JPH10108299A - 音場拡大器 - Google Patents
音場拡大器Info
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- JPH10108299A JPH10108299A JP8256496A JP25649696A JPH10108299A JP H10108299 A JPH10108299 A JP H10108299A JP 8256496 A JP8256496 A JP 8256496A JP 25649696 A JP25649696 A JP 25649696A JP H10108299 A JPH10108299 A JP H10108299A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- inverting
- amplitude
- phase characteristic
- input terminal
- capacitor
- Prior art date
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- Granted
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04S—STEREOPHONIC SYSTEMS
- H04S1/00—Two-channel systems
- H04S1/002—Non-adaptive circuits, e.g. manually adjustable or static, for enhancing the sound image or the spatial distribution
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Acoustics & Sound (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Stereophonic System (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】容易にＬＳＩ化を行うことができ、かつ振幅位
相特性を切り換えることができる音場拡大器を提供す
る。 【解決手段】 コンデンサ１０，２０，５０，６０は、
第１のスイッチ群と第２のスイッチ群によって接続状態
が切り替わるようになっている。これらにより、スイッ
チド・キャパシタが構成される。このため、コンデンサ
１０，２０，５０，６０は、等価的に抵抗器として機能
する。この場合、回路の位相振幅特性は、コンデンサ１
０〜６０の容量比と第１，第２のスイッチ群に供給され
るクロック周波数とによって定まる。したがって、コン
デンサ１０〜６０の容量値Ｃ１〜Ｃ６を低く押さえこと
ができ、音場拡大器をＬＳＩ化できる
相特性を切り換えることができる音場拡大器を提供す
る。 【解決手段】 コンデンサ１０，２０，５０，６０は、
第１のスイッチ群と第２のスイッチ群によって接続状態
が切り替わるようになっている。これらにより、スイッ
チド・キャパシタが構成される。このため、コンデンサ
１０，２０，５０，６０は、等価的に抵抗器として機能
する。この場合、回路の位相振幅特性は、コンデンサ１
０〜６０の容量比と第１，第２のスイッチ群に供給され
るクロック周波数とによって定まる。したがって、コン
デンサ１０〜６０の容量値Ｃ１〜Ｃ６を低く押さえこと
ができ、音場拡大器をＬＳＩ化できる
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、２チャンネルステ
レオの音場を拡大する音場拡大器に関し、ＬＳＩ化に好
適なものである。
レオの音場を拡大する音場拡大器に関し、ＬＳＩ化に好
適なものである。
【０００２】
【従来の技術】一般の２チャンネルステレオでは、音の
分布の範囲は左右のスピーカの間に限られている。音場
拡大器は、これをスピーカの外側まで拡大しようとする
ものである。２チャンネルステレオにおける音場拡大
は、それぞれ一方のチャンネルの信号に特定の振幅特性
または位相特性を与えて、他方のチャンネルに加算しあ
うことで得られる。
分布の範囲は左右のスピーカの間に限られている。音場
拡大器は、これをスピーカの外側まで拡大しようとする
ものである。２チャンネルステレオにおける音場拡大
は、それぞれ一方のチャンネルの信号に特定の振幅特性
または位相特性を与えて、他方のチャンネルに加算しあ
うことで得られる。
【０００３】例えば、Ｌチャンネルの音声信号に所定の
振幅位相特性を付与した場合には、その逆特性をＬチャ
ンネルの音声信号に付与し、この信号をＲチャンネルの
音声信号に混合することが行われる。ところで、正確に
逆特性を得るには、振幅位相特性を付与する回路と逆特
性を付与する回路の定数を厳密に設定する必要がある。
しかし、実際の回路では、素子のバラツキ等により、こ
れを実現することは難しい。
振幅位相特性を付与した場合には、その逆特性をＬチャ
