JPH10104292A - 静電容量検出回路および静電容量型センサ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 直線性にすぐれた静電容量検出回路および静
電容量型センサ装置を提供する。 【構成】 静電容量検出回路はＲＣ発振回路であり，３
段に縦属接続されたインバータ回路11A ，11B および11
C ，センサとしての可変コンデンサ10，ならびに帰還抵
抗12および13から構成され，帰還抵抗13に並列に接続さ
れた直線性補正用コンデンサ14が接続されている。外圧
が加えられることにより可変コンデンサ10の静電容量が
変化し，この静電容量は静電容量検出回路の発振周波数
として表わされる。被測定外力と出力発振周波数との関
係は，直線性補正用コンデンサ14によって直線性をもつ
ように補正されるので，被測定外力の正確な値を得るこ
とができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【技術分野】この発明は静電容量型センサ装置およびこ
のセンサ装置の一部を構成する静電容量検出回路に関す
る。静電容量型センサ装置には静電容量型圧力センサ装
置や静電容量型加速度センサ装置等が含まれる。

【０００２】

【背景技術とその問題点】図18は静電容量型圧力センサ
の断面図である。(A) は圧力が加えられる前の状態を，
(B) は圧力が加えられている状態をそれぞれ示してい
る。これらの図において，作図の便宜上，および分かり
やすくするために肉厚が強調して描かれている。このこ
とは，後に説明する他の図についても同様である。

【０００３】静電容量型圧力センサ100 は上基板101 と
下基板102 とから構成され，これらが相互に接合されて
いる。下基板102 は周囲のフレーム部102aとこのフレー
ム部102aに支持された薄いダイヤフラム部102bとから構
成される。ダイヤフラム部102bには凹部が形成され，こ
の凹部の底面に可動電極104 が形成されている。

【０００４】上基板101 にはダイヤフラム部102bに対向
する面に固定電極103 が設けられている。固定電極103
と可動電極104 との間には微小な間隙があり，これらの
電極103 と104 とによってセンサ部（コンデンサ）が構
成される。固定電極103 および可動電極104 は配線パタ
ーンおよび接続孔（いずれも図示略）を通して上基板10
1 の上面に形成された外部接続電極（図示略）にそれぞ
れ電気的に接続され，さらに外部接続電極にボンディン
グされたワイヤを通して静電容量（圧力）検出回路（図
示略）に接続される。

【０００５】ダイヤフラム部102bの凹部内，すなわち固
定電極103 と可動電極104 との間の空間には基板101 ま
たは102 に形成された導通孔（図示略）から大気が導入
される。ダイヤフラム部102bに外部から加えられる圧力
と大気圧との差圧が検出される。固定電極103 と可動電
極104 との間の空間を真空に保つようにしてもよい。こ
の場合には，加えられる圧力の絶対圧が検出される。

【０００６】上基板101 をガラス基板により，下基板10
2 を半導体（シリコン）基板によりそれぞれ形成するこ
とができる。この場合には，ガラス基板101 と半導体基
板102 とは陽極接合される。また，半導体基板102 は不
純物の存在により導電性をもつ。ダイヤフラム部102bが
可動電極として働くので，可動電極104 を設けなくても
よい。両基板101 と102 とをともに半導体基板により実
現することもできる。

【０００７】静電容量型圧力センサ100 の下基板102 の
ダイヤフラム102bに圧力が加えられると，これに応じ
て，弾性を有するダイヤフラム102bが変位し，固定電極
103 と可動電極104 との間の静電容量Ｃが変化する。こ
の静電容量Ｃの変化または静電容量Ｃの逆数１／Ｃの変
化（一般的には逆数１／Ｃがセンサ出力として用いられ
る）に基づいて圧力が検出される。

【０００８】図19は片持ち梁型の静電容量型加速度セン
サを示す。(A) は加速度が加えられる前の状態を，(B)
は加速度が加えられている状態をそれぞれ示している。

【０００９】静電容量型加速度センサ110 もまた，上基
板111 と下基板112 とから構成されている。上基板111
はフレーム部（または支持部）111aと，梁部111bと，梁
部111bに片持ち状に支持された逆角錐台状の重り部111c
とから構成されている。フレーム部111aにおいて上基板
111 と下基板112 とが互いに接合されている。上基板11
1 を半導体基板により形成することができる。下基板11
2 は半導体基板またはガラス基板により形成される。

【００１０】梁部111bはかなり薄く形成されている。重
り部111cもフレーム部111aよりも少し薄くつくられ，重
り部111cの下面と下基板112 との間には間隙が設けられ
ている。重り部111cの下面には可動電極114 が形成され
ている。他方，下基板112 の可動電極114 に対向する箇
所には，固定電極113 が形成されている。固定電極113
と可動電極114 とは間隙をもって互いに対向し，センサ
部（コンデンサ）を構成している。上基板111 が半導体
基板によって形成されている場合には，可動電極114 を
形成する必要はない。

【００１１】静電容量型加速度センサ110 に加速度が加
えられると，これに応じて梁部111bが変形し，固定電極
113 と可動電極114 との間の静電容量Ｃが変化し，これ
に基づいて加えられる加速度が検出される。

【００１２】このような構造をもつ静電容量型センサに
おいては，静電容量の逆数（１／Ｃ）の特性の非直線性
が大きいという問題がある。その理由の一つとして，可
動電極（ダイヤフラム部，重り部）が平行移動しないこ
とが挙げられる。

【００１３】具体的に説明すると，図18に示す静電容量
型圧力センサ100 においては，ダイヤフラム部102bの両
端がフレーム部102aに固定されているため，ダイヤフラ
ム部102bは圧力を受けるとたわむ。このたわみはダイヤ
フラム部102bの中央部分において最大となり，両端部分
において最小となる。このため固定電極103 と可動電極
104 との間の距離は場所によって異なるものとなる。図
19に示す静電容量型加速度センサ110 においては，重り
部111cの一端が梁部111bに支持されている。このため加
速度が加えられると，固定電極113 と可動電極114 との
間の距離はこれらの電極の先端部において最も近くな
る。

