JPH10170210A - 誘導型位置検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】 小型かつシンプルな構造の誘導型位置検出装
置を構成する。 【解決手段】 所定の交流信号によって励磁される１次
コイル１Ｐ、及び所定距離離隔された第１及び第２の位
置においてそれぞれ配置された第１及び第２の２次コイ
ル２Ｃ，２Ｓ、を含むコイル部１０と、検出対象たる直
線的な又は曲線的な変位に応答して前記コイル部１０に
対して相対的に変位される磁気応答部材５であって、こ
の磁気応答部材５の前記コイル部に対する相対的変位に
応じた異なる誘導出力信号が前記各２次コイル２Ｃ，２
Ｓから夫々出力されるようにしたものと、前記２次コイ
ルの一方からの前記誘導出力信号の電気的位相を略９０
度ずらす位相シフト回路と、前記２次コイルの他方から
の前記誘導出力信号と前記位相シフト回路の出力信号と
を合成し、少なくとも前記第１及び第２の位置間におけ
る前記磁気応答部材の相対的変位位置に応じた電気的位
相角を示す出力交流信号を得る回路とを具える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、誘導出力を生じる
２次コイルの配置又は励磁のための１次コイルの配置を
２極構造とした誘導型位置検出装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より知られた誘導型直線位置検出装
置としては差動トランスがある。差動トランスは、１つ
の１次巻線を１相で励磁し、差動接続された２つの２次
巻線の各配置位置において検出対象位置に連動する鉄心
コアの直線位置に応じて差動的に変化するリラクタンス
を生ぜしめ、その結果として得られる１相の誘導出力交
流信号の電圧振幅レベルが鉄心コアの直線位置を示すよ
うにしたものである。この差動トランスにおいては、誘
導電圧が差動的に変化するように設けられた２つの２次
巻線が設けられた範囲において、該誘導電圧値が対直線
位置に関して直線性を示す範囲でしか、直線位置を検出
することができないものであり、該誘導電圧値の対直線
位置の変化の関数が周期関数（例えばサイン関数のよう
な三角関数）の１サイクルにわたって変化することはな
い。従って、検出可能範囲を拡張するには巻線長とコア
長を長くするしかなく、自ずと限度があると共に、装置
の大型化をもたらす。また、検出対象直線位置に相関す
る電気的な位相を示す出力を得ることが不可能である。
また、誘導出力信号の電圧振幅レベルは、鉄心コアの直
線位置のみならず、温度変化等の周辺環境の影響を受け
やすいので、精度に難点がある。

【０００３】これに対して、検出対象直線位置に相関す
る電気的位相角を持つ交流信号を出力するようにした位
相シフトタイプの誘導型直線位置検出装置も知られてい
る。例えば、特開昭４９−１０７７５８号、特開昭５３
−１０６０６５号、特開昭５５−１３８９１号、実公平
１−２５２８６号などに示されたものがある。この種の
従来知られた位相タイプの誘導型直線位置検出装置にお
いては、検出対象位置に連動する可動鉄心コアの直線変
位方向に関して互いにずらして配置された例えば２つの
１次巻線を互いに電気的位相のずれた２相の交流信号
（例えばsin ωｔとcos ωｔ）でそれぞれ励磁し、各１
次巻線による２次側誘導信号を合成して１つの２次出力
信号を生成するようにしている。励磁用の交流信号に対
するこの２次出力信号における電気的位相ずれが、検出
対象位置に連動する鉄心コアの直線位置を示している。
また、実公平１−２５２８６号に示されたものにおいて
は、複数の鉄心コアを所定ピッチで断続的に繰り返し設
け、１次及び２次巻線が設けられた範囲よりも広い範囲
にわたる直線位置検出を可能にしている。

【０００４】上述した従来の位相シフトタイプの誘導型
直線位置検出装置は、差動トランスに比べて多くの点で
利点を持っているが、また、欠点も有している。例え
ば、少なくとも２相の励磁用交流信号（例えばsin ωｔ
とcos ωｔ）を用意しなければならないため、励磁回路
の構成が複雑になるという問題点がある。また、温度変
化等によって１次及び２次巻線のインピーダンスが変化
すると、２次出力信号における電気的位相ずれに誤差が
生じるという欠点もあった。更に、複数の鉄心コアを所
定ピッチで断続的に繰り返し設け、１次及び２次巻線が
設けられた範囲よりも広い範囲にわたる直線位置検出を
可能にした場合において、１次及び２次巻線を設ける範
囲を可動鉄心コアの１ピッチの長さよりも長い範囲で設
けねばならないため、巻線アセンブリ全体のサイズが大
きくなってしまい、検出装置の小型化に限度があった。
すなわち、鉄心コアの１ピッチの長さをＰとすると、４
相タイプの場合、各相巻線の配置間隔を最小でも「３Ｐ
／４」としなければならず、全体ではその４倍の「４×
（３Ｐ／４）＝３Ｐ」の配置領域が必要であり、従って
最小でも可動鉄心コアの３ピッチ分の長さの範囲にわた
って巻線アセンブリを設けなければならない。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】また、従来の位相シフ
トタイプの誘導型位置検出装置においては、サイン相や
コサイン相のように出力位相の異なるコイルは、必ず、
異なる極配置で設けなければならない。例えば、４相タ
イプなら必ず少なくとも４極型のコイル配置構成とな
る。従って、位置検出装置の構成を小型化するには自ず
と限度があった。また、位相シフトタイプに限らず、レ
ゾルバ等も含めて、従来の誘導型位置検出装置において
は、少なくとも１サイクルの位相変化を得るように複数
の極配置で各コイルを配置することを基本原則としてい
る。従って、位置検出装置の使用目的が、比較的狭い範
囲での位置検出で済むような場合であっても、コイルの
極数を減らすことはできず、資源の利用効率が悪かっ
た。本発明は上述の点に鑑みてなされたもので、２次コ
イル又は１次コイルの極配置を基本的に２極構造とし
て、小型かつシンプルな構造により、必要な範囲での位
置検出を可能にした誘導型位置検出装置を提供しようと
するものである。また、所定の比較的狭い角度範囲で往
復動する検出対象の位置を、小型かつシンプルな構造に
より、検出しうるようにした誘導型位置検出装置を提供
しようとするものである。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明に係る誘導型位置
検出装置は、所定の交流信号によって励磁される１次コ
イル、及び所定距離離隔された第１及び第２の位置にお
いてそれぞれ配置された第１及び第２の２次コイル、を
含むコイル部と、検出対象たる直線的な又は曲線的な変
位に応答して前記コイル部に対して相対的に変位される
磁気応答部材であって、この磁気応答部材の前記コイル
部に対する相対的変位に応じた異なる誘導出力信号が前
記各２次コイルから夫々出力されるようにしたものと、
前記２次コイルの一方からの前記誘導出力信号の電気的
位相を略９０度ずらす位相シフト回路と、前記２次コイ
ルの他方からの前記誘導出力信号と前記位相シフト回路
の出力信号とを合成し、少なくとも前記第１及び第２の
位置間における前記磁気応答部材の相対的変位位置に応
じた電気的位相角を示す出力交流信号を得る回路とを具
えたものである。

【０００７】この場合、第１及び第２の２次コイルが第
１及び第２の位置においてそれぞれ配置され、２極構造
となっている。なお、公知のように、磁気応答部材は、
磁性体又は導電体のどちらを用いてもよく、また、両者
を適宜組み合わせたハイブリッド構造でもよい。磁性体
の場合は、磁気応答部材のコイルへの近接に応じてパー
ミアンスが増加し、誘導レベルが上がる。反対に導電体
の場合は、磁気応答部材のコイルへの近接に応じて渦電
流損が生じ、誘導レベルが下がる。ここでは、磁気応答
部材が磁性体であるとして説明する。磁気応答部材が第
１の位置に在る第１の２次コイルに最も近接して該第１
の２次コイルに最大レベル（例えば１）の誘導を生じさ
せるとき、第２の位置に在る第２の２次コイルには最小
レベル（例えば０）の誘導しか生じない。この状態を例
えば角度θで示し、θ＝０度とすると、第１の２次コイ
ルの出力はｃｏｓθに相当し、第２の２次コイルの出力
はｓｉｎθに相当する。逆に、磁気応答部材が第２の位
置に在る第２の２次コイルに最も近接して該第２の２次
コイルに最大レベル（例えば１）の誘導を生じさせると
き、第１の位置に在る第１の２次コイルには最小レベル
（例えば０）の誘導しか生じない。すなわち、ｓｉｎθ
＝１，ｃｏｓθ＝０であるから、θ＝９０度に相当す
る。