ンネルの音声信号に付与し、この信号をＲチャンネルの
音声信号に混合することが行われる。ところで、正確に
逆特性を得るには、振幅位相特性を付与する回路と逆特
性を付与する回路の定数を厳密に設定する必要がある。
しかし、実際の回路では、素子のバラツキ等により、こ
れを実現することは難しい。
【０００４】そこで、本出願人は、係る問題を解決すべ
く、図５に示す音場拡大器を先に提案した（特公平３−
８０４００号）。この音場拡大器は、同様に構成された
Ｌチャンネル用音場拡大回路ＡとＲチャンネル用音場拡
大回路Ｂとからなる。ここで、振幅位相特性付与回路３
７は、反転アンプ３６の出力信号にＸ(f)ｅjθ(f)とい
う振幅位相特性（Ｘ：振幅利得、θ：位相変化量）を付
与して、反対側チャネルの加算器４６，４８に出力して
いる。また、反転アンプ３６は、反転アンプ３６の出力
端→振幅位相特性付与回路３７→加算器４４→加算器３
４→反転アンプ３６の反転入力端、といったフィードバ
ックループを有しており、その出力信号Ｖ２は以下の式
で与えられる。 Ｖ２＝−Ｖ１／｛１＋Ｘ(f)ｅjθ(f)｝ ここで、入力端子３３ａ，３３ｂに入力信号Ａｉｎ，Ｂ
ｉｎとして信号Ｌ，Ｒをそれぞれ入力すれば、出力端子
５０，５２には次の出力信号Ａｏｕｔ，Ｂｏｕｔが得ら
れる。 Ａｏｕｔ＝｛Ｌ＋Ｒ・Ｘ(f)ｅjθ(f)｝／｛１＋Ｘ(f)ｅjθ(f)｝ Ｂｏｕｔ＝｛Ｒ＋Ｌ・Ｘ(f)ｅjθ(f)｝／｛１＋Ｘ(f)ｅjθ(f)｝
く、図５に示す音場拡大器を先に提案した（特公平３−
８０４００号）。この音場拡大器は、同様に構成された
Ｌチャンネル用音場拡大回路ＡとＲチャンネル用音場拡
大回路Ｂとからなる。ここで、振幅位相特性付与回路３
７は、反転アンプ３６の出力信号にＸ(f)ｅjθ(f)とい
う振幅位相特性（Ｘ：振幅利得、θ：位相変化量）を付
与して、反対側チャネルの加算器４６，４８に出力して
いる。また、反転アンプ３６は、反転アンプ３６の出力
端→振幅位相特性付与回路３７→加算器４４→加算器３
４→反転アンプ３６の反転入力端、といったフィードバ
ックループを有しており、その出力信号Ｖ２は以下の式
で与えられる。 Ｖ２＝−Ｖ１／｛１＋Ｘ(f)ｅjθ(f)｝ ここで、入力端子３３ａ，３３ｂに入力信号Ａｉｎ，Ｂ
ｉｎとして信号Ｌ，Ｒをそれぞれ入力すれば、出力端子
５０，５２には次の出力信号Ａｏｕｔ，Ｂｏｕｔが得ら
れる。 Ａｏｕｔ＝｛Ｌ＋Ｒ・Ｘ(f)ｅjθ(f)｝／｛１＋Ｘ(f)ｅjθ(f)｝ Ｂｏｕｔ＝｛Ｒ＋Ｌ・Ｘ(f)ｅjθ(f)｝／｛１＋Ｘ(f)ｅjθ(f)｝
【０００５】また、振幅位相特性付与回路３７は、例え
ば、図６に示すような２次の低域通過アクティブフィル
タ等で構成される。この場合、抵抗値と容量値が図に示
すものであるならば、カットオフ角周波数Ｗは、音場拡
大の効果が得られるように音声信号帯域に設定され、そ
の値は次式で与えられる。 Ｗ＝１／（Ｒ２・Ｒ３・Ｃｘ・Ｃｙ）1/2
ば、図６に示すような２次の低域通過アクティブフィル
タ等で構成される。この場合、抵抗値と容量値が図に示
すものであるならば、カットオフ角周波数Ｗは、音場拡
大の効果が得られるように音声信号帯域に設定され、そ
の値は次式で与えられる。 Ｗ＝１／（Ｒ２・Ｒ３・Ｃｘ・Ｃｙ）1/2
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ところで、部品点数の
削減および信頼性の向上等を目的として、上述した音場
拡大器をＬＳＩ化したいとの要請がある。この場合に
は、振幅位相特性付与回路３７を構成する抵抗やコンデ
ンサをＩＣチップ上で実現する必要がある。しかし、上
述したように振幅位相特性付与回路３７のカットオフ角
周波数Ｗは音声信号帯域に設定されるので、抵抗やコン
デンサの値が大きくなり、例えば、コンデンサの容量値
は、数百ＰＦ〜数千ＰＦになってしまう。このため、音
場拡大器をＬＳＩで構成すると、ＩＣチップ上のコンデ
ンサの面積が非常に大きくなり、ＬＳＩのコストが高く
なってしまう。
削減および信頼性の向上等を目的として、上述した音場
拡大器をＬＳＩ化したいとの要請がある。この場合に
は、振幅位相特性付与回路３７を構成する抵抗やコンデ
ンサをＩＣチップ上で実現する必要がある。しかし、上
述したように振幅位相特性付与回路３７のカットオフ角
周波数Ｗは音声信号帯域に設定されるので、抵抗やコン
デンサの値が大きくなり、例えば、コンデンサの容量値
は、数百ＰＦ〜数千ＰＦになってしまう。このため、音
場拡大器をＬＳＩで構成すると、ＩＣチップ上のコンデ
ンサの面積が非常に大きくなり、ＬＳＩのコストが高く
なってしまう。
【０００７】また、音場拡大の効果を切り換えたい場合
には、所望の特性を付与できるように振幅位相特性付与
回路３７の抵抗やコンデンサを予め複数設けておき、こ
れらを特性に応じて切り換える必要がある。この場合に
は、より多くのコンデンサが必要とされるため、ＬＳＩ
化が極めて困難となる。
には、所望の特性を付与できるように振幅位相特性付与
回路３７の抵抗やコンデンサを予め複数設けておき、こ
