JPH098699A - スペクトラム拡散信号受信装置 - Google Patents
スペクトラム拡散信号受信装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 スペクトラム拡散信号受信装置の周波数制御
回路を簡単化および小型化する。 【構成】 異なる所定の二つの時刻における出力値をそ
れぞれ用いて、直交信号（Ｉ，Ｑ）成分を振幅成分Ｒお
よび角度成分θで表示するとき、 Ｒ（ｔ）＊Ｒ（ｔ＋Δｔ）｛sin(θ(t) −θ(t＋Δt)｝ を零にするようにＶＣＯを制御する。ただし、ｔは時
刻。 【効果】 消費電力を低減できる。
回路を簡単化および小型化する。 【構成】 異なる所定の二つの時刻における出力値をそ
れぞれ用いて、直交信号（Ｉ，Ｑ）成分を振幅成分Ｒお
よび角度成分θで表示するとき、 Ｒ（ｔ）＊Ｒ（ｔ＋Δｔ）｛sin(θ(t) −θ(t＋Δt)｝ を零にするようにＶＣＯを制御する。ただし、ｔは時
刻。 【効果】 消費電力を低減できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は移動通信に利用する。本
発明はスペクトラム拡散通信方式に利用する。特に、装
置構成の簡単化技術に関する。
発明はスペクトラム拡散通信方式に利用する。特に、装
置構成の簡単化技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】割り当てられた周波数帯を利用して多数
の局が相互に通信する場合のマルチプルアクセス（多元
接続）方式には、ＦＤＭＡ（周波数分割多重方式）やＴ
ＤＭＡ（時分割多重方式）やＣＤＭＡ（符号分割多重方
式）など様々な通信方式が提案されている。これらの多
くは、サービス地域を細かく分割したセルに基地局を配
置して、加入者機器はこの基地局を介して他の加入者機
器と通信する。
の局が相互に通信する場合のマルチプルアクセス（多元
接続）方式には、ＦＤＭＡ（周波数分割多重方式）やＴ
ＤＭＡ（時分割多重方式）やＣＤＭＡ（符号分割多重方
式）など様々な通信方式が提案されている。これらの多
くは、サービス地域を細かく分割したセルに基地局を配
置して、加入者機器はこの基地局を介して他の加入者機
器と通信する。
【０００３】なかでもバースト同期を必要としないＣＤ
ＭＡ方式は、加入者を多く抱える通信システムに適して
おり、干渉や妨害にも強いなどの利点があり注目を浴び
ている。スペクトラム拡散通信方式を用いたＣＤＭＡ方
式では、各利用者に異なる拡散符号系列を割当て、それ
を用いて拡散変調を行うマルチプルアクセス方式であ
る。したがって、１つのセル内において同一周波数を複
数の利用者により用いることができる。
ＭＡ方式は、加入者を多く抱える通信システムに適して
おり、干渉や妨害にも強いなどの利点があり注目を浴び
ている。スペクトラム拡散通信方式を用いたＣＤＭＡ方
式では、各利用者に異なる拡散符号系列を割当て、それ
を用いて拡散変調を行うマルチプルアクセス方式であ
る。したがって、１つのセル内において同一周波数を複
数の利用者により用いることができる。
【０００４】既に知られているように、スペクトラム拡
散通信方式は、受信信号を逆拡散により復調する上で送
信側で使用した拡散符号に同期した拡散符号を受信機に
おいて用いることが前提である。したがって、例えばマ
ルチパスその他に起因する伝搬路遅延の変化その他の影
響を受け拡散符号の位相が１チップを越えてずれるよう
な場合は、正確なデータ復調は困難になる。ゆえに送信
側と受信側の拡散符号系列の位相差を充分に小さな値
（通常１／２チップ以下）まで追い込む同期捕捉（初期
同期）と、いったん捕捉された同期位置を雑音や変調の
影響で見失わないように常に１／２チップ以下の精度に
保つ同期追跡（同期保持）の技術が不可欠である。その
際、受信機内で用いる周波数クロックの同期制御、安定
制御が重要となる。
散通信方式は、受信信号を逆拡散により復調する上で送
信側で使用した拡散符号に同期した拡散符号を受信機に
おいて用いることが前提である。したがって、例えばマ
ルチパスその他に起因する伝搬路遅延の変化その他の影
響を受け拡散符号の位相が１チップを越えてずれるよう
な場合は、正確なデータ復調は困難になる。ゆえに送信
側と受信側の拡散符号系列の位相差を充分に小さな値
（通常１／２チップ以下）まで追い込む同期捕捉（初期
同期）と、いったん捕捉された同期位置を雑音や変調の
影響で見失わないように常に１／２チップ以下の精度に
保つ同期追跡（同期保持）の技術が不可欠である。その
際、受信機内で用いる周波数クロックの同期制御、安定
制御が重要となる。
【０００５】この従来例を図１０および図１１を参照し
て説明する。図１０は従来例のスペクトラム拡散信号受
信装置のブロック構成図である。図１１は従来例の周波
数同期回路であるディレイロックループ（ＤＬＬ）回路
の動作を説明するための図である。受信機では送信機に
おいて掛け合わされている拡散符号（ＰＮ符号）と同じ
ものを、拡散符号発生器２３で発生させ（復調に使用す
る拡散符号を以下ＰＮ（０）と呼ぶ）乗算器２６3 およ
び２６4 で乗算し逆拡散することによって逆拡散復調を
する。
て説明する。図１０は従来例のスペクトラム拡散信号受
信装置のブロック構成図である。図１１は従来例の周波
数同期回路であるディレイロックループ（ＤＬＬ）回路
の動作を説明するための図である。受信機では送信機に
おいて掛け合わされている拡散符号（ＰＮ符号）と同じ
ものを、拡散符号発生器２３で発生させ（復調に使用す
る拡散符号を以下ＰＮ（０）と呼ぶ）乗算器２６3 およ
び２６4 で乗算し逆拡散することによって逆拡散復調を
する。
【０００６】しかしこのとき、ＰＮ（０）は送信機側で
掛け合わされている拡散符号と同期させる必要がある。
そこでこの回路では受信した信号に送信機側で使用して
いる周波数とほぼ等しい周波数のローカル発振器２１と
移相器２２を含む直交復調器２を用いて準同期検波を行