【０００８】このように、第１の位置から第２の位置ま
での間の磁気応答部材の変位は、角度θにして、０度か
ら９０度までの変位に換算して表現することができる。
すなわち、第１の位置から第２の位置までの間の磁気応
答部材の変位に対応して第１の２次コイルに生じる誘導
出力信号は、見掛け上、「ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔ」と表
わせる。ただし、θは０度〜９０度であり、ｓｉｎωｔ
は交流成分である。同様に、第１の位置から第２の位置
までの間の磁気応答部材の変位に対応して第２の２次コ
イルに生じる誘導出力信号は、見掛け上、「ｓｉｎθ・
ｓｉｎωｔ」と表わせる。ただし、θは０度〜９０度で
ある。

【０００９】ここで、位相シフト回路において、２次コ
イルの一方（例えば第２の２次コイル）からの前記誘導
出力信号の電気的位相を略９０度ずらすと、 「ｓｉｎθ・ｓｉｎ（ωｔ＋９０度）」＝ｓｉｎθ・ｃ
ｏｓωｔ が得られる。よって、この位相シフト回路の出力と２次
コイルの一方（例えば第１の２次コイル）からの前記誘
導出力信号とを合成（例えば加算合成；あるいは減算合
成でもよい）すると、概算的に示すと、 ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔ＋ｓｉｎθ・ｃｏｓωｔ＝ｓｉｎ
（ωｔ＋θ） となり、磁気応答部材の相対的変位位置に応じた電気的
位相角θを示す出力交流信号を得ることができる。ただ
し、前述のように、θはほぼ０度〜９０度の範囲に限定
される。

【００１０】従来の位相シフトタイプ誘導型位置検出装
置やレゾルバにおいては、上記のような変位に応じた位
相出力を得るには、３６０度を４分割して、９０度毎に
サイン、コサイン、マイナスサイン、マイナスコサイン
の４極構成でコイルを配置しなければならなかった。す
なわち、１サイクル＝３６０度の範囲の位相変化を得る
ように複数の極配置で各コイルを配置することを基本原
則としていたのである。これでは、位置検出装置の使用
目的が、位相角にして３６０度の範囲全部の検出を要す
る場合はよいのであるが、６０度等の比較的狭い限られ
た範囲での揺動運動の位置（角度）を検出するような場
合、無駄が多く、位置検出装置という資源の利用効率が
悪かったものである。これに対して、本発明は、少なく
とも２つの２次コイルを第１及び第２の位置に配置する
だけでよい（つまり２極構造）ので、簡素な構成とな
り、位相角に換算して９０度程度の範囲内の狭い限られ
た範囲での位置検出（例えば揺動運動の位置／角度の検
出）を、無駄なく、効率的な資源利用によって行うこと
ができるようになる。なお、１次コイルは、各２次コイ
ルと同じ位置にそれぞれ設けてもよいし、違う位置、例
えば第１及び第２の位置の中間の位置、に設けてもよ
い。前者の場合、見掛け上も、全体で、２極構造とな
る。後者の場合は、見掛け上は、全体で、３極構造とな
る。

【００１１】更に、本発明に係る誘導型位置検出装置
は、所定の交流信号によって励磁される１次コイル、及
び所定距離離隔された第１及び第２の位置においてそれ
ぞれ配置された第１及び第２の主２次コイル、前記第１
の主２次コイルと同じ前記第１の位置に配置された第１
の副２次コイル、前記第２の主２次コイルと同じ前記第
２の位置に配置された第２の副２次コイルを含み、前記
主２次コイルの誘導係数よりも前記副２次コイルの誘導
係数が小さいコイル部と、検出対象たる直線的な又は曲
線的な変位に応答して前記コイル部に対して相対的に変
位される磁気応答部材であって、この磁気応答部材の前
記コイル部に対する相対的変位に応じた異なる誘導出力
信号が前記各２次コイルから夫々出力されるようにした
ものと、前記第１の主２次コイルと第２の副２次コイル
の誘導出力信号を差動合成した信号の電気的位相を略９
０度ずらす位相シフト回路と、前記第２の主２次コイル
と第１の副２次コイルの誘導出力信号を差動合成した信
号と前記位相シフト回路の出力信号とを合成し、少なく
とも前記第１及び第２の位置間における前記磁気応答部
材の相対的変位位置に応じた電気的位相角を示す出力交
流信号を得る回路とを具えたものである。

【００１２】この場合も、第１及び第２の主２次コイル
が第１及び第２の位置においてそれぞれ配置され、ま
た、第１及び第２の副２次コイルも第１及び第２の位置
においてそれぞれ配置されるので、２極構造となってい
る。一方、第１の主２次コイルと第２の副２次コイルの
誘導出力信号を差動合成すること、及び第２の主２次コ
イルと第１の副２次コイルの誘導出力信号を差動合成す
ること、という構成から明らかなように、差動合成され
る主２次コイルと副２次コイルにおけるインダクタンス
変化の関数は、本来、逆相関係となるべきである。よっ
て、第１の位置に在る第１の主２次コイルに生じる誘導
出力信号を、「ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔ」と表わす場合、
それと差動合成されるべき第２の位置に在る第２の副２
次コイルに生じる誘導出力信号は、本来、「−ｃｏｓθ
・ｓｉｎωｔ」となるべきであるが、この第２の位置の
相は、前述のようにサイン相であるから、そのような関
係にはならないはずである。すなわち、第２の位置に在
る第２の主２次コイルに生じる誘導出力信号が、「ｓｉ
ｎθ・ｓｉｎωｔ」と表わされるからである。

【００１３】ここで、本発明では、主２次コイルの誘導
係数よりも副２次コイルの誘導係数を小さく設定してい
ることがポイントである。これにより、見掛上の角変換
を行うことができる。例えば、副２次コイルのコイル巻
数を、主２次コイルのコイル巻数の半分に設定すること
により、その誘導係数を小さくする例を考えてみる。そ
うすると、第２の位置における本来の相は、上記のよう
にｓｉｎθであるから、−ｃｏｓθの相はこれに９０度
遅れているところ、コサイン相の１／２のインダクタン
ス減少によって見掛け上６０度進相となり（ｃｏｓ６０
度＝１／２）、ｓｉｎθよりも約３０度だけ遅れたマイ
ナスコサイン成分に相当する誘導が該第２の位置で第２
の副２次コイルに生じることになる。同様に、第１の位
置においては、第１の副２次コイルにおいて見掛け上３
０度進相（ｓｉｎ３０度＝１／２）のマイナスサイン成
分に相当する誘導が生じる。これによって、第１の位置
から第２の位置の間の磁気応答部材の変位に対応する電
気的位相角θの変化範囲は約−３０度から約＋１２０度
の範囲となり、０度から９０度までの範囲に比べて、前
後に約３０度位つづ拡大されるみことになる。従って、
この電気的位相角θを測定して位置検出データを得る場
合に、検出分解能を向上させることができることとな
る。

【００１４】この場合も、従来の位相シフトタイプ誘導
型位置検出装置やレゾルバにおいては、上記のような変
位に応じた位相出力を得るには、３６０度を４分割し
て、９０度毎にサイン、コサイン、マイナスサイン、マ
イナスコサインの４極構成でコイルを配置しなければな
らなかったところ、本発明では、主コイルと副コイルを
同じ位置に配置することにより、２極構造で済ませるこ
とができる。しかも、位相角に換算して測定可能な範囲
を９０度よりも前後にある程度拡大することができるの
で、測定分解能を向上させることができる。

【００１５】なお、上記のような主コイルと副コイルを
同一位置に設ける発想は、電気的位相を測定するタイプ
の位置検出装置に限らず、振幅電圧レベルを測定するタ
イプにも適用することができる。すなわち、記第１の主
２次コイルと第２の副２次コイルの誘導出力信号を差動
合成して第１の出力交流信号を取り出し、また、前記第
２の主２次コイルと第１の副２次コイルの誘導出力信号
を差動合成して第２の出力交流信号を取り出す。そし
て、両出力交流信号の振幅レベルの比又は差に基づき、
少なくとも前記第１及び第２の位置間における前記磁気
応答部材の相対的変位位置を検出するようにすることが
できる。この場合も、測定分解能を向上させることがで
き、簡易なアナログ出力電圧の形で、かつ、測定精度が
相対的に向上された位置検出出力を得る場合に適してい
る。