れらを特性に応じて切り換える必要がある。この場合に
は、より多くのコンデンサが必要とされるため、ＬＳＩ
化が極めて困難となる。
【０００８】本発明は、上述した事情に鑑みてなされた
ものであり、容易にＬＳＩ化を行うことができ、かつ振
幅位相特性を切り換えることができる音場拡大器を提供
することを目的とする。
ものであり、容易にＬＳＩ化を行うことができ、かつ振
幅位相特性を切り換えることができる音場拡大器を提供
することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記した課題を解決する
ため、請求項１に記載の発明は、左右２チャンネルのス
テレオ入力信号が一方の入力端に各々供給される第１，
第２の加算器と、前記第１，第２の加算器の出力端が反
転入力端に各々供給される第１，第２の反転アンプと、
前記第１の反転アンプの出力端と前記第１の加算器の他
方の入力端に接続され、所定の振幅位相特性を付与する
第１の振幅位相特性付与回路と、前記第２の反転アンプ
の出力端と前記第２の加算器の他方の入力端に接続さ
れ、所定の振幅位相特性を付与する第２の振幅位相特性
付与回路と、前記第１の反転アンプの出力信号と前記第
２の振幅位相特性付与回路の出力信号を加算する第３の
加算器と、前記第２の反転アンプの出力信号と前記第１
の振幅位相特性付与回路の出力信号を加算する第４の加
算器とを有する音場拡大器において、前記第１，第２の
振幅位相特性付与回路を、各々同一構成のスイッチド・
キャパシタ・フィルタによって、同一ＩＣチップ上に構
成したことを特徴とする。
ため、請求項１に記載の発明は、左右２チャンネルのス
テレオ入力信号が一方の入力端に各々供給される第１，
第２の加算器と、前記第１，第２の加算器の出力端が反
転入力端に各々供給される第１，第２の反転アンプと、
前記第１の反転アンプの出力端と前記第１の加算器の他
方の入力端に接続され、所定の振幅位相特性を付与する
第１の振幅位相特性付与回路と、前記第２の反転アンプ
の出力端と前記第２の加算器の他方の入力端に接続さ
れ、所定の振幅位相特性を付与する第２の振幅位相特性
付与回路と、前記第１の反転アンプの出力信号と前記第
２の振幅位相特性付与回路の出力信号を加算する第３の
加算器と、前記第２の反転アンプの出力信号と前記第１
の振幅位相特性付与回路の出力信号を加算する第４の加
算器とを有する音場拡大器において、前記第１，第２の
振幅位相特性付与回路を、各々同一構成のスイッチド・
キャパシタ・フィルタによって、同一ＩＣチップ上に構
成したことを特徴とする。
【００１０】また、請求項２に記載の発明は、前記第
１，第２の振幅位相特性付与回路は、正転入力端が各々
接地された第１，第２の反転オペアンプと、入力端子と
第１の反転オペアンプの反転入力端との間に接続された
第１のスイッチド・キャパシタと、前記第１の反転オペ
アンプの出力端とその反転入力端との間に接続された第
１のコンデンサと、前記第１の反転オペアンプの出力端
と第２の反転オペアンプの反転入力端との間に接続され
た第２のスイッチド・キャパシタと、前記第２の反転オ
ペアンプの出力端とその反転入力端との間に接続された
第２のコンデンサと、前記第２の反転オペアンプの出力
信号を反転するバッファアンプと、前記バッファアンプ
の出力端と前記第１の反転オペアンプの反転入力端との
間に接続された第３のスイッチド・キャパシタと、前記
バッファアンプの出力端と前記第２の反転オペアンプの
反転入力端との間に接続された第４のスイッチド・キャ
パシタとを各々備えることを特徴とする。
１，第２の振幅位相特性付与回路は、正転入力端が各々
接地された第１，第２の反転オペアンプと、入力端子と
第１の反転オペアンプの反転入力端との間に接続された
第１のスイッチド・キャパシタと、前記第１の反転オペ
アンプの出力端とその反転入力端との間に接続された第
１のコンデンサと、前記第１の反転オペアンプの出力端
と第２の反転オペアンプの反転入力端との間に接続され
た第２のスイッチド・キャパシタと、前記第２の反転オ
ペアンプの出力端とその反転入力端との間に接続された
第２のコンデンサと、前記第２の反転オペアンプの出力
信号を反転するバッファアンプと、前記バッファアンプ
の出力端と前記第１の反転オペアンプの反転入力端との
間に接続された第３のスイッチド・キャパシタと、前記
バッファアンプの出力端と前記第２の反転オペアンプの
反転入力端との間に接続された第４のスイッチド・キャ
パシタとを各々備えることを特徴とする。
【００１１】また、請求項３に記載の発明は、前記第１
のコンデンサ、前記第２のコンデンサ、前記第１のスイ
ッチド・キャパシタ、前記第２のスイッチド・キャパシ
タ、前記第３のスイッチド・キャパシタ、または前記第
４のスイッチド・キャパシタのうち少なくとも一つは、
複数のコンデンサとスイッチからなり、前記スイッチを
制御することによって、拡大すべき音場に対応するよう
に前記複数のコンデンサを選択、組み合わせ、または切
換えることを特徴とする。