【００１４】固定電極と可動電極とが平行状態にあると
き，静電容量型センサの静電容量Ｃs （以下，センサ容
量という）は次式で表される。

【００１５】

【数１】

【００１６】ここで，εは可動電極と固定電極との間の
空間の誘電率，ｄは両電極間の距離，ｋは比例定数，Ｓ
は電極面積である。

【００１７】図20は静電容量型圧力センサに加えられた
被測定圧力Ｐとセンサ容量Ｃs の逆数１／Ｃs との関係
を示すグラフである。破線のグラフはセンサ容量の逆数
１／Ｃs が被測定圧力Ｐの変化に対してリニアに変化す
る理想形を示している。実線のグラフは被測定圧力Ｐと
センサ容量の逆数１／Ｃs との実際の関係を示してい
る。

【００１８】ダイヤフラム部が平行移動しないので，実
線で示すように，被測定外力Ｐとセンサ容量の逆数１／
Ｃs とは線形関係を示さなくなる。

【００１９】このような問題を解決するために，ダイヤ
フラム部に硬い材料を用いることによりそのたわみを小
さくする方法や，差圧検出型とする方法が採られてい
る。差圧検出型の静電容量型圧力センサは，上述したよ
うに，ダイヤフラム部の表裏面に被測定圧力と基準圧力
（たとえば大気圧）をそれぞれ導入し，その圧力差によ
りダイヤフラム部を変形させるものである。絶対圧力を
検出する場合に比べて，一般に，基準圧力と被測定圧力
との差は小さいから，ダイヤフラム部のたわみが小さく
なる。

【００２０】ところが，ダイヤフラム部に硬い材料を用
いる方法では，たわみが生じにくくなりセンサ感度が悪
くなる。また，差圧検出型とする方法は，大気圧を導入
するための構造をセンサ装置に設ける必要があるため，
装置全体の製造コストが上がってしまうという問題があ
る。以上のことは，静電容量型加速度センサにもいえ
る。

【００２１】図21は従来の静電容量検出回路の一例を示
している。この検出回路は静電容量を周波数に変換する
ものである。

【００２２】この静電容量検出回路は帰還型ＲＣ発振回
路を含み，３段に縦属接続されたインバータ回路121A，
121Bおよび121C，抵抗値がそれぞれＲμおよびＲである
帰還抵抗122 および123 ，ならびにインバータ回路121B
と121Cとの接続点と，抵抗122 と123 との接続点との間
に接続された可変コンデンサ120 （静電容量をＣs とす
る）によって構成されるものである。可変コンデンサ12
0 は静電容量型センサのセンサ部（固定電極と可動電
極）によって構成されるものである。この検出回路の出
力発振周波数ｆ₁ は次式によって表される。

【００２３】

【数２】

【００２４】ここで，インバータ回路121A，121Bおよび
121Cのスレッショルド電圧Ｖ_THを１／２Ｖ_DD（Ｖ_DDは電
源電圧）としている。αはインバータ回路121A，121Bお
よび121Cの遅延時間によって定まる定数であり，たとえ
ばα＝２.２である。

【００２５】式２から分かるように発振周波数ｆ₁ は静
電容量の逆数１／Ｃs に比例するので，この発振回路の
出力周波数ｆ₁ も図20に実線で示す非線形性をそのまま
引き継いでいる。

【００２６】半導体型の静電容量型センサにおいては寄
生容量によってもその特性の直線性が悪化する。寄生容
量はセンサの電極を外部接続電極に接続する配線パター
ンの存在等によって生じる。静電容量型センサに寄生容
量が存在する場合の静電容量検出回路の等価回路が図22
に示されている。寄生容量Ｃp は可変コンデンサ120に
並行に接続されたコンデンサ124 として表されている。
この静電容量検出回路の出力発振周波数ｆ₂ は次式で表
される。

【００２７】

【数３】

【００２８】図23は，被測定圧力Ｐと静電容量検出回路
の出力（発振周波数）の直線性誤差との関係を示すグラ
フである。寄生容量が存在する場合が実線で，寄生容量
が存在していない場合が破線で，それぞれ示されてい
る。直線性誤差とは，測定可能な圧力範囲（フルレン
ジ）において，検出回路の現実の出力を表す特性曲線
（被測定圧力と検出回路の出力との関係を表す）の理想
的な特性直線からのずれを言う。寄生容量が存在するこ
とによって直線性誤差が大きくなる。

【００２９】このように静電容量型センサでは，出力特
性の非直線性がセンサの構造的な要因（たわみ，傾き
等）だけでなく，センサの電気的な要因（寄生容量の発
生）によっても生じる。

【００３０】

【発明の開示】この発明は，静電容量検出回路の出力特
性をできるだけ直線性に近づけるように補正しようとす
るものである。

【００３１】この発明は，静電容量成分と抵抗成分とを
含み，これらの値によって発振周波数が定まるＲＣ発振
回路を備え，上記静電容量成分として静電容量型センサ
のセンサ容量が用いられる静電容量検出回路において，
上記抵抗成分に並列に直線性補正用コンデンサが接続さ
れていることを特徴とする。

【００３２】ＲＣ発振回路はインバータ回路，シュミッ
ト・トリガ・インバータ回路，コンパレータ回路，タイ
マ回路等のICを用いて多様な構成とすることができる。

【００３３】この発明によると，静電容量検出回路のＲ
Ｃ発振回路の抵抗成分に直線性補正用コンデンサを接続
するだけで静電容量検出回路の出力特性の直線性を向上
させることができる。

【００３４】この発明による直線性の補正は，従来の静
電容量検出回路の抵抗成分に用いられていたパルス発振
回路の帰還抵抗に新たな静電容量素子を並列に付加する
だけの比較的簡易な構成によって行われる。コンデンサ
を接続するだけで達成できるので，コストが非常に安
い。静電容量型センサの直線性誤差に合わせてコンデン
サの値を選べばよいので，どんな直線性誤差をもつ静電
容量型センサにも対応できる。静電容量型センサの設計
時に直線性を考慮しなくてよいので，設計の自由度が高
くなる（直線性のために感度を下げたりしなくてもよ
い）。差動型としなくてもよいので，センサのコストも
安くなる。