い、得られた同相および直交成分（以下Ｉ、Ｑ成分と呼
ぶ）のそれぞれに、逆拡散復調に使用する拡散符号に対
して少しだけ（普通は１／２チップ）位相を進めた拡散
符号（以下ＰＮ（＋）と呼ぶ）と、同じく位相を遅らせ
た拡散符号（以下ＰＮ（−）と呼ぶ）とをそれぞれ独立
に拡散符号発生器２３において発生させる。
掛け合わされている拡散符号と同期させる必要がある。
そこでこの回路では受信した信号に送信機側で使用して
いる周波数とほぼ等しい周波数のローカル発振器２１と
移相器２２を含む直交復調器２を用いて準同期検波を行
い、得られた同相および直交成分（以下Ｉ、Ｑ成分と呼
ぶ）のそれぞれに、逆拡散復調に使用する拡散符号に対
して少しだけ（普通は１／２チップ）位相を進めた拡散
符号（以下ＰＮ（＋）と呼ぶ）と、同じく位相を遅らせ
た拡散符号（以下ＰＮ（−）と呼ぶ）とをそれぞれ独立
に拡散符号発生器２３において発生させる。
【０００７】各拡散符号は、それぞれ乗算器２６5 およ
び２６6 で受信信号と乗算し逆拡散させ、低域通過フィ
ルタ（以下ＬＰＦと呼ぶ）２７2 および２７3 にて高周
波雑音成分を除去することにより平滑にし、各Ｉ、Ｑ成
分逆拡散復調出力となる。これらＩ、Ｑ成分拡散復調出
力から得られた拡散符号の位相比較のための合成相関信
号を周波数制御信号演算回路２５に入力する。
び２６6 で受信信号と乗算し逆拡散させ、低域通過フィ
ルタ（以下ＬＰＦと呼ぶ）２７2 および２７3 にて高周
波雑音成分を除去することにより平滑にし、各Ｉ、Ｑ成
分逆拡散復調出力となる。これらＩ、Ｑ成分拡散復調出
力から得られた拡散符号の位相比較のための合成相関信
号を周波数制御信号演算回路２５に入力する。
【０００８】そこで電圧制御発振器（以下ＶＣＯと呼
ぶ）２４に対する周波数制御信号を演算し、ＶＣＯ２４
の発生するクロックにより駆動する拡散符号発生器２３
およびローカル発振器２１において、それぞれ受信した
信号の搬送波周波数、さらにそこから出力されるローカ
ル信号との周波数同期を制御する。
ぶ）２４に対する周波数制御信号を演算し、ＶＣＯ２４
の発生するクロックにより駆動する拡散符号発生器２３
およびローカル発振器２１において、それぞれ受信した
信号の搬送波周波数、さらにそこから出力されるローカ
ル信号との周波数同期を制御する。
【０００９】このとき、周波数制御信号演算回路２５に
入力するＩ、Ｑ各成分の信号は、受信信号とＰＮ（＋）
およびＰＮ（−）による逆拡散相関出力として図１１
（Ａ）および（Ｂ）に示すような相関出力特性Ｊ、Ｋが
得られる。これら相関出力を加算器２８でそれぞれ加減
算すると、Ｊ、Ｋの合成相関出力として図１１（Ｃ）に
示す合成相関出力特性ＬがＩ、Ｑ各成分に関してそれぞ
れ得られる。このＩ、Ｑ各成分に対する合成相関出力特
性Ｌから拡散符号発生器２３において使用しているＶＣ
Ｏ２４に対する周波数制御信号を求める。実際にはこれ
によって拡散符号発生器２３のＰＮ（０）が受信した信
号の送信機において乗算された拡散符号を追跡して同期
するように動作し、その結果合成相関出力特性Ｌの出力
最大値と出力最小値の中点が“０”となる。すなわち図
１１（Ｃ）の点Ｌ０で復調に使用する拡散符号ＰＮ
（０）の発生が安定して行われるように制御される。
入力するＩ、Ｑ各成分の信号は、受信信号とＰＮ（＋）
およびＰＮ（−）による逆拡散相関出力として図１１
（Ａ）および（Ｂ）に示すような相関出力特性Ｊ、Ｋが
得られる。これら相関出力を加算器２８でそれぞれ加減
算すると、Ｊ、Ｋの合成相関出力として図１１（Ｃ）に
示す合成相関出力特性ＬがＩ、Ｑ各成分に関してそれぞ
れ得られる。このＩ、Ｑ各成分に対する合成相関出力特
性Ｌから拡散符号発生器２３において使用しているＶＣ
Ｏ２４に対する周波数制御信号を求める。実際にはこれ
によって拡散符号発生器２３のＰＮ（０）が受信した信
号の送信機において乗算された拡散符号を追跡して同期
するように動作し、その結果合成相関出力特性Ｌの出力
最大値と出力最小値の中点が“０”となる。すなわち図
１１（Ｃ）の点Ｌ０で復調に使用する拡散符号ＰＮ
（０）の発生が安定して行われるように制御される。
【００１０】このような従来例技術としては、特開平３
−１０１５３４号公報、特開平５−３０８３４５号公
報、特開平２−９２０３５号公報に開示されている方式
が挙げられる。
−１０１５３４号公報、特開平５−３０８３４５号公
報、特開平２−９２０３５号公報に開示されている方式
が挙げられる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来技術においては実際に受信した信号から情報を復調す
るために用いられる拡散符号ＰＮ（０）以外に、位相の
進んだＰＮ（＋）、位相の遅れたＰＮ（−）に関しても
常にその逆拡散処理を施さなければならない。このため
には、ＰＮ（−）およびＰＮ（＋）のために符号発生装
置および逆拡散に関する処理部を装備しなくてはならな
いため、その回路規模は大きなものとなる。
来技術においては実際に受信した信号から情報を復調す
るために用いられる拡散符号ＰＮ（０）以外に、位相の
進んだＰＮ（＋）、位相の遅れたＰＮ（−）に関しても
常にその逆拡散処理を施さなければならない。このため
には、ＰＮ（−）およびＰＮ（＋）のために符号発生装
置および逆拡散に関する処理部を装備しなくてはならな
いため、その回路規模は大きなものとなる。
【００１２】本発明は、このような背景に行われたもの
であり、回路を簡単化および小型化することができるス
ペクトラム拡散信号受信装置を提供することを目的とす
る。本発明は、消費電力を低減することができるスペク
トラム拡散信号受信装置を提供することを目的とする。
であり、回路を簡単化および小型化することができるス
ペクトラム拡散信号受信装置を提供することを目的とす
る。本発明は、消費電力を低減することができるスペク