のコンデンサ、前記第２のコンデンサ、前記第１のスイ
ッチド・キャパシタ、前記第２のスイッチド・キャパシ
タ、前記第３のスイッチド・キャパシタ、または前記第
４のスイッチド・キャパシタのうち少なくとも一つは、
複数のコンデンサとスイッチからなり、前記スイッチを
制御することによって、拡大すべき音場に対応するよう
に前記複数のコンデンサを選択、組み合わせ、または切
換えることを特徴とする。
【００１２】
１．全体の構成 本発明に係わる音場拡大器は、振幅位相特性付与回路を
除いて、従来の音場拡大器と同様であるため、ここでは
新たな振幅位相特性付与回路３７’について図面を参照
しつつ説明する。図１は、本発明の一実施形態に係わる
音場拡大器に用いられる振幅位相特性付与回路の回路図
である。
除いて、従来の音場拡大器と同様であるため、ここでは
新たな振幅位相特性付与回路３７’について図面を参照
しつつ説明する。図１は、本発明の一実施形態に係わる
音場拡大器に用いられる振幅位相特性付与回路の回路図
である。
【００１３】図において、１００，２００は反転アン
プ、３００は反転型のバッファアンプである。また、１
０，２０…６０はコンデンサであって、それらの容量値
はＣ１，Ｃ２…Ｃ６である。また、Ａ１０，Ａ１１，Ａ
２０，Ａ２１，Ａ５０，Ａ５１，Ａ６０，Ａ６１は、第
１のクロックＣＫ１で制御される第１のスイッチ群ＳＷ
ａであり、一方、Ｂ１０，Ｂ１１，Ｂ２０，Ｂ２１，Ｂ
５０，Ｂ５１，Ｂ６０，Ｂ６１は、第２のクロックＣＫ
２で制御される第２のスイッチ群ＳＷｂである。また、
第１，第２のスイッチ群ＳＷａ，ＳＷｂは、各コンデン
サ１０，２０，５０，６０の両端に各々接続される。ま
た、第１のクロックＣＫ１と第２のクロックＣＫ２は、
図２に示すように位相が１８０度ずれており、それらの
周波数はｆＨｚである。ここで、第１，第２のスイッチ
群ＳＷａ，ＳＷｂは、第１，第２のクロックＣＫ２がハ
イレベル（Ｈ）のときにオン状態となり、一方、それら
がローレベル（Ｌ）のときにオフ状態となるように構成
されている。
プ、３００は反転型のバッファアンプである。また、１
０，２０…６０はコンデンサであって、それらの容量値
はＣ１，Ｃ２…Ｃ６である。また、Ａ１０，Ａ１１，Ａ
２０，Ａ２１，Ａ５０，Ａ５１，Ａ６０，Ａ６１は、第
１のクロックＣＫ１で制御される第１のスイッチ群ＳＷ
ａであり、一方、Ｂ１０，Ｂ１１，Ｂ２０，Ｂ２１，Ｂ
５０，Ｂ５１，Ｂ６０，Ｂ６１は、第２のクロックＣＫ
２で制御される第２のスイッチ群ＳＷｂである。また、
第１，第２のスイッチ群ＳＷａ，ＳＷｂは、各コンデン
サ１０，２０，５０，６０の両端に各々接続される。ま
た、第１のクロックＣＫ１と第２のクロックＣＫ２は、
図２に示すように位相が１８０度ずれており、それらの
周波数はｆＨｚである。ここで、第１，第２のスイッチ
群ＳＷａ，ＳＷｂは、第１，第２のクロックＣＫ２がハ
イレベル（Ｈ）のときにオン状態となり、一方、それら
がローレベル（Ｌ）のときにオフ状態となるように構成
されている。
【００１４】この場合、コンデンサ１０，２０，５０，
６０と第１，第２のスイッチ群ＳＷａ，ＳＷｂによっ
て、周知のスイッチド・キャパシタが構成される。この
ため、コンデンサ１０，２０，５０，６０は、等価的に
抵抗として機能し、それらの等価抵抗値は、１／(f・C
1)，１／(f・C2)，１／(f・C5)，１／(f・C6)となる。
６０と第１，第２のスイッチ群ＳＷａ，ＳＷｂによっ
て、周知のスイッチド・キャパシタが構成される。この
ため、コンデンサ１０，２０，５０，６０は、等価的に
抵抗として機能し、それらの等価抵抗値は、１／(f・C
1)，１／(f・C2)，１／(f・C5)，１／(f・C6)となる。
【００１５】したがって、図１に示す振幅位相特性付与
回路３７’は図３に示す回路と等価である。この回路に
おいて、電圧利得Ａｖ，カットオフ周波数ｆｃ、および
Ｑは、以下の式で与えられる。 Ａｖ＝Ｃ１／Ｃ５……式１ ｆｃ＝（ｆ／２π）・｛（Ｃ２・Ｃ５）／（Ｃ３・Ｃ４）｝1/2……式２ Ｑ＝｛（Ｃ２・Ｃ４・Ｃ５）／（Ｃ６2・Ｃ３）｝1/2……式３
回路３７’は図３に示す回路と等価である。この回路に
おいて、電圧利得Ａｖ，カットオフ周波数ｆｃ、および
Ｑは、以下の式で与えられる。 Ａｖ＝Ｃ１／Ｃ５……式１ ｆｃ＝（ｆ／２π）・｛（Ｃ２・Ｃ５）／（Ｃ３・Ｃ４）｝1/2……式２ Ｑ＝｛（Ｃ２・Ｃ４・Ｃ５）／（Ｃ６2・Ｃ３）｝1/2……式３
【００１６】まず、式１から明らかなように、電圧利得
Ａｖは、Ｃ１とＣ５の比によって定まる。また、カット
オフ周波数ｆｃは、式２より、Ｃ２・Ｃ５とＣ３・Ｃ４
の比およびクロック周波数ｆによって定まる。この場
合、クロック周波数ｆは、Ｃ２〜Ｃ５を低く押さえＩＣ
チップにコンデンサを組み込むことができるように設定
される。また、ＱはＣ２・Ｃ４・Ｃ５とＣ６2・Ｃ３の
比によって定まる。
Ａｖは、Ｃ１とＣ５の比によって定まる。また、カット
オフ周波数ｆｃは、式２より、Ｃ２・Ｃ５とＣ３・Ｃ４
の比およびクロック周波数ｆによって定まる。この場