【００３５】この発明による静電容量型センサ装置は，
静電容量型センサのセンサ容量と第１の抵抗成分とを含
み，これらの値によって発振周波数が定まる第１のＲＣ
発振回路，参照用静電容量と第２の抵抗成分とを含み，
これらの値によって発振周波数が定まる第２のＲＣ発振
回路，および第１のＲＣ発振回路の発振周波数と上記第
２のＲＣ発振回路の発振周波数とを比較する手段を備え
ているものである。

【００３６】第１のＲＣ発振回路の第１の抵抗成分にの
み直線性補正用コンデンサを並列に接続してもよいし，
第１のＲＣ発振回路の第１の抵抗成分および上記第２の
ＲＣ発振回路の第２の抵抗成分にそれぞれ直線性補正用
コンデンサを並列に接続してもよい。

【００３７】比較手段は種々の構成で実現できる。たと
えば，比較手段を，第１のＲＣ発振回路の出力パルス信
号を所定時間にわたって計数する第１のカウンタと，第
２のＲＣ発振回路の出力パルス信号を所定時間にわたっ
て計数する第２のカウンタと，第１のカウンタの計数値
と上記第２のカウンタの計数値との差をとる減算器とか
ら構成することができる。

【００３８】また，比較手段を，第１のＲＣ発振回路の
出力パルス信号の所定時間にわたる計数値と第２のＲＣ
発振回路の出力パルス信号の所定時間にわたる計数値と
の差を計数するアップ・ダウン・カウンタによって実現
できる。

【００３９】さらに上記比較手段を，第１のＲＣ発振回
路の発振周波数を電圧に変換する第１のｆ／Ｖ変換回路
と，上記第２のＲＣ発振回路の発振周波数を電圧に変換
する第２のｆ／Ｖ変換回路と，上記第１および第２のｆ
／Ｖ変換回路の出力電圧の差をとる差動回路とから構成
することができる。

【００４０】この発明によると，参照用静電容量をもつ
第２のＲＣ発振回路を設け，この第２のＲＣ発振回路の
出力を基準として，静電容量型センサのセンサ容量をも
つ第１のＲＣ発振回路の出力を補正している。したがっ
て，第１のＲＣ発振回路のオフセット調整が可能であ
り，外部環境の変化（たとえば温度変化，電流電圧変
動）にかかわらず常に正確な測定が可能となる。

【００４１】ＲＣ発振回路に直線性補正用コンデンサを
設けることにより，直線性の補正も可能である。

【００４２】直線性の補正は比較手段を次のように構成
することによっても実現できる。

【００４３】すなわち，比較手段は，第１のＲＣ発振回
路の出力パルス信号によってトリガされる第１の単安定
マルチバイブレータと，第１の単安定マルチバイブレー
タの出力信号を整流する第１の整流回路と，第２のＲＣ
発振回路の出力パルス信号によってトリガされる第２の
単安定マルチバイブレータと，第２の単安定マルチバイ
ブレータの出力信号を整流する第２の整流回路と，第１
の整流回路の出力信号と上記第２の整流回路の出力信号
との差をとる差動回路と，差動回路の出力を上記第１お
よび第２の単安定マルチバイブレータ回路の充放電回路
にそれぞれフィードバックする帰還回路とから構成され
る。

【００４４】上記の静電容量検出回路および静電容量型
センサ装置は外力測定装置に応用できる。直線補正機能
を有するので血圧測定装置，ガスメータ等の圧力や加速
度を測定する装置に使用した場合に，直線性のよい正確
な測定値を得ることができる。

【００４５】

【実施例】図１はこの発明の実施例を示すもので，静電
容量型センサのセンサ容量を周波数に変換する静電容量
検出回路を示している。

【００４６】図１に示す静電容量検出回路は帰還型ＲＣ
パルス発振回路である。３段に縦属接続されたインバー
タ回路11A ，11B および11C （たとえば74HC04），抵抗
値がそれぞれＲμおよびＲである帰還抵抗12および13，
インバータ11B と11C との接続点と，抵抗12と13との接
続点との間に接続された可変コンデンサ10（静電容量を
Ｃs とする），ならびに帰還抵抗13に並列に接続された
直線性補正用コンデンサ14（静電容量をＣz とする）に
よって構成されている。可変コンデンサ10は静電容量型
センサのセンサ部であり，これは可動電極と固定電極
（図18に示す可動電極104 と固定電極103 ，または図19
に示す可動電極114 と固定電極113 ）によって構成され
ている。図21に示す従来の静電容量検出回路と比較する
と，帰還抵抗13に並列に接続された直線性補正用コンデ
ンサ14が追加されている。

【００４７】静電容量型圧力センサに圧力が加えられる
と，これに応じて可変コンデンサ10の静電容量Ｃs が変
化する。検出回路の出力発振周波数Ｆは次式によって表
される。

【００４８】

【数４】

【００４９】ここで，インバータ回路11A ，11B および
11C のスレッショルド電圧Ｖ_THを１／２Ｖ_DD（Ｖ_DDは電
源電圧）としている。αはインバータ回路11A ，11B お
よび11C の遅延時間によって定まる定数であり，たとえ
ばα＝２.２ である。帰還抵抗12と13の抵抗値はＲμ＜
Ｒの関係にある。

【００５０】図２は静電容量型圧力センサに加えられた
被測定圧力Ｐ[kPa] と静電容量検出回路の発振周波数[H
z]との関係を示すグラフである。実線のグラフは直線性
補正用コンデンサ14が設けられた検出回路（図１）の特
性を示している。破線のグラフは直線性補正用コンデン
サ14が設けられていない検出回路（図21）の特性を示し
ている。

【００５１】図２のグラフから，直線性補正用コンデン
サ14を設けることによって静電容量検出回路の出力（発
振周波数）の直線性が向上することがわかる。特に被測
定圧力が小さい状態において，直線性補正の効果が大き
い。また，センサ容量Ｃs の小さい静電容量型センサ装
置ほど，直線性補正用コンデンサによる補正効果が高
い。