トラム拡散信号受信装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明は、受信信号を入
力し直交信号（Ｉ，Ｑ）を出力する直交復調器と、この
直交信号がそれぞれ入力し送信側の拡散に対応する逆拡
散を与える逆拡散相関復調器（７2 、７3 ）と、この逆
拡散相関復調器に拡散符号（ＰＮ）を与える拡散符号発
生器と、この拡散符号発生器に基準周波数信号を与える
電圧制御発振器（ＶＣＯ）と、前記逆拡散相関復調器の
出力を演算し前記電圧制御発振器に制御信号を与える周
波数制御信号演算回路とを備えたスペクトラム拡散信号
受信装置である。
力し直交信号（Ｉ，Ｑ）を出力する直交復調器と、この
直交信号がそれぞれ入力し送信側の拡散に対応する逆拡
散を与える逆拡散相関復調器（７2 、７3 ）と、この逆
拡散相関復調器に拡散符号（ＰＮ）を与える拡散符号発
生器と、この拡散符号発生器に基準周波数信号を与える
電圧制御発振器（ＶＣＯ）と、前記逆拡散相関復調器の
出力を演算し前記電圧制御発振器に制御信号を与える周
波数制御信号演算回路とを備えたスペクトラム拡散信号
受信装置である。
【００１４】ここで、本発明の特徴とするところは、前
記周波数制御信号演算回路には、前記直交信号（Ｉ，
Ｑ）成分を振幅成分Ｒおよび角度成分θで表示すると
き、 Ｒ（ｔ）＊Ｒ（ｔ＋Δｔ）｛sin(θ(t) −θ(t＋Δt)｝ を零にするように前記電圧制御発振器を制御する手段を
含むところにある。ただし、ｔは時刻。
記周波数制御信号演算回路には、前記直交信号（Ｉ，
Ｑ）成分を振幅成分Ｒおよび角度成分θで表示すると
き、 Ｒ（ｔ）＊Ｒ（ｔ＋Δｔ）｛sin(θ(t) −θ(t＋Δt)｝ を零にするように前記電圧制御発振器を制御する手段を
含むところにある。ただし、ｔは時刻。
【００１５】前記直交復調器の出力にアナログ信号をデ
ィジタル信号に変換する手段を備えることが望ましい。
ィジタル信号に変換する手段を備えることが望ましい。
【００１６】前記周波数制御信号演算回路は、前記逆拡
散相関復調器の出力の所定の二つの時刻におけるそれぞ
れの出力値にしたがってその時刻における受信電力値を
算出しその変化にしたがって前記制御信号の応答速度を
制御する手段を備えることが望ましい。このとき、前記
制御信号に所定の係数を乗算し応答速度を変化させる手
段を含むこともできる。
散相関復調器の出力の所定の二つの時刻におけるそれぞ
れの出力値にしたがってその時刻における受信電力値を
算出しその変化にしたがって前記制御信号の応答速度を
制御する手段を備えることが望ましい。このとき、前記
制御信号に所定の係数を乗算し応答速度を変化させる手
段を含むこともできる。
【００１７】前記周波数制御信号演算回路は、前記逆拡
散相関復調器の出力の持つ高周波雑音成分を除去する低
域通過フィルタを備えることが望ましい。この低域通過
フィルタは、その時定数を通信経路状態にしたがって適
宜変更する手段を含むこともできる。
散相関復調器の出力の持つ高周波雑音成分を除去する低
域通過フィルタを備えることが望ましい。この低域通過
フィルタは、その時定数を通信経路状態にしたがって適
宜変更する手段を含むこともできる。
【００１８】
【作用】本発明では、異なる所定の二つの時刻における
出力値をそれぞれ用いて、直交信号（Ｉ，Ｑ）成分を振
幅成分Ｒおよび角度成分θで表示するとき、 Ｒ（ｔ）＊Ｒ（ｔ＋Δｔ）｛sin(θ(t) −θ(t＋Δt)｝ を零にするようにＶＣＯを制御する。これにより、異な
る複数の位相における逆拡散処理を施す必要がなく、簡
単な装置構成により周波数同期を確立することができ
る。このとき、直交信号（Ｉ，Ｑ）はディジタル信号化
されて処理されることがよい。
出力値をそれぞれ用いて、直交信号（Ｉ，Ｑ）成分を振
幅成分Ｒおよび角度成分θで表示するとき、 Ｒ（ｔ）＊Ｒ（ｔ＋Δｔ）｛sin(θ(t) −θ(t＋Δt)｝ を零にするようにＶＣＯを制御する。これにより、異な
る複数の位相における逆拡散処理を施す必要がなく、簡
単な装置構成により周波数同期を確立することができ
る。このとき、直交信号（Ｉ，Ｑ）はディジタル信号化
されて処理されることがよい。
【００１９】また、異なる所定の二つの時刻における各
出力値にしたがってその時刻における受信電力値を算出
しその変化にしたがってＶＣＯの制御信号の応答速度を
制御するようにすることもよい。これにより、フェージ
ングその他による受信電力値の変動が激しいときと、ゆ
るやかなときとでＶＣＯの応答速度を変化させ、不必要
なクロック周波数の“バタツキ”を回避することができ
る。応答速度を変化させるためには、例えば、制御信号
に所定の係数を乗算することにより行う。
出力値にしたがってその時刻における受信電力値を算出
しその変化にしたがってＶＣＯの制御信号の応答速度を
制御するようにすることもよい。これにより、フェージ
ングその他による受信電力値の変動が激しいときと、ゆ
るやかなときとでＶＣＯの応答速度を変化させ、不必要
なクロック周波数の“バタツキ”を回避することができ
る。応答速度を変化させるためには、例えば、制御信号
に所定の係数を乗算することにより行う。
【００２０】直交信号成分が通過する低域通過フィルタ
を備えて伝送経路で付加された雑音成分を除去すること
がよい。さらに、この低域通過フィルタは、その時定数
を通信経路状態にしたがって適宜変更することがよい。
これにより、ＶＣＯの制御信号をさらに精度の高いもの
にすることができる。
を備えて伝送経路で付加された雑音成分を除去すること
がよい。さらに、この低域通過フィルタは、その時定数
を通信経路状態にしたがって適宜変更することがよい。
これにより、ＶＣＯの制御信号をさらに精度の高いもの
にすることができる。
【００２１】
【実施例】本発明実施例の構成を図１を参照して説明す
る。図１は本発明実施例装置のブロック構成図である。
る。図１は本発明実施例装置のブロック構成図である。
【００２２】本発明は、受信信号を入力し直交信号
（Ｉ，Ｑ）を出力する直交復調器２と、この直交信号が