合、クロック周波数ｆは、Ｃ２〜Ｃ５を低く押さえＩＣ
チップにコンデンサを組み込むことができるように設定
される。また、ＱはＣ２・Ｃ４・Ｃ５とＣ６2・Ｃ３の
比によって定まる。
【００１７】したがって、所定の位相振幅特性を実現し
ようとする場合、図１に示す各コンデンサ１０〜６０に
は、各素子間の相対的な精度が確保されれば十分であ
り、個々の素子について絶対的な精度は不要である。と
ころで、ＩＣチップ上でのコンデンサは、バイポーラプ
ロセスでは接合容量として、ＭＯＳプロセスではＭＯＳ
容量として実現されるが、いずれのプロセスにおいて
も、その容量値は、電極面積に比例する。また、電極面
積はＩＣを作成する際のマスク面積によって定まる。こ
のため、ＩＣチップ上では相対的に精度の高いコンデン
サを作成することができる。したがって、この振幅位相
特性付与回路３７’によれば、振幅位相特性を高い精度
で実現することができる。また、図５に示すＬチャンネ
ル用音場拡大器ＡとＲチャンネル用音場拡大器Ｂには、
振幅位相特性付与回路３７ａ，３７ｂが各々設けられて
いるが、これらの回路の特性は、同一であることが望ま
しい。この場合、本実施形態の振幅位相特性付与回路３
７’を同一ＩＣチップ上で構成すると、２つの回路の振
幅位相特性は、これらの回路を構成するコンデンサの相
対的な容量値で定まるので、両回路の振幅位相特性を高
い精度で一致させることができる。
ようとする場合、図１に示す各コンデンサ１０〜６０に
は、各素子間の相対的な精度が確保されれば十分であ
り、個々の素子について絶対的な精度は不要である。と
ころで、ＩＣチップ上でのコンデンサは、バイポーラプ
ロセスでは接合容量として、ＭＯＳプロセスではＭＯＳ
容量として実現されるが、いずれのプロセスにおいて
も、その容量値は、電極面積に比例する。また、電極面
積はＩＣを作成する際のマスク面積によって定まる。こ
のため、ＩＣチップ上では相対的に精度の高いコンデン
サを作成することができる。したがって、この振幅位相
特性付与回路３７’によれば、振幅位相特性を高い精度
で実現することができる。また、図５に示すＬチャンネ
ル用音場拡大器ＡとＲチャンネル用音場拡大器Ｂには、
振幅位相特性付与回路３７ａ，３７ｂが各々設けられて
いるが、これらの回路の特性は、同一であることが望ま
しい。この場合、本実施形態の振幅位相特性付与回路３
７’を同一ＩＣチップ上で構成すると、２つの回路の振
幅位相特性は、これらの回路を構成するコンデンサの相
対的な容量値で定まるので、両回路の振幅位相特性を高
い精度で一致させることができる。
【００１８】２．振幅位相特性の切換 次に、振幅位相特性の切換について、図４を参照しつつ
説明する。図４は、図１に示す各コンデンサ１０〜６０
の詳細な構成を示す回路図である。図において、Ｃａ，
Ｃｂ，Ｃｃ…はコンデンサである。また、Ｓａ，Ｓｂ，
Ｓｃ…はスイッチであって、セレクト信号ＳＬａ，ＳＬ
ｂ，ＳＬｃ…によって各々独立に制御される。コンデン
サＣａ，Ｃｂ，Ｃｃ…の一端は接続点ＣＣで各々接続さ
れ、一方、それらの他端はスイッチＳａ，Ｓｂ，Ｓｃ…
を介して接続点ＳＳで各々接続される。ここで、コンデ
ンサＣａ，Ｃｂ，Ｃｃ…の容量値は、これらを適宜選
択、組み合わせ、またはスイッチング周波数ｆに同期し
て切換えることによって、各種の音場拡大の効果が得ら
れるように選ばれている。したがって、セレクト信号Ｓ
Ｌａ，ＳＬｂ，ＳＬｃ…がスイッチＳａ，Ｓｂ，Ｓｃ…
に供給されると、コンデンサＣａ，Ｃｂ，Ｃｃ…の選択
または組み合わせが行われ、これにより、各種の音場拡
大効果を実現することができる。
説明する。図４は、図１に示す各コンデンサ１０〜６０
の詳細な構成を示す回路図である。図において、Ｃａ，
Ｃｂ，Ｃｃ…はコンデンサである。また、Ｓａ，Ｓｂ，
Ｓｃ…はスイッチであって、セレクト信号ＳＬａ，ＳＬ
ｂ，ＳＬｃ…によって各々独立に制御される。コンデン
サＣａ，Ｃｂ，Ｃｃ…の一端は接続点ＣＣで各々接続さ
れ、一方、それらの他端はスイッチＳａ，Ｓｂ，Ｓｃ…
を介して接続点ＳＳで各々接続される。ここで、コンデ
ンサＣａ，Ｃｂ，Ｃｃ…の容量値は、これらを適宜選
択、組み合わせ、またはスイッチング周波数ｆに同期し
て切換えることによって、各種の音場拡大の効果が得ら
れるように選ばれている。したがって、セレクト信号Ｓ
Ｌａ，ＳＬｂ，ＳＬｃ…がスイッチＳａ，Ｓｂ，Ｓｃ…
に供給されると、コンデンサＣａ，Ｃｂ，Ｃｃ…の選択
または組み合わせが行われ、これにより、各種の音場拡
大効果を実現することができる。
【００１９】ここで、上記した式１〜式３を参照する
と、Ｃ１は電圧利得Ａｖを与える式１のみに現れ、ま
た、Ｃ６はＱを与える式３のみに現れる。したがって、
カットオフ周波数ｆｃとＱを一定にして電圧利得Ａｖの
みを切り換える場合には、図１に示すコンデンサ１０の
みを切り換えればよい。また、電圧利得Ａｖとカットオ
フ周波数ｆｃを一定にしてＱのみを切り換える場合に
は、コンデンサ６０のみを切り換えればよい。また、カ
ットオフ周波数を切り換える場合には、クロック周波数