【００５２】直線性補正用コンデンサを備えた静電容量
検出回路は特に半導体静電容量型センサに適用するとそ
の効果が大きい。半導体静電容量型センサは，センサを
構成する部材に半導体材料を用いたものであり，たとえ
ば図18に示す静電容量型圧力センサの少なくとも下基板
102 をシリコン半導体基板で構成したものである。半導
体静電容量型センサは一般に，そのセンサ部（可動電極
と固定電極）のゼロ点容量（圧力が加えられていない状
態の静電容量）やスパン容量（静電容量の変化範囲）が
小さいという特徴がある。半導体静電容量型センサでは
また，その直線性は，上述したように寄生容量によって
も悪化する。式３から分るように，寄生容量Ｃp の影響
は静電容量型センサＣs が小さいほど大きい。直線性補
正用コンデンサによる直線性の補正は，センサ容量Ｃs
が小さいほど高い効果をあげることができるので，半導
体静電容量型センサにおいて特に有効である。

【００５３】図３は被測定圧力Ｐ [kPa]と図１に示す静
電容量検出回路の出力（発振周波数）の直線性誤差[％]
との関係を示すグラフである。静電容量検出回路におい
て，帰還抵抗13の抵抗値Ｒは100 [ｋΩ]，可変コンデン
サ10のゼロ点容量は10[pF]，そのスパン容量は５[pF]で
ある。グラフには，直線性補正用コンデンサ14の静電容
量Ｃz が０，１，２，３および４[pF]の場合がそれぞれ
示されている。

【００５４】図３に示すグラフから，２[pF]の静電容量
Ｃz をもつ直線性補正用コンデンサ14を用いた場合に，
直線性誤差を最も小さくすることができることが分か
る。静電容量検出回路の特性に応じて直線性補正効果の
最も大きい静電容量Ｃz をもつ直線性補正用コンデンサ
を選択して，検出回路に接続すればよい。

【００５５】このようにして，直線性補正用コンデンサ
をもつ静電容量検出回路は次の効果をもつ。 (1) 直線性補正用コンデンサを付加するだけでよいので
コストが非常に安い。 (2) 静電容量型センサの直線性誤差に合わせて直線性補
正用コンデンサの容量Ｃz の値を選定すればよいのでど
んな直線性誤差の静電容量型センサにも対応できる。し
たがって，静電容量型センサの設計時に直線性を必ずし
も考慮しなくてもよく，設計の自由度が高くなる（直線
性のために感度を下げたりしなくてもよい）。 (3) 差動型とする必要は必ずしもないので，センサのコ
ストも安くなる。

【００５６】式４の導出について説明する。図４は図１
に示す静電容量検出回路の出力電圧波形を示している。
図５はインバータ回路11C がｔ＝０において反転する前
後の図１における鎖線内の回路の等価回路であり，(A)
は反転直前の状態を，(B)は反転直後の状態をそれぞれ
示している。

【００５７】ｔ＝−０（反転直前）の回路状態（図５
(A)） ｔ＝−０において，インバータ回路11C は入力電圧が０
[V]（Low），出力電圧がＶ_DD[V]（Hi） である。可変コ
ンデンサ10および直線性補正用コンデンサ14に蓄えられ
る電荷Ｑ_S1，Ｑ_Z1は次式によって表される。

【００５８】

【数５】

【００５９】ここで，インバータ回路11C が反転する直
前の可変コンデンサ10の電圧Ｖ_CR（ｔ＝−０）がインバ
ータ回路のスレッショルド電圧に等しい（Ｖ_CR(-0)＝Ｖ
_TH＝１／２Ｖ_DD）と考えると，式５は次のようになる。

【００６０】

【数６】

【００６１】ｔ＝＋０（反転直後）の回路状態（図５
(B)） ｔ＝０を境に，インバータ回路11A ，11B および11C は
反転する。インバータ回路11C の入力電圧はＶ_DD[V]
に，出力電圧は０[V]となる。可変コンデンサ10および
直線性補正用コンデンサ14の電荷をそれぞれＱ_S2および
Ｑ_Z2とすると，インバータ回路が反転した直後における
直線性補正用コンデンサ14の電圧Ｖ_CR(+0)は次式によっ
て表される。

【００６２】

【数７】

【００６３】通常，可変コンデンサ10の静電容量Ｃs は
直線性補正用コンデンサ14の静電容量Ｃz よりも大きい
（Ｃs はＣz の２倍程度）。この点を考慮すると，反転
直前の可変コンデンサ10および直線性補正用コンデンサ
14の電荷Ｑ_S1およびＱ_Z1，反転直後の可変コンデンサ10
および直線性補正用コンデンサ14の電荷Ｑ_S2およびＱ_Z2
は，次の関係をもつ。

【００６４】

【数８】 式７は，式６および式８を用いて次式のように表すこと
ができる。

【数９】 電圧Ｖ_CR(t) はｔ＞＋０において次式によって表され
る。

【数１０】

【００６５】Ｖ_CRが再びスレッショルド電圧Ｖ_THに達す
る時間をｘとする。発振周波数Ｆは次式によって表わさ
れる。

【数１１】 式10からｘを導くと次式のようになる。

【数１２】 式12を式11に代入することによって，図１に示す静電容
量検出回路の発振周波数Ｆ（式４）が導き出される。

【００６６】式４において，Ｃz としてＣs ／４および
Ｃs ／２を代入すると次式が得られる。

【００６７】

【数１３】

【００６８】

【数１４】

【００６９】式13および式14からセンサ容量Ｃs に対す
る静電容量Ｃz の割合が大きいほど発振周波数Ｆが高く
なることが分る。圧力センサにおいては圧力が高くなけ
ればセンサ容量Ｃs は大きくなる。上述したように（図
２），センサ容量Ｃs がより小さい範囲で直線性補正用
コンデンサの効果は大きい。

【００７０】図６は静電容量検出回路の他の例を示して
いる。この検出回路は，２つの直線性補正用コンデンサ
14a および14b が帰還抵抗13に並列に設けられている点
でのみ図１に示す検出回路と異なっている。帰還抵抗13
に並列に接続する直線性補正用コンデンサの数を加減す
ることによって，直線性の補正効果が最も高くなるよう
に静電容量Ｃz を調整することができる。２つまたはそ
れ以上の直線性補正用コンデンサを互いに直列に接続し
てもよい。検出回路の製作の自由度を高めることができ
る。