それぞれ入力し送信側の拡散に対応する逆拡散を与える
逆拡散相関復調器７1 〜７4 と、この逆拡散相関復調器
７1 〜７4 に拡散符号（ＰＮ）を与える拡散符号発生器
３と、この拡散符号発生器３に基準周波数信号を与える
ＶＣＯ９と、逆拡散相関復調器７2 および７3 の出力を
演算しＶＣＯ９に制御信号を与える周波数制御信号演算
回路４とを備えたスペクトラム拡散信号受信装置であ
る。
（Ｉ，Ｑ）を出力する直交復調器２と、この直交信号が
それぞれ入力し送信側の拡散に対応する逆拡散を与える
逆拡散相関復調器７1 〜７4 と、この逆拡散相関復調器
７1 〜７4 に拡散符号（ＰＮ）を与える拡散符号発生器
３と、この拡散符号発生器３に基準周波数信号を与える
ＶＣＯ９と、逆拡散相関復調器７2 および７3 の出力を
演算しＶＣＯ９に制御信号を与える周波数制御信号演算
回路４とを備えたスペクトラム拡散信号受信装置であ
る。
【００２３】ここで、本発明の特徴とするところは、周
波数制御信号演算回路４には、前記直交信号（Ｉ，Ｑ）
成分を振幅成分Ｒおよび角度成分θで表示するとき、 Ｒ（ｔ）＊Ｒ（ｔ＋Δｔ）｛sin(θ(t) −θ(t＋Δt)｝ を零にするようにＶＣＯ９を制御する手段を含むところ
にある。ただし、ｔは時刻である。直交復調器２の出力
にアナログ信号をディジタル信号に変換するアナログ・
ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器５1 および５2 を備えてい
る。
波数制御信号演算回路４には、前記直交信号（Ｉ，Ｑ）
成分を振幅成分Ｒおよび角度成分θで表示するとき、 Ｒ（ｔ）＊Ｒ（ｔ＋Δｔ）｛sin(θ(t) −θ(t＋Δt)｝ を零にするようにＶＣＯ９を制御する手段を含むところ
にある。ただし、ｔは時刻である。直交復調器２の出力
にアナログ信号をディジタル信号に変換するアナログ・
ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器５1 および５2 を備えてい
る。
【００２４】まず、本発明実施例の原理を説明する。北
米において標準化されたＴＩＡ・ＩＳ９５では、基地局
送信機において利用者が使用する信号には、情報信号
と、送信機および受信機の同期確立のために情報信号で
拡散に用いたものとは異なる拡散符号を用いて拡散した
パイロット信号とを常に重畳し送信を行っている。さら
に送信される搬送波の同相成分および直交成分にそれぞ
れ異なる拡散符号を用いてスペクトラム拡散が施されて
いる。このため受信機では、これらパイロット信号を用
いることによって、基地局送信機と受信機の同期を行う
ことができる。
米において標準化されたＴＩＡ・ＩＳ９５では、基地局
送信機において利用者が使用する信号には、情報信号
と、送信機および受信機の同期確立のために情報信号で
拡散に用いたものとは異なる拡散符号を用いて拡散した
パイロット信号とを常に重畳し送信を行っている。さら
に送信される搬送波の同相成分および直交成分にそれぞ
れ異なる拡散符号を用いてスペクトラム拡散が施されて
いる。このため受信機では、これらパイロット信号を用
いることによって、基地局送信機と受信機の同期を行う
ことができる。
【００２５】ある時刻ｔに受信機にて受信した信号Ｓ
（ｔ）を直交復調し、出力される同相および直交成分信
号（以下Ｉ、Ｑ成分と呼ぶ）をそれぞれ送信機において
拡散に使用されたＰＮ符号を用いて逆拡散した信号をＩ
ｐ（ｔ）、Ｑｐ（ｔ）とする。同様に時刻ｔからΔｔだ
け遅れて受信した信号Ｓ（ｔ＋Δｔ）を逆拡散した信号
をそれぞれＩｐ（ｔ＋Δｔ）、Ｑｐ（ｔ＋Δｔ）とす
る。
（ｔ）を直交復調し、出力される同相および直交成分信
号（以下Ｉ、Ｑ成分と呼ぶ）をそれぞれ送信機において
拡散に使用されたＰＮ符号を用いて逆拡散した信号をＩ
ｐ（ｔ）、Ｑｐ（ｔ）とする。同様に時刻ｔからΔｔだ
け遅れて受信した信号Ｓ（ｔ＋Δｔ）を逆拡散した信号
をそれぞれＩｐ（ｔ＋Δｔ）、Ｑｐ（ｔ＋Δｔ）とす
る。
【００２６】これら異なる時刻に受信した信号を図２に
ＩＱ座標軸表示する。図２は本発明の原理を説明するた
めの図である。横軸にＩをとり、縦軸にＱをとる。図２
では、受信した信号が時間ΔｔにＳ（ｔ）からＳ（ｔ＋
Δｔ）に角度Δθだけ回転していることが分かる。
ＩＱ座標軸表示する。図２は本発明の原理を説明するた
めの図である。横軸にＩをとり、縦軸にＱをとる。図２
では、受信した信号が時間ΔｔにＳ（ｔ）からＳ（ｔ＋
Δｔ）に角度Δθだけ回転していることが分かる。
【００２７】ここで、時刻の異なる２つの信号Ｓ
（ｔ）、Ｓ（ｔ＋Δｔ）はＩＱ座標軸表示するとそれぞ
れ、 Ｓ（ｔ）＝Ｉｐ（ｔ）＋ｊＱ（ｔ） …（１1 ） Ｓ（ｔ＋Δｔ）＝Ｉｐ（ｔ＋Δｔ）＋ｊＱ（ｔ＋Δｔ） …（１2 ） となり、 さらにこれらＩ、Ｑ成分表示を振幅成分Ｒ、
角度成分θで表すと、 Ｓ（ｔ）＝Ｒ（ｔ）｛ｃｏｓθ（ｔ）＋ｊｓｉｎθ（ｔ）｝ …（２1 ） Ｓ（ｔ＋Δｔ）＝ Ｒ（ｔ＋Δｔ）｛ｃｏｓθ（ｔ＋Δｔ）＋ｊｓｉｎθ（ｔ＋Δｔ）｝…（２2 ） となる。ここで、Ｓ（ｔ）とＳ（ｔ＋Δｔ）の各Ｉ、Ｑ
成分をたすき掛けに乗算しその結果を加減算する演算、
すなわち、 Ｉ（ｔ）＊Ｑ（ｔ＋Δｔ）−Ｉ（ｔ＋Δｔ）＊Ｑ（ｔ） ＝Ｒ（ｔ）＊Ｒ（ｔ＋Δｔ）｛ｃｏｓθ（ｔ）＊ｓｉｎθ（ｔ＋Δｔ）− ｃｏｓθ（ｔ＋Δｔ）＊ｓｉｎθ（ｔ）｝ ＝Ｒ（ｔ）＊Ｒ（ｔ＋Δｔ）｛ｓｉｎ〔θ（ｔ）−θ（ｔ＋Δｔ）〕｝…（３） となる。（３）式によって時刻ｔ、ｔ＋Δｔ間の角度変
位量 Δθ〔θ（ｔ）−θ（ｔ＋Δｔ）〕 の正弦成分（ｓｉｎ成分）が得られることが分かる。
（３）式の出力がゼロ、すなわちΔθをゼロにすること
は時間Δｔにおける周波数変位量をゼロにすることと等
価である。これは、角度 θ（ｔ）＝２πｆ（ｔ）〔ｆ（ｔ）は時刻ｔの周波数〕 より得られる。したがって式（３）の出力がゼロになる
ようにＶＣＯを制御することによって受信した信号の周
波数変位量を無くし、周波数安定を可能とする。