【００１６】また、上記のような主コイルと副コイルを
同一位置に設ける発想は、２相の交流信号（例えばｓｉ
ｎωｔとｃｏｓωｔ）で励磁する位相シフトタイプ誘導
型位置検出装置にも適用できる。すなわち、本発明に係
る位相シフトタイプ誘導型位置検出装置は、所定距離離
隔された第１及び第２の位置においてそれぞれ配置され
た第１及び第２の主１次コイル、前記第１の主１次コイ
ルと同じ前記第１の位置に配置された第１の副１次コイ
ル、前記第２の主１次コイルと同じ前記第２の位置に配
置された第２の副１次コイル、前記各１次コイルによる
誘導出力を取り出すための２次コイルを含み、前記第１
の主１次コイルと第２の副１次コイルが第１の交流信号
によって互いに逆相励磁され、前記第２の主１次コイル
と第１の副１次コイルが前記第１の交流信号とは電気的
位相のずれた所定の第２の交流信号によって互いに逆相
励磁されるコイル部と、検出対象たる直線的な又は曲線
的な変位に応答して前記コイル部に対して相対的に変位
される磁気応答部材であって、この磁気応答部材の前記
コイル部に対する相対的変位に応じた異なる誘導出力信
号が前記２次コイルに出力されるようにしたものとを具
備し、少なくとも前記第１及び第２の位置間における前
記磁気応答部材の相対的変位位置に応じた電気的位相角
を示す出力交流信号が２次コイルから得られるようにし
たものである。

【００１７】この場合も、従来装置に比べて、上記と同
様の効果を得ることができる。また、このような位相シ
フトタイプの場合も、上記と同様に各主１次コイルの誘
導係数より各副１次コイルの誘導係数を小さくするよう
にしてよい。上記の各例において、前記磁気応答部材
が、所定の角度範囲内で円弧状の軌跡で往復動するよう
な形態で、本発明を実施することができる。例えば、扇
形の磁気応答部材が、円弧状に左右に移動するような形
態で、位置検出装置を構成することができる。そのよう
な位置検出装置は、軸の僅かな動きを精度よく、しか
も、簡易な構成で、検出するのに適しており、様々な分
野での新規な位置検出装置として利用することができ
る。

【００１８】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照してこの発
明の実施の形態を詳細に説明しよう。図１は、本発明に
係る位置検出装置を曲線（部分的回転）型の位置検出器
として構成した例を示す。固定されたコイル部１０は、
所定距離離隔された第１及び第２の位置においてそれぞ
れ配置された第１の２次コイル２ｃと、第２の２次コイ
ル２ｓと、その中間に配置された１次コイル１ｐとを含
む。回転軸（若しくは揺動軸）３に扇型の可動部４が設
けられており、この可動部４における円弧寄りの位置に
磁気応答部材５が設けられており、各コイルに非接触的
に対応している。公知のように、磁気応答部材５は、磁
性体又は導電体のどちらを用いてもよく、また、両者を
適宜組み合わせたハイブリッド構造でもよい。磁性体の
場合は、磁気応答部材５のコイルへの近接に応じてパー
ミアンスが増加し、誘導レベルが上がる。反対に導電体
の場合は、磁気応答部材のコイルへの近接に応じて渦電
流損が生じ、誘導レベルが下がる。以下では、磁気応答
部材５が磁性体であるとして説明する。また、可動部４
の全体が磁気応答部材５であってもよい。

【００１９】１次コイル１ｐは、所定の１相の交流信号
（例えば便宜ｓｉｎωｔとする）によって励磁され、そ
の磁界を各２次コイルに及ぼす。磁気応答部材５の幅
は、一方の２次コイル２ｃと１次コイル１ｐとをカバー
する程度の大きさであり、１次コイル１ｐからの磁気が
磁気応答部材５を通って２次コイル２ｃ又は２ｓに流れ
る。各コイルは、磁気の通りをよくするために鉄心コア
に巻回されてなる構成であるのがよい。２次コイル２ｃ
と２ｓの間隔は、例えば、可動部４の回動角度にして９
０度位に対応するものであってよいが、これに限らず、
それ以上であってもよいし、それ以下であってもよい。
なお、磁気応答部材５が一方の２次コイル２ｃに最も接
近しているときは、他方の２次コイル２ｓには磁気応答
部材５が全く近づいておらず、逆に磁気応答部材５が他
方の２次コイル２ｓに最も接近しているときは、一方の
２次コイル２ｃには磁気応答部材５が全く近づいていな
い、というような関係である。これにより、磁気応答部
材５の相対的変位に応じた異なる誘導出力信号が各２次
コイル２ｃ，２ｓから出力される。

【００２０】磁気応答部材５が第１の２次コイル２ｃに
最も近接して該第１の２次コイル２ｃに最大レベル（例
えば１）の誘導を生じさせるとき、別の位置に在る第２
の２次コイル２ｓには最小レベル（例えば０）の誘導し
か生じない。この状態を例えば角度θで示し、θ＝０度
とすると、第１の２次コイル２ｃの出力レベルはｃｏｓ
θに相当し、第２の２次コイル２ｓの出力レベルはｓｉ
ｎθに相当すると、考えることができる。逆に、磁気応
答部材５が第２の２次コイル２ｓに最も近接して該第２
の２次コイルに最大レベル（例えば１）の誘導を生じさ
せるとき、第１の２次コイル２ｃには最小レベル（例え
ば０）の誘導しか生じない。すなわち、ｓｉｎθ＝１，
ｃｏｓθ＝０であるから、θ＝９０度に相当する。

【００２１】このように、第１の２次コイル２ｃに最接
近する位置から第２の２次コイル２ｓに最接近する位置
までの間の磁気応答部材５の変位は、角度θにして、０
度から９０度までの変位に換算して表現することができ
る。従って、この範囲での磁気応答部材５の変位に対応
して第１の２次コイル２ｓに生じる誘導出力信号は、見
掛け上、「ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔ」と表わせる。ただ
し、θは０度〜９０度であり、ｓｉｎωｔは交流成分で
ある。同様に、磁気応答部材５の変位に対応して第２の
２次コイル２ｓに生じる誘導出力信号は、見掛け上、
「ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔ」と表わせる。ただし、θは０
度〜９０度である。

【００２２】第２の２次コイル２ｓの出力（ｓｉｎθ・
ｓｉｎωｔ）が位相シフト回路６に入力され、その電気
的位相が略９０度ずらされ、「ｓｉｎθ・ｃｏｓωｔ」
に変換される。そして、回路７において、位相シフト回
路６の出力と第１の２次コイル２ｃの出力とが合成（例
えば加算合成；あるいは減算合成でもよい）され、概算
的に示して、 ｃｏｓθ・ｓｉｎωｔ＋ｓｉｎθ・ｃｏｓωｔ＝ｓｉｎ
（ωｔ＋θ） という出力交流信号を得る。こうして、磁気応答部材５
の相対的変位位置に応じた電気的位相角θを示す出力交
流信号を得ることができる。ただし、θはほぼ０度〜９
０度の範囲に限定される。

【００２３】この回路７の出力を、適当な位相測定回路
８に入力すれば、その電気的位相角θを、デジタル的に
若しくはアナログ的に測定することができる。位相測定
回路８は、公知のパルスカウント方式又はアナログ電圧
積分方式等などによって適宜構成してよい。なお、可動
部４の回動角度φの絶対値と、それに対応して検出され
る上記電気的位相角θの絶対値とは必ずしも一致しな
い。しかし、概ね、２次コイル２ｃ，２ｓの配置間隔が
ほぼ９０度であれば略一致する。要するに、２次コイル
２ｃ，２ｓの配置間隔が、電気的位相角θにして略９０
度の幅に対応している。

【００２４】図２は、上記の関係をベクトル図で示した
ものである。Ｘ軸がｃｏｓθすなわち第１の２次コイル
２ｃの出力レベル、Ｙ軸がｓｉｎθすなわち第２の２次
コイル２ｓの出力レベル、である。Ｘ値とＹ値をベクト
ル合成したベクトルの角度がθである。なお、１次コイ
ル１ｐは、各２次コイル２ｃ，２ｓと同じ位置にそれぞ
れ分けて設けてもよい。上記の場合、可動部４の回動検
出範囲を検出可能範囲の限界ぎりぎりに設定すると、そ
の範囲の両端では精度が落ちるため、中ほどの範囲で位
置検出を行うように設計するとよい。