【００７１】図７から図９はさらに他の静電容量検出回
路を示す。図７から図９に示す静電容量検出回路はいず
れもＲＣ発振回路を含む。

【００７２】図７において，静電容量検出回路はシュミ
ット・トリガ・インバータ回路21（たとえば74HC14）を
含み，その帰還抵抗23および静電容量型センサのセンサ
容量である可変コンデンサ20によってＲＣ回路が構成さ
れている。帰還抵抗23に並列に直線性補正用コンデンサ
24が接続されている。

【００７３】図８に示す静電容量検出回路は演算増幅器
31を含む。演算増幅器31の反転および非反転入力端子に
帰還抵抗33および35がそれぞれ接続され，さらに帰還抵
抗33に可変コンデンサ30（静電容量型センサのコンデン
サ）が，帰還抵抗35に抵抗36が接続されたコンパレータ
型のものである。帰還抵抗33に直線性補正用コンデンサ
34が並列に接続されている。

【００７４】図９において静電容量検出回路は２つのタ
イマ回路41（たとえば74HC123A）を含んでいる。これら
のタイマ回路41においてＣk （k=1,2 ）は外付容量端
子，Ａk ，Ｂk は制御端子，Ｑk は出力端子，Ｒk はリ
セット端子，Ｒ／Ｃは外付抵抗容量端子を表している。
端子Ｃ₁ とＲ／Ｃとの間に静電容量型センサの可変コン
デンサ40が接続され，この端子Ｒ／Ｃに抵抗43が接続さ
れ，ＲＣ回路を構成している。直線性補正用コンデンサ
44は抵抗43に並列に接続されている。

【００７５】このような様々な構成のＲＣ発振回路を含
む静電容量検出回路においても，その発振回路の抵抗Ｒ
成分に並列に直線性補正用コンデンサを接続することに
よって，容量Ｃを構成する静電容量型センサの可変コン
デンサに加えられる被測定圧力と発振周波数とがほぼ直
線性をもつように補正することができる。

【００７６】図10は静電容量型センサ装置の電気的構成
を示すブロック図である。この静電容量型センサ装置は
２系統のブロックを含む。一方のブロックは圧力測定用
であり，パルス発振回路52とカウンタ54A とから構成さ
れる。他方のブロックは参照用であり，パルス発振回路
53とカウンタ54B とから構成される。ブロックの出力側
が減算器55に接続されている。

【００７７】パルス発振回路52および53は上述したＲＣ
発振回路を含む静電容量検出回路であり，同じ特性をも
つ。これらのパルス発振回路には直線性補正用コンデン
サも接続されている。

【００７８】パルス発振回路52の可変コンデンサ50とし
て静電容量型圧力センサのセンサ部（固定電極と可動電
極）が用いられている。静電容量型圧力センサに圧力が
加えられると，これに応じて可変コンデンサ50の静電容
量Ｃs が変化する。パルス発振回路52の出力パルスはカ
ウンタ54A に与えられる。カウンタ54A はパルス発振回
路52の出力パルスのパルス数を一定時間計算する。パル
ス発振回路52の計数出力は減算器55に与えられる。

【００７９】他方，パルス発振回路53には参照用コンデ
ンサ51が設けられている。参照用コンデンサ51も可変コ
ンデンサ50と同じ構成（可動電極および固定電極から構
成される）であることが好ましい。この参照用コンデン
サ51には圧力は加えられない。

【００８０】参照用コンデンサ51（静電容量をＣr とす
る）は，オフセット値の（ゼロ点容量）の調整および外
部環境の変化（温度，電線電圧等の変化）を補償するも
のであり，可変コンデンサ50と同一構成で，圧力の印加
が無いことを除いて設置条件も可変コンデンサ50と同じ
になるように設定または配置される。

【００８１】外部環境の変化に応じて参照用コンデンサ
51の静電容量Ｃr が変化する。パルス発振回路53の出力
パルスはカウンタ54B に与えられ，そこで一定時間計算
される。その計数値は減算器55に与えられる。

【００８２】減算器55においてカウンタ54A の計数値か
らカウンタ54B の計数値が減算され，その結果が測定圧
力を表わす信号として外部に出力される。この減算によ
ってオフセット値が調整され，かつ外部環境の変化によ
る影響が取り除かれた被測定圧力の検出値が生成され
る。カウンタ54A と54B とは同期して駆動させることが
好ましい。

【００８３】パルス発振回路52に設けられた直線性補正
用コンデンサによってセンサ装置（パルス発振回路）の
出力特性の直線性が向上する。パルス発振回路53にも直
線性補正用コンデンサが設けられているので，参照用コ
ンデンサ51の静電容量Ｃr の変化も良向な直線性をもっ
て計測される。さらに参照用コンデンサ51を含むパルス
発振回路53およびカウンタ54B により構成されるブロッ
クの存在によって，オフセット調整および外部環境の変
化の補償が行なわれるので，より正確な圧力測定結果を
得ることができる。

【００８４】図11は，静電容量型センサ装置の他の電気
的構成を示すブロック図である。図10に示すものと同じ
ものには同一符号を付し，重複説明を避ける。

【００８５】この静電容量型センサ装置は，可変コンデ
ンサ50を備えたパルス発振回路52，参照用コンデンサ51
を備えたパルス発振回路32およびアップ・ダウン・カウ
ンタ56から構成される。

【００８６】アップ・ダウン・カウンタ56は，入力パル
スを加算する加算カウント・モードと入力パルスを減算
する減算カウント・モードとを備えている。加算カウン
ト・モードと減算カウント・モードとは，アップ・ダウ
ン・カウンタ56に加えられる制御信号によって切り替え
られる。

【００８７】アップ・ダウン・カウンタ56はまず加算カ
ウント・モードに設定される。圧力測定用可変コンデン
サ50を備えたパルス発振回路52の出力パルスはアップ・
ダウン・カウンタ56に与えられ，一定時間の間計数され
る。