（ｔ）、Ｓ（ｔ＋Δｔ）はＩＱ座標軸表示するとそれぞ
れ、 Ｓ（ｔ）＝Ｉｐ（ｔ）＋ｊＱ（ｔ） …（１1 ） Ｓ（ｔ＋Δｔ）＝Ｉｐ（ｔ＋Δｔ）＋ｊＱ（ｔ＋Δｔ） …（１2 ） となり、 さらにこれらＩ、Ｑ成分表示を振幅成分Ｒ、
角度成分θで表すと、 Ｓ（ｔ）＝Ｒ（ｔ）｛ｃｏｓθ（ｔ）＋ｊｓｉｎθ（ｔ）｝ …（２1 ） Ｓ（ｔ＋Δｔ）＝ Ｒ（ｔ＋Δｔ）｛ｃｏｓθ（ｔ＋Δｔ）＋ｊｓｉｎθ（ｔ＋Δｔ）｝…（２2 ） となる。ここで、Ｓ（ｔ）とＳ（ｔ＋Δｔ）の各Ｉ、Ｑ
成分をたすき掛けに乗算しその結果を加減算する演算、
すなわち、 Ｉ（ｔ）＊Ｑ（ｔ＋Δｔ）−Ｉ（ｔ＋Δｔ）＊Ｑ（ｔ） ＝Ｒ（ｔ）＊Ｒ（ｔ＋Δｔ）｛ｃｏｓθ（ｔ）＊ｓｉｎθ（ｔ＋Δｔ）− ｃｏｓθ（ｔ＋Δｔ）＊ｓｉｎθ（ｔ）｝ ＝Ｒ（ｔ）＊Ｒ（ｔ＋Δｔ）｛ｓｉｎ〔θ（ｔ）−θ（ｔ＋Δｔ）〕｝…（３） となる。（３）式によって時刻ｔ、ｔ＋Δｔ間の角度変
位量 Δθ〔θ（ｔ）−θ（ｔ＋Δｔ）〕 の正弦成分（ｓｉｎ成分）が得られることが分かる。
（３）式の出力がゼロ、すなわちΔθをゼロにすること
は時間Δｔにおける周波数変位量をゼロにすることと等
価である。これは、角度 θ（ｔ）＝２πｆ（ｔ）〔ｆ（ｔ）は時刻ｔの周波数〕 より得られる。したがって式（３）の出力がゼロになる
ようにＶＣＯを制御することによって受信した信号の周
波数変位量を無くし、周波数安定を可能とする。
【００２８】次に、スペクトラム拡散通信方式では、送
信機では送ろうとする情報系列にその情報系列の周波数
より高い周波数の拡散系列を掛け合わせ送信を行い、受
信機ではその拡散系列を用いて逆拡散処理を行い情報系
列を取り出す。この拡散・逆拡散に用いられる系列は一
般にＰＮ系列が用いられる。この系列の特徴はその自己
相関関数がδ関数となる。これは、送信および受信双方
で用いられる系列の同期が完全にとれた場合には、その
相関結果が最大となり、そうでない場合はほとんどゼロ
に近い値となるような系列である。つまり、受信機で逆
拡散に用いる系列と、送信機側の逆拡散で用いられる拡
散系列とが時間的および位相的に完全に一致した場合に
その相関結果は最大となる。したがってこの逆拡散系列
を発生するＰＮ発生器の駆動に用いられるＶＣＯの制御
には、この相関結果が最大であるかどうかについての情
報を用いて制御を行う。本発明では、異なる時間ｔおよ
びｔ＋Δｔに受信した信号についてＩ、Ｑ各成分の逆拡
散（相関）を行った結果をそれぞれ二乗し、加算するこ
とによって得られる電力値の大きさについて比較を行
い、その結果を式（３）により得られた制御信号に反映
させる。
信機では送ろうとする情報系列にその情報系列の周波数
より高い周波数の拡散系列を掛け合わせ送信を行い、受
信機ではその拡散系列を用いて逆拡散処理を行い情報系
列を取り出す。この拡散・逆拡散に用いられる系列は一
般にＰＮ系列が用いられる。この系列の特徴はその自己
相関関数がδ関数となる。これは、送信および受信双方
で用いられる系列の同期が完全にとれた場合には、その
相関結果が最大となり、そうでない場合はほとんどゼロ
に近い値となるような系列である。つまり、受信機で逆
拡散に用いる系列と、送信機側の逆拡散で用いられる拡
散系列とが時間的および位相的に完全に一致した場合に
その相関結果は最大となる。したがってこの逆拡散系列
を発生するＰＮ発生器の駆動に用いられるＶＣＯの制御
には、この相関結果が最大であるかどうかについての情
報を用いて制御を行う。本発明では、異なる時間ｔおよ
びｔ＋Δｔに受信した信号についてＩ、Ｑ各成分の逆拡
散（相関）を行った結果をそれぞれ二乗し、加算するこ
とによって得られる電力値の大きさについて比較を行
い、その結果を式（３）により得られた制御信号に反映
させる。
【００２９】これにより、回路規模を簡略化し、周波数
同期のために必要な相関器の数およびその処理数を少な
くする。そのことにより、受信機全体で消費される電力
が減少するような周波数同期保持装置を装備するスペク
トラム拡散受信装置を実現することができる。
同期のために必要な相関器の数およびその処理数を少な
くする。そのことにより、受信機全体で消費される電力
が減少するような周波数同期保持装置を装備するスペク
トラム拡散受信装置を実現することができる。
【００３０】次に、本発明実施例の動作を説明する。受
信アンテナ１で受信された信号は直交復調器２で直交復
調され、復調された信号はそれぞれＩ成分およびＱ成分
をＡ／Ｄ変換器５1 および５2 に入力される。なお、直
交復調器２の駆動にはＶＣＯ９より発生するクロックを
用いる。
信アンテナ１で受信された信号は直交復調器２で直交復
調され、復調された信号はそれぞれＩ成分およびＱ成分
をＡ／Ｄ変換器５1 および５2 に入力される。なお、直
交復調器２の駆動にはＶＣＯ９より発生するクロックを
用いる。
【００３１】Ａ／Ｄ変換器５1 および５2 の出力はそれ
ぞれ、逆拡散相関復調器７1 〜７4に出力される。ここ
で逆拡散相関復調器７1 は情報チャネルのＩ成分、逆拡
散相関復調器７2 はパイロットチャネルＩ成分、逆拡散
相関復調器７3 はパイロットチャネルＱ成分、逆拡散相
関復調器７4 はＱ成分情報チャネルについてそれぞれ逆
拡散相関復調を行う。逆拡散相関復調器７1 〜７4 につ
いては、用いられる信号およびＰＮ符号が異なるだけで
その回路構成は同じである。
ぞれ、逆拡散相関復調器７1 〜７4に出力される。ここ
で逆拡散相関復調器７1 は情報チャネルのＩ成分、逆拡
散相関復調器７2 はパイロットチャネルＩ成分、逆拡散
相関復調器７3 はパイロットチャネルＱ成分、逆拡散相
関復調器７4 はＱ成分情報チャネルについてそれぞれ逆
拡散相関復調を行う。逆拡散相関復調器７1 〜７4 につ
いては、用いられる信号およびＰＮ符号が異なるだけで
その回路構成は同じである。
【００３２】拡散符号発生器３では各チャネルについて
それぞれＩ、Ｑ成分の逆拡散相関復調器７1 〜７4 での