【００２５】図３は、図１の位置検出装置を改良した実
施例を示し、検出分解能を向上させると共に、検出可能
範囲の限界ぎりぎりの使用でも或る程度精度が出せるよ
うにしたものである。図１の相違について説明すると、
上記第１及び第２の２次コイル２ｃ，２ｓが主２次コイ
ルとして機能し、それぞれと同じ位置に、それよりも巻
数の少ない（誘導係数の小さい）副２次コイル２ｓ’と
２ｃ’を設けている。つまり、第１の２次コイル２ｃの
位置に第１の副２次コイル２ｓ’を配置し、第２の２次
コイル２ｓの位置に第２の副２次コイル２ｃ’を配置す
る。第１の主２次コイル２ｃに対して、第２の副２次コ
イル２ｃ’が逆相のインダクタンス変化を示すとする
と、第２の副２次コイル２ｃ’の出力レベルは、−ｃｏ
ｓθで表わせるが、誘導係数を小さくしてあるため、真
の逆相ではないので、便宜上、これを−ｃｏｓθ’で示
すこととする。同様に、第２の主２次コイル２ｓに対す
る第１の副２次コイル２ｓ’の出力レベルを、−ｓｉｎ
θ’で示すこととする。

【００２６】第１の主２次コイル２ｃの誘導出力信号ｃ
ｏｓθ・ｓｉｎωｔ（これをＣｓｉｎωｔで示す）と、
第２の副２次コイル２ｃ’の誘導出力信号−ｃｏｓθ’
・ｓｉｎωｔ（これを−Ｃ’ｓｉｎωｔで示す）とを、
回路９で差動合成し、レベル増加された出力「（Ｃ＋
Ｃ’）ｓｉｎωｔ」を得る。また、第２の主２次コイル
２ｓの誘導出力信号ｓｉｎθ・ｓｉｎωｔ（これをＳｓ
ｉｎωｔで示す）と、第１の副２次コイル２ｓ’の誘導
出力信号−ｓｉｎθ’・ｓｉｎωｔ（これを−Ｓ’ｓｉ
ｎωｔで示す）とを、回路１１で差動合成し、レベル増
加された出力「（Ｓ＋Ｓ’）ｓｉｎωｔ」を得る。そし
て、この回路１１の出力を位相シフト回路６に入力し、
その電気的位相を略９０度ずらし、「（Ｓ＋Ｓ’）ｃｏ
ｓωｔ」を得る。そして、回路７において、位相シフト
回路６の出力と回路９の出力とを合成（例えば加算合
成；あるいは減算合成でもよい）し、概算的に示して、 （Ｃ＋Ｃ’）ｓｉｎωｔ＋（Ｓ＋Ｓ’）ｃｏｓωｔ＝ｓ
ｉｎ（ωｔ＋θ） という出力交流信号を得る。こうして、磁気応答部材５
の相対的変位位置に応じた電気的位相角θを示す出力交
流信号を得ることができる。ただし、θは０度〜９０度
の範囲よりもその前後にいくらか拡大される。従って、
検出分解能を向上させると共に、検出可能範囲の限界ぎ
りぎりの使用でも或る程度精度が出せるようになる。

【００２７】この点について説明すると、主２次コイル
の誘導係数よりも副２次コイルの誘導係数を小さく設定
していることがポイントである。これにより、見掛上の
角変換を行うことができる。例えば、副２次コイルのコ
イル巻数を、主２次コイルのコイル巻数の半分に設定す
ることにより、その誘導係数を小さくする例を考えてみ
る。そうすると、第２の主２次コイル２ｓの位置におけ
る本来の相は上記のようにｓｉｎθであるから、第２の
副２次コイル２ｃ’の誘導出力レベル−ｃｏｓθ’はこ
れに９０度遅れているところ、コサイン相の１／２のイ
ンダクタンス減少によって見掛け上６０度進相となり
（ｃｏｓ６０度＝１／２）、ｓｉｎθよりも約３０度だ
け遅れたマイナスコサイン成分に相当する誘導が該第２
の副２次コイル２ｃ’に生じることになる。同様に、第
１の副２次コイル２ｓ’において見掛け上３０度進相
（ｓｉｎ３０度＝１／２）のマイナスサイン成分に相当
する誘導出力レベル−ｓｉｎθ’が生じる。

【００２８】これによって、第１及び第２の主２次コイ
ル２ｃ，２ｓ間の磁気応答部材５の変位に対応する電気
的位相角θの変化範囲は、図１の例における０度から９
０度までの範囲に比べて、約±３０度拡大されて、−３
０度から約＋１２０度の範囲となる。従って、この電気
的位相角θを測定して位置検出データを得る場合に、検
出分解能を向上させることができることとなる。この拡
大幅は、主２次コイルと副２次コイルの誘導係数の比率
に応じて変化させることができる。これをベクトル図に
よって示すと図４のようである。第４象限のベクトル１
２が、第１の主２次コイル２ｃ及び第２の副２次コイル
２ｃ’に磁気応答部材５が最接近しているときの角度θ
のベクトル、第２象限のベクトル１３が、第２の主２次
コイル２ｓ及び第１の副２次コイル２ｓ’に磁気応答部
材５が最接近しているときの角度θのベクトル、を示
す。

【００２９】なお、図３に示したような主コイルと副コ
イルを同一位置に設ける発想は、電気的位相を測定する
タイプの位置検出装置に限らず、振幅電圧レベルを測定
するタイプにも適用することができる。すなわち、回路
９により記第１の主２次コイルと第２の副２次コイルの
誘導出力信号を差動合成して第１の出力交流信号（Ｃ＋
Ｃ’）ｓｉｎωｔを取り出し、また、回路１１により前
記第２の主２次コイルと第１の副２次コイルの誘導出力
信号を差動合成して第２の出力交流信号（Ｓ＋Ｓ’）ｓ
ｉｎωｔを取り出す。そして、両出力交流信号をそれぞ
れ整流して振幅レベル電圧Ｃ＋Ｃ’及びＳ＋Ｓ’を得
て、両振幅レベル電圧の比又は差に基づき、少なくとも
前記第１及び第２の位置間における前記磁気応答部材の
相対的変位位置を検出するようにすることができる。こ
の場合も、測定分解能を向上させることができ、簡易な
アナログ出力電圧の形で、かつ、測定精度が相対的に向
上された位置検出出力を得る場合に適している。

【００３０】また、上記のような主コイルと副コイルを
同一位置に設ける発想は、図５に示すように、２相の交
流信号（例えばｓｉｎωｔとｃｏｓωｔ）で励磁する位
相シフトタイプ誘導型位置検出装置にも適用できる。図
５は、１次コイルと２次コイルの関係を図３とは逆に
し、中央のコイル１Ｐが２次コイル、他が１次コイルと
なっている。すなわち、第１の主１次コイル２ｃを所定
の交流信号ｃｏｓωｔで励磁し、それと同じ位置に在る
第１の副１次コイル２ｓ’をそれよりも９０度位相のず
れた交流信号−ｓｉｎωｔで励磁する。また、第２の主
１次コイル２ｓを−ｓｉｎωｔと逆相の交流信号ｓｉｎ
ωｔで励磁し、それと同じ位置に在る第２の副１次コイ
ル２ｃ’をｃｏｓωｔと逆相の交流信号−ｃｏｓωｔで
励磁する。各１次コイルによる誘導電圧の合成により、
位相シフトが生じ、磁気応答部材５の相対的変位位置に
応じた電気的位相角θを示す出力交流信号が２次コイル
１ｐから得られる。この場合も、従来装置に比べて、上
記と同様の効果を得ることができる。また、このような
位相シフトタイプの場合も、上記と同様に各主１次コイ
ル２ｃ，２ｓの誘導係数より各副１次コイル２ｃ’，２
ｓ’の誘導係数を小さくするようにしてよい。

【００３１】上記各例のように、磁気応答部材５が、所
定の角度範囲内で円弧状の軌跡で往復動するような形態
からなる位置検出装置は、軸３の僅かな動きを精度よ
く、しかも、簡易な構成で、検出するのに適しており、
様々な分野での新規な位置検出装置として利用すること
ができる。

【００３２】図６は、本発明の２極型位置センサの一実
施例を示す略図である。この２極型位置センサ３００は
直線位置検出装置として構成されており、サイン相とコ
サイン相に相当する２極分の２次コイル３０２Ｓ，３０
２Ｃを設けたものである。その分だけ、位置に応じて検
出できる位相ずれ成分θの範囲は、３６０度全部で現わ
れず、略９０度以内の範囲に限定される。しかし、比較
的狭い範囲での直線位置又は角度θの振れ又は傾きを検
出する等の限られた用途によっては、これで十分であ
り、そのような用途においてそ、簡易な２極型位置セン
サとして応用することができる。