ｆを切り換えるか、コンデンサ２０，３０，４０，５０
を適宜切り換えればよい。
と、Ｃ１は電圧利得Ａｖを与える式１のみに現れ、ま
た、Ｃ６はＱを与える式３のみに現れる。したがって、
カットオフ周波数ｆｃとＱを一定にして電圧利得Ａｖの
みを切り換える場合には、図１に示すコンデンサ１０の
みを切り換えればよい。また、電圧利得Ａｖとカットオ
フ周波数ｆｃを一定にしてＱのみを切り換える場合に
は、コンデンサ６０のみを切り換えればよい。また、カ
ットオフ周波数を切り換える場合には、クロック周波数
ｆを切り換えるか、コンデンサ２０，３０，４０，５０
を適宜切り換えればよい。
【００２０】３．まとめ 上述したように本実施形態によれば、振幅位相特性付与
回路３７’をスイッチド・キャパシタ・フィルタ（ＳＣ
Ｆ）を用いて構成したので、音場拡大器のＬＳＩ化を図
ることができ、その部品点数の削減や信頼性を向上させ
ることができる。また、音場拡大器の振幅位相特性は、
振幅位相特性付与回路３７’を構成するコンデンサ１０
〜６０の相対的な容量値とクロック周波数ｆに依存する
ので、振幅位相特性の精度を向上させることがきる。ま
た、ＬチャンネルとＲチャンネルの特性差をなくすこと
ができ、より自然な音場拡大を演出することができる。
また、コンデンサ１０〜６０の容量値Ｃ１〜Ｃ６を適宜
切り換えることにより、各種の振幅特性・位相特性を実
現することができ、これにより、例えば、クラシックや
ポップスといった曲の種類、あるいは室内や車内といっ
た再生する場所によって、音場拡大の効果を選択できる
音場拡大器を提供することができる。
回路３７’をスイッチド・キャパシタ・フィルタ（ＳＣ
Ｆ）を用いて構成したので、音場拡大器のＬＳＩ化を図
ることができ、その部品点数の削減や信頼性を向上させ
ることができる。また、音場拡大器の振幅位相特性は、
振幅位相特性付与回路３７’を構成するコンデンサ１０
〜６０の相対的な容量値とクロック周波数ｆに依存する
ので、振幅位相特性の精度を向上させることがきる。ま
た、ＬチャンネルとＲチャンネルの特性差をなくすこと
ができ、より自然な音場拡大を演出することができる。
また、コンデンサ１０〜６０の容量値Ｃ１〜Ｃ６を適宜
切り換えることにより、各種の振幅特性・位相特性を実
現することができ、これにより、例えば、クラシックや
ポップスといった曲の種類、あるいは室内や車内といっ
た再生する場所によって、音場拡大の効果を選択できる
音場拡大器を提供することができる。
【００２１】４．変形例 本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、
以下に述べる各種の変形が可能である。 上述した実施形態においては、各コンデンサ１０〜６
０を、図４に示すようにコンデンサＣａ，Ｃｂ，Ｃｃ…
とスイッチＳａ，Ｓｂ，Ｓｃ…とから構成するようにし
たが、全てのコンデンサ１０〜６０を切り換えるように
構成しなくともよい。要は、所望の振幅位相特性を実現
するのに必要なコンデンサについて、その容量値を切り
換えることができるように構成すればよい。
以下に述べる各種の変形が可能である。 上述した実施形態においては、各コンデンサ１０〜６
０を、図４に示すようにコンデンサＣａ，Ｃｂ，Ｃｃ…
とスイッチＳａ，Ｓｂ，Ｓｃ…とから構成するようにし
たが、全てのコンデンサ１０〜６０を切り換えるように
構成しなくともよい。要は、所望の振幅位相特性を実現
するのに必要なコンデンサについて、その容量値を切り
換えることができるように構成すればよい。
【００２２】上述した実施形態において、カットオフ
周波数ｆｃを切り換えるには、クロック周波数ｆｃｋの
切換とコンデンサＣａ，Ｃｂ，Ｃｃ…の切換を適宜組み
合わせてもよい。また、スイッチド・キャパシタを構成
する各スイッチに異なるクロックを供給してもよい。例
えば、図１において、スイッチＡ１０，Ａ１１，Ｂ１
０，Ｂ１１およびスイッチＡ５０，Ａ５１，Ｂ５０，Ｂ
５１のクロック周波数がｆｃｋ１である場合に、スイッ
チＡ１０，Ａ１１，Ｂ１０，Ｂ１１のクロック周波数を
２・ｆｃｋ１に変化させれば、電圧利得Ａｖを２倍にす
ることができる。
周波数ｆｃを切り換えるには、クロック周波数ｆｃｋの
切換とコンデンサＣａ，Ｃｂ，Ｃｃ…の切換を適宜組み
合わせてもよい。また、スイッチド・キャパシタを構成
する各スイッチに異なるクロックを供給してもよい。例
えば、図１において、スイッチＡ１０，Ａ１１，Ｂ１
０，Ｂ１１およびスイッチＡ５０，Ａ５１，Ｂ５０，Ｂ
５１のクロック周波数がｆｃｋ１である場合に、スイッ
チＡ１０，Ａ１１，Ｂ１０，Ｂ１１のクロック周波数を
２・ｆｃｋ１に変化させれば、電圧利得Ａｖを２倍にす
ることができる。
【発明の効果】以上説明したように、本発明の発明特定
事項によれば、容易にＬＳＩ化を行うことができ、かつ
振幅位相特性を切り換えることができる。また、所望の
振幅位相特性を精度よく付与することができる。この結
果、左右チャンネルに付与する振幅位相特性を精度よく
一致させ、左右チャンネルのバランスを常に良好に保つ
