de connexion de grille (6g) et l'électrode de connexion de drain (6d) sont agencées côte-à-côte, un espace les séparant, une ligne de fente inter-grille/source (4gs) où l'électrode de connexion de grille (6g) et l'électrode de connexion de source (6s) sont agencées côte-à-côte, un espace les séparant, et une ligne de fente inter-drain/source (4ds) où l'électrode de connexion de drain (6d) et
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l'électrode de connexion de source (6s) sont agencées côte-à-côte, un espace les séparant, la ligne de fente inter-grille/drain (4gd), la ligne de fente intergrille/source (4gs) et la ligne de fente inter-drain/source (4ds) sont interconnectées au niveau d'une région au niveau de laquelle le transistor à effet de champ (5) est monté, et constituent un circuit de retour, où une sortie de signal en provenance du transistor à effet de champ (5) arrivant sur la ligne de fente inter-grille/drain (4gd) est partiellement appliquée en retour en tant que signal d'entrée sur le transistor à effet de champ (5) via la ligne de fente inter-grille/source (4gs) en utilisant un couplage entre l'électrode de connexion de drain (6d) et l'électrode de connexion de source (6g) ; et la ligne de fente inter-drain/source (4ds) définit une section de commande de quantité de retour pour déterminer une quantité de retour pour le circuit de retour en spécifiant le degré de couplage entre l'électrode de connexion de drain (6d) et l'électrode de connexion de source (6s).
11. Dispositif de circuit haute fréquence selon la revendication 10, caractérisé en ce que la ligne de fente (4) par l'intermédiaire de laquelle un signal haute fréquence est transmis comprend une partie large (17) pour réduire une perte de conduction.
12. Dispositif de circuit haute fréquence selon la revendication 10, caractérisé en ce que la ligne de fente (4) qui définit la section de commande de quantité de retour dans le circuit de retour comporte un tronçon court (4sv) prévu en une position à environ #/4 d'une partie au niveau de laquelle la ligne de fente inter-grille/drain (4gd), la ligne de fente inter-grille/source (4gs) et la ligne de fente inter-drain/source (4ds) sont interconnectées.
13. Dispositif de circuit haute fréquence selon la revendication 10, caractérisé en ce qu'un résonateur (18) qui est connecté au circuit oscillant (3) pour stabiliser la fréquence d'oscillation du circuit oscillant est prévu sur le substrat (2).
14. Dispositif de circuit haute fréquence selon la revendication 10, caractérisé en ce qu'un élément de capacité variable (22) du type à commande par tension externe en tant qu'élément permettant de
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commander la fréquence d'oscillation du circuit oscillant (3) est prévu dans le circuit oscillant.
15. Dispositif de circuit haute fréquence selon la revendication 13, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un élément de capacité variable (24) du type à commande par tension externe qui est connecté au résonateur (18) qui est connecté au circuit oscillant (3), pour commander de façon variable la fréquence de résonance du résonateur (18).
16. Dispositif de circuit haute fréquence selon la revendication 10, caractérisé en ce que l'élément semiconducteur comprend un transistor bipolaire (5).
17. Dispositif de circuit haute fréquence selon la revendication 10, caractérisé en ce que le substrat (2) comprend un matériau diélectrique et présente un facteur f x Q de 50000 ou plus où le facteur f x Q est déterminé à partir de la multiplication de la fréquence f d'un signal haute fréquence qui passe au travers du circuit haute fréquence par l'inverse Qd de la perte diélectrique tan# du substrat (2).
18. Appareil de communication caractérisé en ce qu'il comprend un dispositif de circuit haute fréquence selon la revendication 10.
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