【００３３】この２極型位置センサ３００は、１相の交
流信号によって励磁される少なくとも１つの１次コイル
３０１及び該１次コイルの近傍において互いに所定距離
離隔して配置された第１及び第２の２次コイル３０２
Ｓ，３０２Ｃとを含むコイル部と、検出対象たる直線的
な又は曲線的な変位に応答して前記コイル部に対して相
対的に変位される磁気応答部材３０３であって、この磁
気応答部材３０３の前記コイル部に対する相対的変位に
応じた誘導出力信号が前記２つの２次コイル３０２Ｓ，
３０２Ｃから夫々出力されるようにしたものとを具備す
る。更に、各２次コイル３０２Ｓ，３０２Ｃからの前記
誘導出力信号の振幅関数の位相ずれ成分θを測定するた
めの手段を適宜設ける。検出対象たる直線変位は、可動
部３０４に伝達される。可動部３０４の所定位置には磁
気応答部材３０３が設けられていて、検出対象たる直線
変位に応じて磁気応答部材３０３が変位する。図７
（ａ），（ｂ），（ｃ）は、上記直線型の２極型位置セ
ンサ３００における１次及び２次コイル３０１，３０２
Ｓ，３０２Ｃの配置のバリエーションを示す。

【００３４】図８は、本発明に係る位置検出装置に適用
される新規なディジタル位相検出回路４０の一実施形態
を示している。図８において、検出回路部４１では、カ
ウンタ４２で所定の高速クロックパルスＣＫをカウント
し、そのカウント値に基づき励磁信号発生回路４３から
励磁用の交流信号（例えばｓｉｎωｔ）を発生し、コイ
ル部１０の１次コイル２ａ（又は１１〜１４）に与え
る。カウンタ４２のモジュロ数は、励磁用の交流信号の
１周期に対応しており、説明の便宜上、そのカウント値
の０は、基準のサイン信号sinωｔの０位相に対応して
いるものとする。コイル部１０の２次コイル２ｂ（又は
２１〜２４）から出力される２相の出力交流信号Ａ＝si
nθ・sinωｔとＢ＝cosθ・sinωｔは、検出回路部４１に
入力される。

【００３５】検出回路部４１において、第１の交流出力
信号Ａ＝sinθ・sinωｔが位相シフト回路４４に入力さ
れ、その電気的位相が所定量位相シフトされ、例えば９
０度進められて、位相シフトされた交流信号Ａ’＝sin
θ・cosωｔが得られる。また、検出回路部４１において
は加算回路４５と減算回路４６とが設けられており、加
算回路４５では、位相シフト回路４４から出力される上
記位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔとコ
イル部１０の２次コイルから出力され第２の交流出力信
号Ｂ＝cosθ・sinωｔとが加算され、その加算出力とし
て、Ｂ＋Ａ’＝cosθ・sinωｔ＋sinθ・cosωｔ＝sin
（ωｔ＋θ）なる略式で表わせる第１の電気的交流信号
Ｙ１が得られる。減算回路４６では、上記位相シフトさ
れた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔと上記第２の交流出
力信号Ｂ＝cosθ・sinωｔとが減算され、その減算出力
として、Ｂ−Ａ’＝cosθ・sinωｔ−sinθ・cosωｔ＝si
n（ωｔ−θ）なる略式で表わせる第２の電気的交流信
号Ｙ２が得られる。このようにして、検出対象角θに対
応して正方向にシフトされた電気的位相角（＋θ）を持
つ第１の電気的交流信号Ｙ１＝sin（ωｔ＋θ）と、同
じ前記検出対象位置（ｘ）に対応して負方向にシフトさ
れた電気的位相角（−θ）を持つ第２の電気的交流信号
Ｙ２＝sin（ωｔ−θ）とが、電気的処理によって夫々
得られる。

【００３６】加算回路４５及び減算回路４６の出力信号
Ｙ１，Ｙ２は、夫々ゼロクロス検出回路４７，４８に入
力され、それぞれのゼロクロスが検出される。ゼロクロ
スの検出の仕方としては、例えば、各信号Ｙ１，Ｙ２の
振幅値が負から正に変化するゼロクロスつまり０位相を
検出する。各回路４７，４８で検出したゼロクロス検出
パルスつまり０位相検出パルスは、ラッチパルスＬＰ
１，ＬＰ２として、ラッチ回路４９，５０に入力され
る。ラッチ回路４９，５０では、カウンタ４２のカウン
ト値を夫々のラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２のタイミング
でラッチする。前述のように、カウンタ４２のモジュロ
数は励磁用の交流信号の１周期に対応しており、そのカ
ウント値の０は基準のサイン信号sinωｔの０位相に対
応しているものとしたので、各ラッチ回路４９，５０に
ラッチしたデータＤ１，Ｄ２は、それぞれ、基準のサイ
ン信号sinωｔに対する各出力信号Ｙ１，Ｙ２の位相ず
れに対応している。各ラッチ回路４９，５０の出力は誤
差計算回路５１に入力されて、「（Ｄ１＋Ｄ２）／２」
の計算が行なわれる。なお、この計算は、実際は、「Ｄ
１＋Ｄ２」のバイナリデータの加算結果を１ビット下位
にシフトすることで行われるようになっていてよい。

【００３７】ここで、コイル部１０と検出回路部４１間
の配線ケーブル長の長短による影響や、コイル部１０の
各１次及び２次コイルにおいて温度変化等によるインピ
ーダンス変化が生じていることを考慮して、その出力信
号の位相変動誤差を「±ｄ」で示すと、検出回路部４１
における上記各信号は次のように表わされる。 Ａ＝sinθ・sin（ωｔ±ｄ） Ａ’＝sinθ・cos（ωｔ±ｄ） Ｂ＝cosθ・sin（ωｔ±ｄ） Ｙ１＝sin（ωｔ±ｄ＋θ） Ｙ２＝sin（ωｔ±ｄ−θ） Ｄ１＝±ｄ＋θ Ｄ２＝±ｄ−θ

【００３８】すなわち、各位相ずれ測定データＤ１，Ｄ
２は、基準のサイン信号sinωｔを基準位相に使用して
位相ずれカウントを行なうので、上記のように位相変動
誤差「±ｄ」を含む値が得られてしまう。そこで、誤差
計算回路５１において、「（Ｄ１＋Ｄ２）／２」の計算
を行なうことにより、 （Ｄ１＋Ｄ２）／２＝｛(±ｄ＋θ)＋(±ｄ−θ)｝／２ ＝ ±２ｄ／２ ＝ ±ｄ により、位相変動誤差「±ｄ」を算出することができ
る。

【００３９】誤差計算回路５１で求められた位相変動誤
差「±ｄ」のデータは、減算回路５２に与えられ、一方
の位相ずれ測定データＤ１から減算される。すなわち、
減算回路５２では、「Ｄ１−（±ｄ）」の減算が行なわ
れるので、 Ｄ１−（±ｄ）＝±ｄ＋θ−（±ｄ）＝θ となり、位相変動誤差「±ｄ」を除去した正しい検出位
相差θを示すディジタルデータが得られる。このよう
に、本発明によれば、位相変動誤差「±ｄ」が相殺され
て、検出対象量θに対応する正しい位相差θのみが抽出
されることが理解できる。

【００４０】この点を図９を用いて更に説明する。図９
においては、位相測定の基準となるサイン信号sinωｔ
と前記第１及び第２の交流信号Ｙ１，Ｙ２の０位相付近
の波形を示しており、同図（ａ）は位相変動誤差がプラ
ス（＋ｄ）の場合、（ｂ）はマイナスの場合（−ｄ）を
示す。同図（ａ）の場合、基準のサイン信号sinωｔの
０位相に対して第１の信号Ｙ１の０位相は「θ＋ｄ」だ
け進んでおり、これに対応する位相差検出データＤ１は
「θ＋ｄ」に相当する位相差を示す。また、基準のサイ
ン信号sinωｔの０位相に対して第２の信号Ｙ２の０位
相は「−θ＋ｄ」だけ遅れており、これに対応する位相
差検出データＤ２は「−θ＋ｄ」に相当する位相差を示
す。この場合、誤差計算回路５１では、 （Ｄ１＋Ｄ２）／２＝｛(＋ｄ＋θ)＋(＋ｄ−θ)｝／２ ＝ ＋２ｄ／２ ＝ ＋ｄ により、位相変動誤差「＋ｄ」を算出する。そして、減
算回路５２により、 Ｄ１−（＋ｄ）＝＋ｄ＋θ−（＋ｄ）＝θ が計算され、正しい位相差θが抽出される。