ことができるので、より自然な音の広がりを感じられる
音場を提供することができる。
事項によれば、容易にＬＳＩ化を行うことができ、かつ
振幅位相特性を切り換えることができる。また、所望の
振幅位相特性を精度よく付与することができる。この結
果、左右チャンネルに付与する振幅位相特性を精度よく
一致させ、左右チャンネルのバランスを常に良好に保つ
ことができるので、より自然な音の広がりを感じられる
音場を提供することができる。
【図１】 本発明の一実施形態に係わる音場拡大器に用
いられる振幅位相特性付与回路の回路図である。
いられる振幅位相特性付与回路の回路図である。
【図２】 同実施形態の第１，第２のクロックを説明す
るための波形図である。
るための波形図である。
【図３】 同実施形態に係わる振幅位相特性付与回路の
等価回路を示す回路図である。
等価回路を示す回路図である。
【図４】 同実施形態に係わる振幅位相特性付与回路の
各コンデンサの構成を説明するための回路図である。
各コンデンサの構成を説明するための回路図である。
【図５】 従来の音場拡大器の回路図である。
【図６】 従来の音場拡大器に用いられる振幅位相特性
付与回路の回路図である。
付与回路の回路図である。
３４…加算器（第１，第２の加算器）、３６…反転アン
プ（第１，第２の反転アンプ）、３７…振幅位相特性付
与回路（第１，第２の振幅位相特性付与回路）、４６…
加算器（第３の加算器）、４８…加算器（第４の加算
器）、１００，２００…反転アンプ（第１，第２の反転
オペアンプ）、１０，２０，５０，６０…コンデンサ
（第１〜第４のスイッチド・キャパシタ）、３０，４０
…コンデンサ（第１，第２のコンデンサ）。
プ（第１，第２の反転アンプ）、３７…振幅位相特性付
与回路（第１，第２の振幅位相特性付与回路）、４６…
加算器（第３の加算器）、４８…加算器（第４の加算
器）、１００，２００…反転アンプ（第１，第２の反転
オペアンプ）、１０，２０，５０，６０…コンデンサ
（第１〜第４のスイッチド・キャパシタ）、３０，４０
…コンデンサ（第１，第２のコンデンサ）。
Claims (3)
- 【請求項１】 左右２チャンネルのステレオ入力信号が
一方の入力端に各々供給される第１，第２の加算器と、
前記第１，第２の加算器の出力端が反転入力端に各々供
給される第１，第２の反転アンプと、前記第１の反転ア
ンプの出力端と前記第１の加算器の他方の入力端に接続
され、所定の振幅位相特性を付与する第１の振幅位相特
性付与回路と、前記第２の反転アンプの出力端と前記第
２の加算器の他方の入力端に接続され、所定の振幅位相
特性を付与する第２の振幅位相特性付与回路と、前記第
１の反転アンプの出力信号と前記第２の振幅位相特性付
与回路の出力信号を加算する第３の加算器と、前記第２
の反転アンプの出力信号と前記第１の振幅位相特性付与
回路の出力信号を加算する第４の加算器とを有する音場
拡大器において、 前記第１，第２の振幅位相特性付与回路を、各々同一構
成のスイッチド・キャパシタ・フィルタによって、同一
ＩＣチップ上に構成したことを特徴とする音場拡大器。 - 【請求項２】 前記第１，第２の振幅位相特性付与回路
は、 正転入力端が各々接地された第１，第２の反転オペアン
プと、 入力端子と第１の反転オペアンプの反転入力端との間に
接続された第１のスイッチド・キャパシタと、 前記第１の反転オペアンプの出力端とその反転入力端と
の間に接続された第１のコンデンサと、 前記第１の反転オペアンプの出力端と第２の反転オペア
ンプの反転入力端との間に接続された第２のスイッチド
・キャパシタと、 前記第２の反転オペアンプの出力端とその反転入力端と
の間に接続された第２のコンデンサと、 前記第２の反転オペアンプの出力信号を反転するバッフ
ァアンプと、 前記バッファアンプの出力端と前記第１の反転オペアン
プの反転入力端との間に接続された第３のスイッチド・
キャパシタと、 前記バッファアンプの出力端と前記第２の反転オペアン
プの反転入力端との間に接続された第４のスイッチド・
キャパシタとを各々備えることを特徴とする請求項１に
記載の音場拡大器。 - 【請求項３】 前記第１のコンデンサ、前記第２のコン
デンサ、前記第１のスイッチド・キャパシタ、前記第２
のスイッチド・キャパシタ、前記第３のスイッチド・キ
ャパシタ、または前記第４のスイッチド・キャパシタの
うち少なくとも一つは、複数のコンデンサとスイッチか
らなり、前記スイッチを制御することによって、拡大す
べき音場に対応するように前記複数のコンデンサを選
択、組み合わせ、または切換えることを特徴とする請求
項２に記載の音場拡大器。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25649696A JP3613904B2 (ja) | 1996-09-27 | 1996-09-27 | 音場拡大器 |
| TW086113109A TW381405B (en) | 1996-09-27 | 1997-09-10 | Sound field amplifier |