【００８８】上記の一定時間が経過した後，アップ・ダ
ウン・カウンタ56は減算カウント・モードに切り替えら
れる。減算カウント・モードにおいて，アップ・ダウン
・カウンタ56は参照用コンデンサ51を備えたパルス発振
回路53の出力パルスを，加算カウント・モードで計数し
た計数値から減算していく。加算カウント・モードにお
ける動作時間と同じ一定時間の減算が終了すると，アッ
プ・ダウン・カウンタ56は最終的な計数値を圧力を表わ
す信号として出力する。

【００８９】図12はさらに他の静電容量型センサ装置の
電気的構成を示すブロック図を示す。図12においても図
10に示すものと同一物には同一符号を付して重複説明を
避ける。

【００９０】この静電容量型センサ装置もまた２系統の
ブロックを含む。一方のブロックは，圧力測定用可変コ
ンデンサ50を備えたパルス発振回路52とＰＷＭ（Pulse
Width Modulation）回路57A と整流回路58A とから構成
される。他方のブロックは，参照用コンデンサ51を備え
たパルス発振回路53とＰＷＭ回路57B と整流回路58Bと
から構成される。これらのブロックの出力側が差動増幅
回路59に接続されている。ＰＭＷ回路57A ，57B はたと
えば単安定マルチバイブレータにより構成される。この
静電容量型センサ装置は被測定圧力を出力アナログ電圧
で表わす。

【００９１】静電容量型圧力センサに圧力が加えられる
と，これに応じて可変コンデンサ50の静電容量Ｃs が変
化する。パルス発振回路52には直線性補正用コンデンサ
が設けられているので，パルス発振回路52の出力は直線
性をもつように補正される。発振回路52の出力はＰＷＭ
回路57A に与えられる。

【００９２】ＰＷＭ回路57A はパルス発振回路31の出力
発振周波数をパルス幅に変換する。ＰＷＭ回路57A の出
力は整流回路58A に与えられ，整流される。整流回路58
A から出力される直流信号は差動増幅回路59に与えられ
る。この直流信号の電圧レベルは可変コンデンサ50の容
量の逆数１／Ｃs を表わす。

【００９３】一方，参照用コンデンサ51が設けられたパ
ルス発振回路53の出力はＰＷＭ回路57B および整流回路
58B を通って直流信号に変換された後，差動増幅回路59
に与えられる。整流回路58B から差動増幅回路59に与え
られる直流信号は外部環境の変化や可変コンデンサ50の
ゼロ点容量を表わす。

【００９４】差動増幅回路59において，整流回路58A の
出力電圧から整流回路58B の出力電圧が減算が増幅され
る。この減算によって可変コンデンサ50のゼロ点容量が
除去され，外部環境の変化が補償される。

【００９５】図13はさらに他の構成の静電容量型センサ
装置の電気的構成を示すブロック図を示している。図14
は図13に示すブロックの出力波形図である。図15は図13
に示すブロック図を具体的に表わす回路図である。この
図において，ＰＷＭ回路57A，57B の単安定マルチバイ
ブレータはたとえばＲＥＸＴ／ＣＥＸＴである。

【００９６】図13に示す静電容量型センサ装置は図12に
示す回路と次の点で異なっている。その１は，パルス発
振回路54および55として，図21に示す直線性補正用コン
デンサの設けられていない従来の静電容量検出回路が用
いられている点である。その２は，差動増幅回路59の出
力がＰＷＭ回路57A および57B に帰還抵抗60A ，60Bを
介してフィードバックされている点である。

【００９７】パルス発振回路54および55には直線性補正
用コンデンサが設けられていないので，被測定圧力と出
力（発振周波数）との間の直線性は悪い。しかしなが
ら，差動増幅回路59の出力をＰＷＭ回路57A および57B
に帰還抵抗60A および60B を用いて帰還させることによ
ってセンサ装置の出力の直線性を向上させることができ
る。

【００９８】先に式２を用いて説明したように，パルス
発振回路54，55の発振周期は次式で表わされる。

【００９９】

【数１５】

【０１００】

【数１６】

【０１０１】ここでＴ_S ，ｆ_S は発振回路54の発振周
期，発振周波数，Ｒは帰還抵抗，Ｃsは可変コンデンサ5
0の静電容量である。また，Ｔ_R ，ｆ_R は発振回路55の
発振周期，発振周波数，Ｒは帰還抵抗，Ｃr は参照用コ
ンデンサ51の静電容量である。αは変数である。

【０１０２】ＰＷＭ回路57A ，57B はそれぞれ，発振回
路54，55の出力パルスの立下りをトリガとして一定パル
ス幅（これをａ，ｂとする）のパルスを出力する。この
パルス幅ａ，ｂは発振周期Ｔ_S ，Ｔ_R が変わっても変化
しない。パルスの高さは電流電圧Ｖ_DDに等しい 。

【０１０３】ＰＷＭ回路57A ，57B の出力は整流回路58
A ，58B でそれぞれ整流される。整流回路58A ，58B の
出力電圧はそれぞれ次式で与えられる。

【０１０４】

【数１７】

【０１０５】

【数１８】

【０１０６】これらの電圧Ｖ_S とＶ_R が差動増幅回路59
において増幅度Ａで差動増幅されるので，出力電圧Ｖou
t は次式で与えられる。

【０１０７】

【数１９】

【０１０８】式19から分かるように，差動増幅回路59の
出力電圧Ｖout は，ＰＷＭ回路57A，57B の出力するパ
ルス電圧のパルス幅ａ，ｂの値によって変化する。パル
ス幅ａ，ｂはＰＭＷ回路57A ，57B の単安定マルチバイ
ブレータが不安定状態にある時間を表わすから，不安定
状態が長い場合にはパルス幅ａ，ｂは大きくなり，不安
定状態が短い場合にはパルス幅ａ，ｂは小さくなる。

【０１０９】単安定マルチバイブレータの不安定状態
は，上述のように，パルス発振回路54，55の出力パルス
の立ち下がりの時点から開始され，単安定マルチバイブ
レータの時定数によって定まる時間継続する。この時定
数は単安定マルチバイブレータ57A ，57B に設けられた
コンデンサの充電時間によって規定される（図15におい
てＣ₁，Ｃ₂で示す）。すなわちコンデンサＣ₁，Ｃ₂の充
電時間を変化させることによって時定数を調節し，単安
定マルチバイブレータの出力パルスのパルス幅ａ，ｂを
変化させることができる。