【００４１】図９（ｂ）の場合、基準のサイン信号sin
ωｔの０位相に対して第１の信号Ｙ１の０位相は「θ−
ｄ」だけ進んでおり、これに対応する位相差検出データ
Ｄ１は「θ−ｄ」に相当する位相差を示す。また、基準
のサイン信号sinωｔの０位相に対して第２の信号Ｙ２
の０位相は「−θ−ｄ」だけ遅れており、これに対応す
る位相差検出データＤ２は「−θ−ｄ」に相当する位相
差を示す。この場合、誤差計算回路５１では、 （Ｄ１＋Ｄ２）／２＝｛(−ｄ＋θ)＋(−ｄ−θ)｝／２ ＝ −２ｄ／２ ＝ −ｄ により、位相変動誤差「−ｄ」を算出する。そして、減
算回路５２により、 Ｄ１−（−ｄ）＝−ｄ＋θ−（−ｄ）＝θ が計算され、正しい位相差θが抽出される。なお、減算
回路５２では。「Ｄ２−（±ｄ）」の減算を行なうよう
にしてもよく、原理的には上記と同様に正しい位相差θ
を反映するデータ（−θ）が得られることが理解できる
であろう。

【００４２】また、図９からも理解できるように、第１
の信号Ｙ１と第２の信号Ｙ２との間の電気的位相差は２
θであり、常に、両者における位相変動誤差「±ｄ」を
相殺した正確な位相差θの２倍値を示していることにな
る。従って、図８におけるラッチ回路４９，５０及び誤
差計算回路５１及び減算回路５２等を含む回路部分の構
成を、信号Ｙ１，Ｙ２の電気的位相差２θをダイレクト
に求めるための構成に適宜変更するようにしてもよい。
例えば、ゼロクロス検出回路４７から出力される第１の
信号Ｙ１の０位相に対応するパルスＬＰ１の発生時点か
ら、ゼロクロス検出回路４８から出力される第２の信号
Ｙ２の０位相に対応するパルスＬＰ２の発生時点までの
間を適宜の手段でゲートし、このゲート期間をカウント
することにより、位相変動誤差「±ｄ」を相殺した、電
気的位相差（２θ）に対応するディジタルデータを得る
ことができ、これを１ビット下位にシフトすれば、θに
対応するデータが得られる。

【００４３】ところで、上記実施例では、＋θをラッチ
するためのラッチ回路４９と、−θをラッチするための
ラッチ回路５０とでは、同じカウンタ４２の出力をラッ
チするようにしており、ラッチしたデータの正負符号に
ついては特に言及していない。しかし、データの正負符
号については、本発明の趣旨に沿うように、適宜の設計
的処理を施せばよい。例えば、カウンタ４２のモジュロ
数が４０９６（１０進数表示）であるとすると、そのデ
ィジタルカウント０〜４０９５を０度〜３６０度の位相
角度に対応させて適宜に演算処理を行なうようにすれば
よい。最も単純な設計例は、カウンタ４２のカウント出
力の最上位ビットを符号ビットとし、ディジタルカウン
ト０〜２０４７を＋０度〜＋１８０度に対応させ、ディ
ジタルカウント２０４８〜４０９５を−１８０度〜−０
度に対応させて、演算処理を行なうようにしてもよい。
あるいは、別の例として、ラッチ回路５０の入力データ
又は出力データを２の補数に変換することにより、ディ
ジタルカウント４０９５〜０を−３６０度〜−０度の負
の角度データ表現に対応させるようにしてもよい。

【００４４】ところで、が静止状態のときは特に問題な
いのであるが、検出対象量θが時間的に変化するとき
は、それに対応する位相角θも時間的に変動することに
なる。その場合、加算回路４５及び減算回路４６の各出
力信号Ｙ１，Ｙ２の位相ずれ量θが一定値ではなく、移
動速度に対応して時間的に変化する動特性を示すものと
なり、これをθ(t)で示すと、各出力信号Ｙ１，Ｙ２
は、 Ｙ１＝sin｛ωｔ±ｄ＋θ(t)｝ Ｙ２＝sin｛ωｔ±ｄ−θ(t)｝ となる。すなわち、基準信号sinωｔの周波数に対し
て、進相の出力信号Ｙ１は＋θ(t)に応じて周波数が高
くなる方向に周波数遷移し、遅相の出力信号Ｙ２は−θ
(t)に応じて周波数が低くなる方向に周波数遷移する。
このような動特性の下においては、基準信号sinωｔの
１周期毎に各信号Ｙ１，Ｙ２の周期が互いに逆方向に次
々に遷移していくので、各ラッチ回路４９，５０におけ
る各ラッチデータＤ１，Ｄ２の計測時間基準が異なって
くることになり、両データＤ１，Ｄ２を単純に回路５
１，５２で演算するだけでは、正確な位相変動誤差「±
ｄ」を得ることができない。

【００４５】このような問題を回避するための最も簡単
な方法は、図８の構成において、量θが時間的に動いて
いるときの出力を無視し、静止状態のときの出力のみを
用いて、静止状態が得られた時の量θを測定するように
装置の機能を限定することである。すなわち、そのよう
な限定された目的のために本発明を実施するようにして
もよいものである。また、振動の最大振幅のときの量θ
を検出することのみで足りる場合も、最大振幅時の検出
値をピークホールドするような処理の仕方で対処でき
る。一方、検出対象量θが時間的に変化している最中で
あっても時々刻々の該検出対象量θに対応する位相差θ
を正確に検出できるようにしたい、という要求もアプリ
ケーションの場面によってはあり得る。そこで、検出対
象が時間的に変化している最中であっても時々刻々の該
検出対象量θに対応する位相差θを検出できるようにし
た改善策について図１０を参照して説明する。

【００４６】図１０は、図８の検出回路部４１における
誤差計算回路５１と減算回路５２の部分の変更例を抽出
して示しており、他の図示していない部分の構成は図８
と同様であってよい。検出対象量θが時間的に変化して
いる場合における該量θに対応する位相差θを、＋θ
（ｔ）および−θ（ｔ）で表わすと、各出力信号Ｙ１，
Ｙ２は前記のように表わせる。そして、夫々に対応して
ラッチ回路４９，５０で得られる位相ずれ測定値データ
Ｄ１，Ｄ２は、 Ｄ１＝±ｄ＋θ(t) Ｄ２＝±ｄ−θ(t) となる。この場合、±ｄ＋θ(t) は、θの時間的変化に
応じて、プラス方向に０度から３６０度の範囲で繰り返
し時間的に変化してゆく。また、±ｄ−θ(t) は、θの
時間的変化に応じて、マイナス方向に３６０度から０度
の範囲で繰り返し時間的に変化してゆく。従って、±ｄ
＋θ(t) ≠ ±ｄ−θ(t) のときもあるが、両者の変化
が交差するときもあり、そのときは±ｄ＋θ(t) ＝ ±
ｄ−θ(t) が成立する。このように、±ｄ＋θ(t) ＝
±ｄ−θ(t) が成立するときは、各出力信号Ｙ１，Ｙ２
の電気的位相が一致しており、かつ、夫々のゼロクロス
検出タイミングに対応するラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２
の発生タイミングが一致していることになる。

【００４７】図１０において、一致検出回路５３は、各
出力信号Ｙ１，Ｙ２ののゼロクロス検出タイミングに対
応するラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２の発生タイミング
が、一致したことを検出し、この検出に応答して一致検
出パルスＥＱＰを発生する。一方、時変動判定回路５４
では、適宜の手段により（例えば一方の位相差測定デー
タＤ１の値の時間的変化の有無を検出する等の手段によ
り）、検出対象角θが時間的に変化するモードであるこ
とを判定し、この判定に応じて時変動モード信号ＴＭを
出力する。誤差計算回路５１と減算回路５２との間にセ
レクタ５５が設けられており、上記時変動モード信号Ｔ
Ｍが発生されていないとき、つまりＴＭ＝“０”すなわ
ち検出対象角θが時間的に変化していないとき、セレク
タ入力Ｂに加わる誤差計算回路５１の出力を選択して減
算回路５２に入力する。このようにセレクタ５５の入力
Ｂが選択されているときの図１０の回路は、図８の回路
と等価的に動作する。すなわち、検出対象角θが静止し
ているときは、誤差計算回路５１の出力データがセレク
タ５５の入力Ｂを介して減算回路５２に直接的に与えら
れ、図８の回路と同様に動作する。