逆拡散で使用されるＰＮ符号を発生する。本発明実施例
では、情報チャネルＩ成分のＰＮ符号ＰＮｉ（ｄ）、Ｑ
成分ＰＮｑ（ｄ）、パイロットチャネルＩ成分のＰＮ符
号ＰＮｉ（ｐ）、Ｑ成分のＰＮ符号ＰＮｑ（ｐ）をそれ
ぞれ発生する。なお、拡散符号発生器３の駆動にはＶＣ
Ｏ９より発生するクロック信号を用いる。
それぞれＩ、Ｑ成分の逆拡散相関復調器７1 〜７4 での
逆拡散で使用されるＰＮ符号を発生する。本発明実施例
では、情報チャネルＩ成分のＰＮ符号ＰＮｉ（ｄ）、Ｑ
成分ＰＮｑ（ｄ）、パイロットチャネルＩ成分のＰＮ符
号ＰＮｉ（ｐ）、Ｑ成分のＰＮ符号ＰＮｑ（ｐ）をそれ
ぞれ発生する。なお、拡散符号発生器３の駆動にはＶＣ
Ｏ９より発生するクロック信号を用いる。
【００３３】逆拡散相関復調器７1 では拡散符号発生器
３で発生するＰＮ符号ＰＮｉ（ｄ）とＡ／Ｄ変換器５1
の出力とを逆拡散処理を行う。実際にはＰＮｉ（ｄ）と
Ａ／Ｄ変換器５1 の出力を乗算器６1 にて乗算し、その
乗算結果を積算器８にて規定の数だけ加算する。
３で発生するＰＮ符号ＰＮｉ（ｄ）とＡ／Ｄ変換器５1
の出力とを逆拡散処理を行う。実際にはＰＮｉ（ｄ）と
Ａ／Ｄ変換器５1 の出力を乗算器６1 にて乗算し、その
乗算結果を積算器８にて規定の数だけ加算する。
【００３４】情報チャネルＩ、Ｑ各成分の逆拡散相関復
調器７1 および７4 の出力Ｉｄ、Ｑｄは次段復号回路に
出力され、パイロットチャネルＩおよびＱの各成分逆拡
散相関復調器７2 および７3 の出力Ｉｐ、Ｑｐは周波数
制御信号演算回路４と次段復号回路にそれぞれ出力され
る。
調器７1 および７4 の出力Ｉｄ、Ｑｄは次段復号回路に
出力され、パイロットチャネルＩおよびＱの各成分逆拡
散相関復調器７2 および７3 の出力Ｉｐ、Ｑｐは周波数
制御信号演算回路４と次段復号回路にそれぞれ出力され
る。
【００３５】周波数制御信号演算回路４を図３ないし図
９を参照して説明する。図３はＶＣＯ９の電圧および周
波数特性を示す図である。横軸に印加電圧（Ｖ）をと
り、縦軸に周波数（Hz）をとる。図４ないし図９は周波
数制御信号演算回路４の内部構成を説明するための図で
ある。周波数制御信号演算回路４は図３〜図９に示すよ
うな回路構成からなり、拡散符号発生器３、直交復調器
２の駆動に用いられるクロックを発生するＶＣＯ９に対
する制御信号ｆｃｏｎｔを出力し、その制御を行う。
９を参照して説明する。図３はＶＣＯ９の電圧および周
波数特性を示す図である。横軸に印加電圧（Ｖ）をと
り、縦軸に周波数（Hz）をとる。図４ないし図９は周波
数制御信号演算回路４の内部構成を説明するための図で
ある。周波数制御信号演算回路４は図３〜図９に示すよ
うな回路構成からなり、拡散符号発生器３、直交復調器
２の駆動に用いられるクロックを発生するＶＣＯ９に対
する制御信号ｆｃｏｎｔを出力し、その制御を行う。
【００３６】本発明実施例では、クロック信号を発生す
るＶＣＯ９に図３の電圧および周波数特性を持つものを
使用する。これにより電圧を大きくすることによりその
クロック周波数を上げ、逆に電圧を下げていくことによ
りその周波数を下げることができる。
るＶＣＯ９に図３の電圧および周波数特性を持つものを
使用する。これにより電圧を大きくすることによりその
クロック周波数を上げ、逆に電圧を下げていくことによ
りその周波数を下げることができる。
【００３７】以下、本発明の周波数制御手段である周波
数制御信号演算回路４の構成について説明する。図４に
示す回路は式（３）の演算結果ａのみを出力とするよう
な構成となっている。この回路では式（３）の演算結果
ａに対して係数ｋを乗算し、遅延素子１３、加算器１２
2 によって構成される負帰還回路でもってＶＣＯ９の制
御信号ｆｃｏｎｔを出力する。上記係数ｋは制御の応答
に関する係数であり、以下、応答係数ｋと呼ぶ。逆拡散
相関復調器７2 および７3 からの入力信号ＩｐおよびＱ
ｐを積算器１０1 および１０2 でそれぞれ積算を行って
いるが、これは逆拡散した受信信号の低域通過フィル
タ、すなわち通信路上で発生する雑音などのうち周波数
の高いものについてその影響をフィルタで取り除く効果
を持つ。また、積算する時間、すなわち次定数を受信途
中の通信路雑音状態によって可変させ、フィルタ特性を
可変させることも可能である。逆拡散した受信信号の高
周波雑音成分を濾波したＩｐ（ｔ）およびＱｐ（ｔ）、
そして遅延素子１１1 および１１2 内にあるΔｔ時間だ
け前に受信し、逆拡散を行った信号Ｉｐ（ｔ−Δｔ）、
Ｑｐ（ｔ−Δｔ）より式（３）の演算を行い、その結果
に応答係数ｋを乗算している。これは制御信号ｆｃｏｎ
ｔの応答速度を変えるもので、鈍らせるためにはその値
を小さくする。式（３）より、受信した信号の周波数が
受信機内で発生する周波数に比べて遅い場合、つまり受
信した信号が図２のように正の方向に回転しているよう
な場合（なお図２では時刻ｔとｔ＋Δｔについて述べて
いるが、時刻ｔ−Δｔとｔと同じである）、式（３）の
出力はｓｉｎ〔θ（ｔ−Δｔ）−θ（ｔ）〕となり、正
の値となり、制御信号ｆｃｏｎｔの値は増加、すなわち
ＶＣＯ９にて発生する周波数を増加させるように制御す
る。これにより受信機内で用いるクロック信号と、受信
した信号との周波数同期の制御が行われる。
数制御信号演算回路４の構成について説明する。図４に
示す回路は式（３）の演算結果ａのみを出力とするよう
な構成となっている。この回路では式（３）の演算結果
ａに対して係数ｋを乗算し、遅延素子１３、加算器１２
2 によって構成される負帰還回路でもってＶＣＯ９の制
御信号ｆｃｏｎｔを出力する。上記係数ｋは制御の応答
に関する係数であり、以下、応答係数ｋと呼ぶ。逆拡散
相関復調器７2 および７3 からの入力信号ＩｐおよびＱ
ｐを積算器１０1 および１０2 でそれぞれ積算を行って
いるが、これは逆拡散した受信信号の低域通過フィル
タ、すなわち通信路上で発生する雑音などのうち周波数
の高いものについてその影響をフィルタで取り除く効果