| US08/937,766 US6130948A (en) | 1996-09-27 | 1997-09-25 | Sound field processor with sound field expanding apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25649696A JP3613904B2 (ja) | 1996-09-27 | 1996-09-27 | 音場拡大器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10108299A true JPH10108299A (ja) | 1998-04-24 |
| JP3613904B2 JP3613904B2 (ja) | 2005-01-26 |
Family
ID=17293453
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25649696A Expired - Fee Related JP3613904B2 (ja) | 1996-09-27 | 1996-09-27 | 音場拡大器 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6130948A (ja) |
| JP (1) | JP3613904B2 (ja) |
| TW (1) | TW381405B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005093952A1 (ja) * | 2004-03-26 | 2005-10-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | スイッチトキャパシタフィルタ及びフィードバックシステム |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6608902B1 (en) * | 1998-02-07 | 2003-08-19 | Sigmatel, Inc. | Stereo signal separation circuit and application thereof |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4833715A (en) * | 1987-03-06 | 1989-05-23 | Alps Electric Co., Ltd. | FM stereo receiver |
-
1996
- 1996-09-27 JP JP25649696A patent/JP3613904B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1997
- 1997-09-10 TW TW086113109A patent/TW381405B/zh not_active IP Right Cessation
- 1997-09-25 US US08/937,766 patent/US6130948A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005093952A1 (ja) * | 2004-03-26 | 2005-10-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | スイッチトキャパシタフィルタ及びフィードバックシステム |
| US7459964B2 (en) | 2004-03-26 | 2008-12-02 | Panasonic Corporation | Switched capacitor filter and feedback system |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| TW381405B (en) | 2000-02-01 |
| JP3613904B2 (ja) | 2005-01-26 |
| US6130948A (en) | 2000-10-10 |
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Legal Events
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040210 |
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| A521 | Written amendment |
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20040622 |
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20040809 |
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