【００４８】一方、上記時変動モード信号ＴＭが発生さ
れているとき、つまりＴＭ＝“１”すなわち検出対象角
θが時間的に変化しているときは、セレクタ５５の入力
Ａに加わるラッチ回路５６の出力を選択して減算回路５
２に入力する。上記時変動モード信号ＴＭが“１”で、
かつ前記一致検出パルスＥＱＰが発生されたとき、アン
ドゲート５７の条件が成立して、該一致検出パルスＥＱ
Ｐに応答するパルスがアンドゲート５７から出力され、
ラッチ回路５６に対してラッチ命令を与える。ラッチ回
路５６は、このラッチ命令に応じてカウンタ４２の出力
カウントデータをラッチする。ここで、一致検出パルス
ＥＱＰが生じるときは、カウンタ４２の出力をラッチ回
路４９，５０に同時にラッチすることになるので、Ｄ１
＝Ｄ２であり、ラッチ回路５６にラッチするデータは、
Ｄ１又はＤ２（ただしＤ１＝Ｄ２）に相当している。

【００４９】また、一致検出パルスＥＱＰは、各出力信
号Ｙ１，Ｙ２のゼロクロス検出タイミングが一致したと
き、すなわち「±ｄ＋θ(t) ＝ ±ｄ−θ(t)」が成立し
たとき、発生されるので、これに応答してラッチ回路５
６にラッチされるデータは、Ｄ１又はＤ２（ただしＤ１
＝Ｄ２）に相当しているが故に、 （Ｄ１＋Ｄ２）／２ と等価である。このことは、 （Ｄ１＋Ｄ２）／２＝[{±ｄ＋θ(t)}＋{±ｄ−θ(t)}]／２ ＝２（±ｄ）／２＝±ｄ であることを意味し、ラッチ回路５６にラッチされたデ
ータは、位相変動誤差「±ｄ」を正確に示しているもの
であることを意味する。

【００５０】こうして、検出対象量θが時間的に変動し
ているときは、位相変動誤差「±ｄ」を正確に示すデー
タが一致検出パルスＥＱＰに応じてラッチ回路５６にラ
ッチされ、このラッチ回路５６の出力データがセレクタ
５５の入力Ａを介して減算回路５２に与えられる。従っ
て、減算回路５２では、位相変動誤差「±ｄ」を除去し
た検出対象量θのみに正確に応答するデータθ（時間的
に変動する場合はθ(t) ）を得ることができる。なお、
図１０において、アンドゲート５７を省略して、一致検
出パルスＥＱＰを直接的にラッチ回路５６のラッチ制御
入力に与えるようにしてもよい。また、ラッチ回路５６
には、カウンタ４２の出力カウントデータに限らず、図
１０で破線で示すように誤差計算回路５１の出力データ
「±ｄ」をラッチするようにしてもよい。その場合は、
一致検出パルスＥＱＰの発生タイミングに対して、それ
に対応する誤差計算回路５１の出力データの出力タイミ
ングが、ラッチ回路４９，５０及び誤差計算回路５１の
回路動作遅れの故に、幾分遅れるので、適宜の時間遅れ
調整を行なった上で、誤差計算回路５１の出力をラッチ
回路５６にラッチするようにするとよい。また、動特性
のみを考慮して検出回路部４１を構成する場合は、図１
０の回路５１及びセレクタ５５と図８の一方のラッチ回
路４９又は５０を省略してもよいことが、理解できるで
あろう。

【００５１】図１１は、位相変動誤差「±ｄ」を相殺す
ることができる位相差検出演算法についての別の実施例
を示す。コイル部１０の２次コイル２１〜２４から出力
されるレゾルバタイプの前記第１及び第２の交流出力信
号Ａ，Ｂは、検出回路部６０に入力され、図８の例と同
様に、第１の交流出力信号Ａ＝sinθ・sinωｔが位相シ
フト回路４４に入力され、その電気的位相が所定量位相
シフトされて、位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・
cosωｔが得られる。また、減算回路４６では、上記位
相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔと上記第
２の交流出力信号Ｂ＝cosθ・sinωｔとが減算され、そ
の減算出力として、Ｂ−Ａ’＝cosθ・sinωｔ−sinθ・c
osωｔ＝sin（ωｔ−θ）なる略式で表わせる電気的交
流信号Ｙ２が得られる。減算回路４６の出力信号Ｙ２は
ゼロクロス検出回路４８に入力され、ゼロクロス検出に
応じてラッチパルスＬＰ２が出力され、ラッチ回路５０
に入力される。

【００５２】図１１の実施例が図８の実施例と異なる点
は、検出対象に対応する電気的位相ずれを含む交流信号
Ｙ２＝sin（ωｔ−θ）から、その位相ずれ量θを測定
する際の基準位相が相違している点である。図８の例で
は、位相ずれ量θを測定する際の基準位相は、基準のサ
イン信号sinωｔの０位相であり、これは、検出装置１
０のコイル部１０に入力されるものではないので、温度
変化等によるコイルインピーダンス変化やその他の各種
要因に基づく位相変動誤差「±ｄ」を含んでいないもの
である。そのために、図８の例では、２つの交流信号Ｙ
１＝sin（ωｔ＋θ）及びＹ２＝sin（ωｔ−θ）を形成
し、その電気的位相差を求めることにより、位相変動誤
差「±ｄ」を相殺するようにしている。これに対して、
図１１の実施例では、コイル部１０から出力される第１
及び第２の交流出力信号Ａ，Ｂを基にして、位相ずれ量
θを測定する際の基準位相を形成し、該基準位相そのも
のが上記位相変動誤差「±ｄ」を含むようにすることに
より、上記位相変動誤差「±ｄ」を排除するようにして
いる。

【００５３】すなわち、検出回路部６０において、コイ
ル部１０から出力された前記第１及び第２の交流出力信
号Ａ，Ｂがゼロクロス検出回路６１，６２に夫々入力さ
れ、それぞれのゼロクロスが検出される。なお、ゼロク
ロス検出回路６１，６２は、入力信号Ａ，Ｂの振幅値が
負から正に変化するゼロクロス（いわば０位相）と正か
ら負に変化するゼロクロス（いわば１８０度位相）のど
ちらにでも応答してゼロクロス検出パルスを出力するも
のとする。これは信号Ａ，Ｂの振幅の正負極性を決定す
るsinθとcosθがθの値に応じて任意に正又は負となる
ため、両者の合成に基づき３６０度毎のゼロクロスを検
出するためには、まず１８０度毎のゼロクロスを検出す
る必要があるためである。両ゼロクロス検出回路６１，
６２から出力されるゼロクロス検出パルスがオア回路６
３でオア合成され、該オア回路６３の出力が適宜の１／
２分周パルス回路６４（例えばＴ−フリップフロップの
ような１／２分周回路とパルス出力用アンドゲートを含
む）に入力されて、１つおきに該ゼロクロス検出パルス
が取り出され、３６０度毎のゼロクロスすなわち０位相
のみに対応するゼロクロス検出パルスが基準位相信号パ
ルスＲＰとして出力される。この基準位相信号パルスＲ
Ｐは、カウンタ６５のリセット入力に与えられる。カウ
ンタ６５は所定のクロックパルスＣＫを絶えずカウント
するものであるが、そのカウント値が、前記基準位相信
号パルスＲＰに応じて繰返し０にリセットされる。この
カウンタ６５の出力がラッチ回路５０に入力され、前記
ラッチパルスＬＰ２の発生タイミングで、該カウント値
が該ラッチ回路５０にラッチされる。ラッチ回路５０に
ラッチしたデータＤが、検出対象量θに対応した位相差
θの測定データとして出力される。

【００５４】コイル部１０から出力される第１及び第２
の交流出力信号Ａ，Ｂは、それぞれ、Ａ＝sinθ・sinω
ｔ、Ｂ＝cosθ・sinωｔ、であり、電気的位相は同相で
ある。従って、同じタイミングでゼロクロスが検出され
るはずであるが、振幅係数がサイン関数sinθ及びコサ
イン関数cosθで変動するので、どちらかの振幅レベル
が０か又は０に近くなる場合があり、そのような場合
は、一方については、事実上、ゼロクロスを検出するこ
とができない。そこで、この実施例では、２つの交流出
力信号Ａ＝sinθ・sinωｔ、Ｂ＝cosθ・sinωｔのそれぞ
れについてゼロクロス検出処理を行ない、両者のゼロク
ロス検出出力をオア合成することにより、どちらか一方
が振幅レベル小によってゼロクロス検出不能であって
も、他方の振幅レベル大の方のゼロクロス検出出力信号
を利用できるようにしたことを特徴としている。