【０１１０】コンデンサＣ₁，Ｃ₂の充電時間が短くなる
とパルス幅ａ，ｂは狭くなる。コンデンサＣ₁，Ｃ₂の充
電時間が長くなるとパルス幅ａ，ｂは広くなる。

【０１１１】差動増幅回路59の出力電圧Ｖout は抵抗60
A および60B をそれぞれ介して単安定マルチバイブレー
タ57A，57B内のコンデンサＣ₁，Ｃ₂に帰還されている。
コンデンサＣ₁ ，Ｃ₂ の充電時間は帰還される電流量に
よって変化する。すなわち差動増幅回路59の出力電圧Ｖ
out が高くなると帰還抵抗60A ，60B を通してコンデン
サＣ₁，Ｃ₂に流れ込む電流は大きくなる。このためコン
デンサＣ₁，Ｃ₂の充電時間は短くなり，単安定マルチバ
イブレータ57A ，57B の出力パルスのパルス幅ａ，ｂは
狭くなる。他方，出力電圧Ｖout が低くなるとコンデン
サＣ₁，Ｃ₂に流れ込む電流量は少なくなり，単安定マル
チバイブレータの出力パルスのパルス幅ａ，ｂは広くな
る。

【０１１２】このようにして，差動増幅回路59の出力電
圧Ｖout の被測定圧力に対する直線性が向上する。

【０１１３】図16は，被測定圧力Ｐと上述した静電容量
型センサ装置の出力電圧の誤差[mV]との関係を示すグラ
フである。帰還抵抗60A ，60B による帰還回路を設けた
場合が実線で，設けない場合が破線で，それぞれ示され
ている。

【０１１４】差動増幅回路59の出力を単安定マルチバイ
ブレータに帰還させることによって，静電容量型センサ
装置の出力特性が補正され，直線性が向上することがわ
かる。

【０１１５】必要ならば，パルス発振回路54および55の
帰還抵抗にそれぞれ直線性補正用コンデンサを並列に接
続してもよい。これにより，センサ装置の出力の直線性
がさらに向上する。

【０１１６】図17は静電容量型センサ装置を利用した血
圧測定装置の構成の概要を示している。

【０１１７】カフ74と静電容量型圧力センサ装置73とは
ゴム管77で接続されている。圧力センサ装置73には直線
性補正用コンデンサを備えた静電容量検出回路が用いら
れている。ゴム管77にはまたポンプ75が接続され，この
ポンプ75によってカフ74内が加圧される。ゴム管77の途
中には排気弁76が設けられている。制御回路72にはセン
サ装置73入力装置70および出力装置71が接続されてい
る。

【０１１８】血圧を測定するにはまず，カフ74を被測定
者の上腕部に巻き付ける。キーボードなどの入力装置70
から，必要に応じて，被測定者の年齢や性別等を入力し
血圧測定のスタートを指令する。

【０１１９】制御回路72は入力装置70からのスタート信
号を受け取ると，排気弁76を閉じ，ポンプ75を起動す
る。これによってカフ74内が加圧されていく。カフ74に
加えられた圧力は圧力センサ装置73によって検知され
る。

【０１２０】検出された圧力が所定の圧力に達すると，
制御回路72はポンプ75の駆動を停止する。次いで制御回
路72は排気弁76を開き，カフ74内の空気を徐々に抜いて
減圧する。

【０１２１】求められた最高血圧，最低血圧，脈拍数は
出力装置71の表示装置に表示される。必要ならば，入力
された年齢等を参考にして，血圧値が異常であるかどう
かを判定し，結果表示することもできる。

【０１２２】直線性補正用コンデンサを備えた静電容量
検出回路を用いることによって，直線性のよい特性をも
つ出力を得ることができるため，より正確な血圧値を検
出することができる。もちろん，図13および図15に示す
構成の回路を用いてもよい。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施例の静電容量検出回路の回路図
である。

【図２】図１に示す検出回路の可変コンデンサに加えら
れる圧力とその検出回路から出力される発振周波数との
関係，および図21に示す従来の検出回路の可変コンデン
サに加えられる圧力とその検出回路から出力される発振
周波数との関係を示すグラフである。

【図３】図１に示す検出回路の可変コンデンサに加えら
れる圧力とその検出回路から出力される発振周波数の直
線性誤差との関係を，直線性補正用コンデンサの静電容
量Ｃz を変化させて示すグラフである。

【図４】図１に示す検出回路の出力電圧の波形を示して
いる。

【図５】図１に示す検出回路の鎖線内の等価回路図であ
り，(A) はインバータ回路が反転する直前の状態を，
(B) はインバータ回路が反転した直後の状態を示してい
る。

【図６】静電容量検出回路の他の例を示す回路図であ
る。

【図７】シュミット・トリガ・インバータ回路を用いた
静電容量検出回路の回路図である。

【図８】コンパレータ回路を備えた静電容量検出回路の
回路図である。

【図９】タイマ回路を用いた静電容量検出回路の回路図
である。

【図１０】静電容量型センサ装置の電気的構成を示すブ
ロック図である。

【図１１】他の静電容量型センサ装置の電気的構成を示
すブロック図である。

【図１２】さらに他の静電容量型センサ装置の電気的構
成を示すブロック図である。

【図１３】さらに他の静電容量型センサ装置の電気的構
成を示すブロック図である。

【図１４】図13に示す静電容量型センサ装置の動作を示
す波形図である。

【図１５】図13に示す静電容量型センサ装置のブロック
図を具体的に示す回路図である。

【図１６】図13および図15に示す静電容量型センサ装置
の可変コンデンサに加えられる圧力とセンサ装置の出力
電圧誤差との関係を示すグラフであり，センサ装置の出
力を帰還させた場合と，帰還させない場合とを示す。