を持つ。また、積算する時間、すなわち次定数を受信途
中の通信路雑音状態によって可変させ、フィルタ特性を
可変させることも可能である。逆拡散した受信信号の高
周波雑音成分を濾波したＩｐ（ｔ）およびＱｐ（ｔ）、
そして遅延素子１１1 および１１2 内にあるΔｔ時間だ
け前に受信し、逆拡散を行った信号Ｉｐ（ｔ−Δｔ）、
Ｑｐ（ｔ−Δｔ）より式（３）の演算を行い、その結果
に応答係数ｋを乗算している。これは制御信号ｆｃｏｎ
ｔの応答速度を変えるもので、鈍らせるためにはその値
を小さくする。式（３）より、受信した信号の周波数が
受信機内で発生する周波数に比べて遅い場合、つまり受
信した信号が図２のように正の方向に回転しているよう
な場合（なお図２では時刻ｔとｔ＋Δｔについて述べて
いるが、時刻ｔ−Δｔとｔと同じである）、式（３）の
出力はｓｉｎ〔θ（ｔ−Δｔ）−θ（ｔ）〕となり、正
の値となり、制御信号ｆｃｏｎｔの値は増加、すなわち
ＶＣＯ９にて発生する周波数を増加させるように制御す
る。これにより受信機内で用いるクロック信号と、受信
した信号との周波数同期の制御が行われる。
【００３８】図５に示す回路は、図４において式（３）
の結果ａが正であるか負であるかの情報だけを用いてそ
の周波数保持を行う回路である。これはすなわち周波数
のズレが、正の方向であるか、負の方向であるかの情報
のみを用いてその制御を行おうとするものである。制御
スイッチ１６1 ではａが正の場合は応答係数をｋ、負の
場合は−ｋをそれぞれ選択し次段負帰還回路に出力す
る。この回路構成では乗算器６4 での乗算演算を排除す
ることにより回路規模の縮小を実現する。この方法によ
り受信機内で用いるクロック信号と、受信した信号との
周波数同期の制御が行われる。
の結果ａが正であるか負であるかの情報だけを用いてそ
の周波数保持を行う回路である。これはすなわち周波数
のズレが、正の方向であるか、負の方向であるかの情報
のみを用いてその制御を行おうとするものである。制御
スイッチ１６1 ではａが正の場合は応答係数をｋ、負の
場合は−ｋをそれぞれ選択し次段負帰還回路に出力す
る。この回路構成では乗算器６4 での乗算演算を排除す
ることにより回路規模の縮小を実現する。この方法によ
り受信機内で用いるクロック信号と、受信した信号との
周波数同期の制御が行われる。
【００３９】図６に示す回路は、図５の回路構成を変形
したもので、式（３）の結果ａの正負の情報より制御ス
イッチ１６2 は、ａの出力が正の場合は“１”、負の場
合は“−１”を選択し出力する。この出力と応答係数ｋ
を乗算器６4 にて乗算し、次段負帰還回路にて制御信号
ｆｃｏｎｔを演算し出力する。これにより受信機内で用
いるクロック信号と、受信した信号との周波数同期の制
御が行われる。この回路構成では、乗算する応答係数ｋ
の値を変えることにより、受信途中においても周波数制
御の応答速度を適宜変更することが容易に可能となる。
図５の回路構成でも２つの応答係数ｋ、−ｋを変更する
ことにより周波数制御の応答速度を変更することが可能
であるが、同時に２つの係数を変更する必要がある。
したもので、式（３）の結果ａの正負の情報より制御ス
イッチ１６2 は、ａの出力が正の場合は“１”、負の場
合は“−１”を選択し出力する。この出力と応答係数ｋ
を乗算器６4 にて乗算し、次段負帰還回路にて制御信号
ｆｃｏｎｔを演算し出力する。これにより受信機内で用
いるクロック信号と、受信した信号との周波数同期の制
御が行われる。この回路構成では、乗算する応答係数ｋ
の値を変えることにより、受信途中においても周波数制
御の応答速度を適宜変更することが容易に可能となる。
図５の回路構成でも２つの応答係数ｋ、−ｋを変更する
ことにより周波数制御の応答速度を変更することが可能
であるが、同時に２つの係数を変更する必要がある。
【００４０】図７は図４〜図６と同様に逆拡散相関復調
器７2 および７3 から入力する信号ＩｐおよびＱｐを積
算器１０1 および１０2 でそれぞれ積算を行い通信路上
で発生する雑音などのうち周波数の高いものについてそ
の影響を濾波して取り除きＩｐ（ｔ）、Ｑｐ（ｔ）と
し、遅延素子１１1 、１１2 内にあるＩｐ（ｔ−Δ
ｔ）、Ｑｐ（ｔ−Δｔ）より式（３）の演算を行い、そ
の結果を次段負帰還回路に入力し、制御信号ｆｃｏｎｔ
を出力するのであるが、同時に各時刻に受信したＩｐ
（ｔ）、Ｑｐ（ｔ）の電力の大きさにより制御信号ｆｃ
ｏｎｔに出力する値を制御する機能を持つ。
器７2 および７3 から入力する信号ＩｐおよびＱｐを積
算器１０1 および１０2 でそれぞれ積算を行い通信路上
で発生する雑音などのうち周波数の高いものについてそ
の影響を濾波して取り除きＩｐ（ｔ）、Ｑｐ（ｔ）と
し、遅延素子１１1 、１１2 内にあるＩｐ（ｔ−Δ
ｔ）、Ｑｐ（ｔ−Δｔ）より式（３）の演算を行い、そ
の結果を次段負帰還回路に入力し、制御信号ｆｃｏｎｔ
を出力するのであるが、同時に各時刻に受信したＩｐ
（ｔ）、Ｑｐ（ｔ）の電力の大きさにより制御信号ｆｃ
ｏｎｔに出力する値を制御する機能を持つ。
【００４１】積算器１０1 および１０2 の出力Ｉｐ
（ｔ）およびＱｐ（ｔ）を二乗演算器１４1 および１４
2 にてそれぞれ二乗し、その結果を加算器１２3 にて加
算することにより時刻ｔにおける受信電力Ｐ（ｔ）を導
出する。そしてＰ（ｔ）と遅延素子１１3 内にある時刻
ｔ−Δｔにおける電力Ｐ（ｔ−Δｔ）とをそれぞれ加減
算することにより、Δｔ時間での受信電力の変化ｂを知
る。加減算器１５の出力ｂが正の場合、すなわち時刻Δ
ｔ間に受信した信号と受信機内のＰＮ符号との逆拡散相
関結果が増加する方向に周波数がズレた場合、制御スイ
ッチ１６2 にて“０”（図７ではグランド・ショートが
“０”を意味する）を選択し、式（３）の結果ａを次段
負帰還回路に供給できないように制御する。この場合に
は加算器１２2 、遅延素子１３からなる負帰還回路では
“０”が足されることとなり、その結果制御信号ｆｃｏ