【００５５】図１１の例の場合、コイル部１０のコイル
インピーダンス変化等による位相変動誤差が、例えば
「−ｄ」であるとすると、減算回路４６から出力される
交流信号Ｙ２は、図１２の（ａ）に示すように、Ｙ２＝
sin（ωｔ−ｄ−θ）となる。この場合、コイル部１０
の出力信号Ａ，Ｂは、角度θに応じた振幅値sinθ及びc
osθを夫々持ち、図１２の（ｂ）に例示するように、Ａ
＝sinθ・sin（ωｔ−ｄ）、Ｂ＝cosθ・sin（ωｔ−
ｄ）、というように位相変動誤差分を含んでいる。従っ
て、このゼロクロス検出に基づいて図１２の（ｃ）のよ
うなタイミングで得られる基準位相信号パルスＲＰは、
本来の基準のサイン信号sinωｔの０位相から位相変動
誤差−ｄだけずれたものである。従って、この基準位相
信号パルスＲＰを基準として、減算回路４６の出力交流
信号Ｙ２＝sin（ωｔ−ｄ−θ）の位相ずれ量を測定す
れば、位相変動誤差−ｄを除去した正確な値θが得られ
ることになる。

【００５６】

【発明の効果】以上の通り、本発明によれば、２次コイ
ル又は１次コイルの極配置を基本的に２極構造として、
小型かつシンプルな構造により、必要な範囲での位置検
出を可能にした誘導型位置検出装置を提供することがで
きる。また、所定の比較的狭い角度範囲で往復動する検
出対象の位置を、小型かつシンプルな構造により、検出
しうるようにした誘導型位置検出装置を提供することが
できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の一実施例を示す図

【図２】 図１の動作を示すベクトル図

【図３】 本発明の別の実施例を示す図

【図４】 図３の動作を示すベクトル図

【図５】 本発明の更に別の実施例を示す図

【図６】 本発明の更に他の実施例を示す図

【図７】 図６の変形例を示す図

【図８】 本発明に係る検出装置に適用可能な位相検出
タイプの測定回路の一例を示すブロック図。

【図９】 図８の動作説明図。

【図１０】 図９の回路に付加される変更例を示すブロ
ック図。

【図１１】 本発明に係る検出装置に適用可能な位相検
出タイプの測定回路の更に別の例を示すブロック図。

【図１２】 図１１の動作説明図。

【符号の説明】

１０ コイル部 １ｐ １次コイル ２ｃ，２ｓ ２次コイル ３ 回転軸 ４ 可動部 ５ 磁気応答部材

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 赤津 伸行 東京都東大和市新堀２−1453−43 (72)発明者 坂元 和也 東京都羽村市川崎１丁目１番５号、ＭＡＣ 羽村コートＩＩ−405 (72)発明者 坂本 宏 埼玉県川越市山田896−８ (72)発明者 山本 明男 東京都国立市西１−13−29 ＫＭハイツ 101

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 所定の交流信号によって励磁される１次
   コイル、及び所定距離離隔された第１及び第２の位置に
   おいてそれぞれ配置された第１及び第２の２次コイル、
   を含むコイル部と、 検出対象たる直線的な又は曲線的な変位に応答して前記
   コイル部に対して相対的に変位される磁気応答部材であ
   って、この磁気応答部材の前記コイル部に対する相対的
   変位に応じた異なる誘導出力信号が前記各２次コイルか
   ら夫々出力されるようにしたものと、 前記２次コイルの一方からの前記誘導出力信号の電気的
   位相を略９０度ずらす位相シフト回路と、 前記２次コイルの他方からの前記誘導出力信号と前記位
   相シフト回路の出力信号とを合成し、少なくとも前記第
   １及び第２の位置間における前記磁気応答部材の相対的
   変位位置に応じた電気的位相角を示す出力交流信号を得
   る回路とを具えた誘導型位置検出装置。
2. 【請求項２】 所定の交流信号によって励磁される１次
   コイル、及び所定距離離隔された第１及び第２の位置に
   おいてそれぞれ配置された第１及び第２の主２次コイ
   ル、前記第１の主２次コイルと同じ前記第１の位置に配
   置された第１の副２次コイル、前記第２の主２次コイル
   と同じ前記第２の位置に配置された第２の副２次コイル
   を含み、前記主２次コイルの誘導係数よりも前記副２次
   コイルの誘導係数が小さいコイル部と、 検出対象たる直線的な又は曲線的な変位に応答して前記
   コイル部に対して相対的に変位される磁気応答部材であ
   って、この磁気応答部材の前記コイル部に対する相対的
   変位に応じた異なる誘導出力信号が前記各２次コイルか
   ら夫々出力されるようにしたものと、 前記第１の主２次コイルと第２の副２次コイルの誘導出
   力信号を差動合成した信号の電気的位相を略９０度ずら
   す位相シフト回路と、 前記第２の主２次コイルと第１の副２次コイルの誘導出
   力信号を差動合成した信号と前記位相シフト回路の出力
   信号とを合成し、少なくとも前記第１及び第２の位置間
   における前記磁気応答部材の相対的変位位置に応じた電
   気的位相角を示す出力交流信号を得る回路とを具えた誘
   導型位置検出装置。
3. 【請求項３】 所定の交流信号によって励磁される１次
   コイル、及び所定距離離隔された第１及び第２の位置に
   おいてそれぞれ配置された第１及び第２の主２次コイ
   ル、前記第１の主２次コイルと同じ前記第１の位置に配
   置された第１の副２次コイル、前記第２の主２次コイル
   と同じ前記第２の位置に配置された第２の副２次コイル
   を含み、前記主２次コイルの誘導係数よりも前記副２次
   コイルの誘導係数が小さいコイル部と、 検出対象たる直線的な又は曲線的な変位に応答して前記
   コイル部に対して相対的に変位される磁気応答部材であ
   って、この磁気応答部材の前記コイル部に対する相対的
   変位に応じた異なる誘導出力信号が前記各２次コイルか
   ら夫々出力されるようにしたものと、 前記第１の主２次コイルと第２の副２次コイルの誘導出
   力信号を差動合成した第１の出力交流信号と前記第２の
   主２次コイルと第１の副２次コイルの誘導出力信号を差
   動合成した第２の出力交流信号との振幅レベルの比又は
   差に基づき、少なくとも前記第１及び第２の位置間にお
   ける前記磁気応答部材の相対的変位位置を検出する回路
   とを具えた誘導型位置検出装置。
4. 【請求項４】 所定距離離隔された第１及び第２の位置
   においてそれぞれ配置された第１及び第２の主１次コイ
   ル、前記第１の主１次コイルと同じ前記第１の位置に配
   置された第１の副１次コイル、前記第２の主１次コイル
   と同じ前記第２の位置に配置された第２の副１次コイ
   ル、前記各１次コイルによる誘導出力を取り出すための
   ２次コイルを含み、前記第１の主１次コイルと第２の副
   １次コイルが第１の交流信号によって互いに逆相励磁さ
   れ、前記第２の主１次コイルと第１の副１次コイルが前
   記第１の交流信号とは電気的位相のずれた所定の第２の
   交流信号によって互いに逆相励磁されるコイル部と、 検出対象たる直線的な又は曲線的な変位に応答して前記
   コイル部に対して相対的に変位される磁気応答部材であ
   って、この磁気応答部材の前記コイル部に対する相対的
   変位に応じた異なる誘導出力信号が前記２次コイルに出
   力されるようにしたものと、を具備し、少なくとも前記
   第１及び第２の位置間における前記磁気応答部材の相対
   的変位位置に応じた電気的位相角を示す出力交流信号が
   ２次コイルから得られる誘導型位置検出装置。
5. 【請求項５】 前記各主１次コイルの誘導係数と前記各
   副１次コイルの誘導係数が異なっている請求項４に記載
   の誘導型位置検出装置。
6. 【請求項６】 前記磁気応答部材は、所定の角度範囲内
   で円弧状の軌跡で往復動するものである請求項１乃至５
   のいずれかに記載の誘導型位置検出装置。