【図１７】血圧測定装置の構成図である。

【図１８】静電容量型圧力センサの断面図であり，(A)
は圧力を加える前の状態を，(B)は圧力を加えている状
態を示している。

【図１９】片持ち梁型加速度センサの断面図であり，
(A) は加速度を加える前の状態を，(B) は加速度を加え
ている状態を示している。

【図２０】静電容量型圧力センサにおける圧力と静電容
量の逆数との関係，およびその理想の関係を示すグラフ
である。

【図２１】従来の静電容量検出回路の回路図である。

【図２２】図21に示す検出回路の可変コンデンサに発生
した寄生容量を等価的に表した静電容量検出回路の回路
図である。

【図２３】図21に示す検出回路の可変コンデンサに加え
られる圧力とその検出回路から出力される発振周波数の
直線性誤差との関係，および図22に示す検出回路の可変
コンデンサに加えられる圧力とその検出回路から出力さ
れる発振周波数の直線性誤差との関係を示すグラフであ
る。

【符号の説明】

11A ，11B ，11C インバータ回路 10，20，30，40，50 可変コンデンサ 12，13，23，33，35，43 帰還抵抗 14 14a，14b，24，34，44 直線性補正用コンデンサ 23 シュミット・トリガ・インバータ回路 31 オペアンプ 41 タイマ回路 51 参照用コンデンサ

Claims (14)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 静電容量成分と抵抗成分とを含み，これ
   らの値によって発振周波数が定まるＲＣ発振回路を備
   え，上記静電容量成分として静電容量型センサのセンサ
   容量が用いられる静電容量検出回路において，上記抵抗
   成分に並列に直線性補正用コンデンサが接続されている
   ことを特徴とする静電容量検出回路。
2. 【請求項２】 上記ＲＣ発振回路が上記静電容量成分と
   上記抵抗成分とインバータ回路とを含み，上記抵抗成分
   が上記インバータ回路の帰還回路に設けられている，請
   求項１に記載の静電容量検出回路。
3. 【請求項３】 上記ＲＣ発振回路が上記静電容量成分と
   上記抵抗成分とシュミット・トリガ・インバータ回路と
   を含み，上記抵抗成分が上記シュミット・トリガ・イン
   バータ回路の帰還回路に設けられている，請求項１に記
   載の静電容量検出回路。
4. 【請求項４】 上記ＲＣ発振回路が上記静電容量成分と
   上記抵抗成分とコンパレータ回路とを含み，上記抵抗成
   分が上記コンパレータ回路の帰還回路に設けられてい
   る，請求項１に記載の静電容量検出回路。
5. 【請求項５】 上記ＲＣ発振回路が上記静電容量成分と
   上記抵抗成分とタイマ回路を含むものである，請求項１
   に記載の静電容量検出回路。
6. 【請求項６】 上記静電容量型センサが半導体静電容量
   型センサである，請求項１から５のいずれか一項に記載
   の静電容量検出回路。
7. 【請求項７】 静電容量型センサのセンサ容量と第１の
   抵抗成分とを含み，これらの値によって発振周波数が定
   まる第１のＲＣ発振回路，参照用静電容量と第２の抵抗
   成分とを含み，これらの値によって発振周波数が定まる
   第２のＲＣ発振回路，および上記第１のＲＣ発振回路の
   発振周波数と上記第２のＲＣ発振回路の発振周波数とを
   比較する手段，を備えた静電容量型センサ装置。
8. 【請求項８】 上記第１のＲＣ発振回路の第１の抵抗成
   分に直線性補正用コンデンサが並列に接続されている，
   請求項７に記載の静電容量型センサ装置。
9. 【請求項９】 上記第１のＲＣ発振回路の第１の抵抗成
   分および上記第２のＲＣ発振回路の第２の抵抗成分にそ
   れぞれ直線性補正用コンデンサが並列に接続されてい
   る，請求項７に記載の静電容量型センサ装置。
10. 【請求項１０】 上記比較手段が，上記第１のＲＣ発振
    回路の出力パルス信号を所定時間にわたって計数する第
    １のカウンタと，上記第２のＲＣ発振回路の出力パルス
    信号を所定時間にわたって計数する第２のカウンタと，
    上記第１のカウンタの計数値と上記第２のカウンタの計
    数値との差をとる減算器とから構成されている，請求項
    ７から９のいずれか一項に記載の静電容量型センサ装
    置。
11. 【請求項１１】 上記比較手段が，上記第１のＲＣ発振
    回路の出力パルス信号の所定時間にわたる計数値と上記
    第２のＲＣ発振回路の出力パルス信号の所定時間にわた
    る計数値との差を計数するアップ・ダウン・カウンタで
    ある，請求項７から９のいずれか一項に記載の静電容量
    型センサ装置。
12. 【請求項１２】 上記比較手段が，上記第１のＲＣ発振
    回路の発振周波数を電圧に変換する第１のｆ／Ｖ変換回
    路と，上記第２のＲＣ発振回路の発振周波数を電圧に変
    換する第２のｆ／Ｖ変換回路と，上記第１および第２の
    ｆ／Ｖ変換回路の出力電圧の差をとる差動回路とから構
    成されている，請求項７から９のいずれか一項に記載の
    静電容量型センサ装置。
13. 【請求項１３】 上記比較手段が，上記第１のＲＣ発振
    回路の出力パルス信号によってトリガされる第１の単安
    定マルチバイブレータと，上記第１の単安定マルチバイ
    ブレータの出力信号を整流する第１の整流回路と，上記
    第２のＲＣ発振回路の出力パルス信号によってトリガさ
    れる第２の単安定マルチバイブレータと，上記第２の単
    安定マルチバイブレータの出力信号を整流する第２の整
    流回路と，上記第１の整流回路の出力信号と上記第２の
    整流回路の出力信号との差をとる差動回路と，上記差動
    回路の出力を上記第１および第２の単安定マルチバイブ
    レータ回路の充放電回路にそれぞれフィードバックする
    帰還回路とから構成されている，請求項７に記載の静電
    容量型センサ装置。
14. 【請求項１４】 請求項１から６のいずれか一項に記載
    の静電容量検出回路，または請求項７から１３のいずれ
    か一項に記載の静電容量型センサ装置を備えた外力測定
    装置。