ｎｔは変化せずΔｔ時間前のものと同じものが出力され
ることとなる。逆に加減算器１５の出力ｂが負になった
場合は、受信信号と受信機内のＰＮ符号との逆拡散相関
結果が減少する方向に周波数のズレが生じているため、
制御スイッチ１６2 にて式（３）の結果ａを次段負帰還
回路に供給できるように制御し、その結果、制御信号ｆ
ｃｏｎｔが変化する。このように各時刻における受信信
号と受信機内のＰＮ符号との逆拡散相関結果の電力値比
較を行い制御信号ｆｃｏｎｔの制御を行うことにより、
受信機内で用いるクロック信号が、受信した信号と受信
機内のＰＮ符号との逆拡散相関結果が常に最大となるよ
うな周波数同期の制御が行われる。
（ｔ）およびＱｐ（ｔ）を二乗演算器１４1 および１４
2 にてそれぞれ二乗し、その結果を加算器１２3 にて加
算することにより時刻ｔにおける受信電力Ｐ（ｔ）を導
出する。そしてＰ（ｔ）と遅延素子１１3 内にある時刻
ｔ−Δｔにおける電力Ｐ（ｔ−Δｔ）とをそれぞれ加減
算することにより、Δｔ時間での受信電力の変化ｂを知
る。加減算器１５の出力ｂが正の場合、すなわち時刻Δ
ｔ間に受信した信号と受信機内のＰＮ符号との逆拡散相
関結果が増加する方向に周波数がズレた場合、制御スイ
ッチ１６2 にて“０”（図７ではグランド・ショートが
“０”を意味する）を選択し、式（３）の結果ａを次段
負帰還回路に供給できないように制御する。この場合に
は加算器１２2 、遅延素子１３からなる負帰還回路では
“０”が足されることとなり、その結果制御信号ｆｃｏ
ｎｔは変化せずΔｔ時間前のものと同じものが出力され
ることとなる。逆に加減算器１５の出力ｂが負になった
場合は、受信信号と受信機内のＰＮ符号との逆拡散相関
結果が減少する方向に周波数のズレが生じているため、
制御スイッチ１６2 にて式（３）の結果ａを次段負帰還
回路に供給できるように制御し、その結果、制御信号ｆ
ｃｏｎｔが変化する。このように各時刻における受信信
号と受信機内のＰＮ符号との逆拡散相関結果の電力値比
較を行い制御信号ｆｃｏｎｔの制御を行うことにより、
受信機内で用いるクロック信号が、受信した信号と受信
機内のＰＮ符号との逆拡散相関結果が常に最大となるよ
うな周波数同期の制御が行われる。
【００４２】図７の周波数制御信号演算回路４では各時
刻の逆拡散相関電力の加減算結果ｂより式（３）の結果
ａを供給するかしないかを制御し、受信信号と受信機内
のＰＮ符号との逆拡散相関結果が減少する方向に周波数
のズレが生じたときにのみ式（３）の結果ａを次段負帰
還回路に供給するものであった。しかし、この場合に
は、通信路上で発生するフェージングなどの早い周波数
変動にはＡＦＣ制御の応答が追いつかない可能性があ
る。そこで、図８に示す回路では、電力の加減算結果ｂ
の値によって、式（３）の演算結果ａに乗算する応答係
数を選択するような回路構成となっている。これは、ｂ
が正の場合、すなわちΔｔ時間に受信した信号と受信機
内のＰＮ符号との逆拡散相関結果が増加する方向に周波
数がズレるような場合は式（３）の結果ａが次段負帰還
回路に反映する量が少ないよう乗算する応答係数の値を
小さく取り制御信号ｆｃｏｎｔの応答を鈍らせ、逆にｂ
が負の場合はａの制御を大きく反映するようにａに乗算
する応答係数の値が大きいものを選択し、その応答を早
くさせるような制御を行う。これにより、受信した信号
と受信機内のＰＮ符号との逆拡散相関結果が最大となる
よう受信機内で用いるクロック信号の周波数同期の応答
速度を可変させることが可能となる。
刻の逆拡散相関電力の加減算結果ｂより式（３）の結果
ａを供給するかしないかを制御し、受信信号と受信機内
のＰＮ符号との逆拡散相関結果が減少する方向に周波数
のズレが生じたときにのみ式（３）の結果ａを次段負帰
還回路に供給するものであった。しかし、この場合に
は、通信路上で発生するフェージングなどの早い周波数
変動にはＡＦＣ制御の応答が追いつかない可能性があ
る。そこで、図８に示す回路では、電力の加減算結果ｂ
の値によって、式（３）の演算結果ａに乗算する応答係
数を選択するような回路構成となっている。これは、ｂ
が正の場合、すなわちΔｔ時間に受信した信号と受信機
内のＰＮ符号との逆拡散相関結果が増加する方向に周波
数がズレるような場合は式（３）の結果ａが次段負帰還
回路に反映する量が少ないよう乗算する応答係数の値を
小さく取り制御信号ｆｃｏｎｔの応答を鈍らせ、逆にｂ
が負の場合はａの制御を大きく反映するようにａに乗算
する応答係数の値が大きいものを選択し、その応答を早
くさせるような制御を行う。これにより、受信した信号
と受信機内のＰＮ符号との逆拡散相関結果が最大となる
よう受信機内で用いるクロック信号の周波数同期の応答
速度を可変させることが可能となる。
【００４３】図９に示す回路は、図８の回路を変形した
ものである。これは式（３）の結果ａの正負により応答
係数の正負を、すなわち“１”、“−１”をそれぞれ選
択するような制御スイッチ１６4 を装備し、さらにΔｔ
時間に受信した信号と受信機内のＰＮ符号とを逆拡散相
関したものを電力の変化ｂの正負より乗算器６4 で乗算
する応答係数の大きさを選択する制御スイッチ１６5 を
装備する。これにより次段負帰還回路には乗算器６4 に
て逆拡散相関電力の比較結果ｂによって選択された応答
係数ｋ１（またはｋ２）と、周波数のズレが正の方向
か、負の方向かの情報、すなわち式（３）の結果ａの正
負により“１”（または“−１”）が乗算されそれぞれ
出力される。これにより、受信した信号と受信機内のＰ
Ｎ符号との逆拡散相関結果が最大となるように受信機内
で用いるクロック信号の周波数同期の応答速度を可変さ
せ、その周波数同期を確実に行うことが可能となる。
ものである。これは式（３）の結果ａの正負により応答
係数の正負を、すなわち“１”、“−１”をそれぞれ選
択するような制御スイッチ１６4 を装備し、さらにΔｔ
時間に受信した信号と受信機内のＰＮ符号とを逆拡散相
関したものを電力の変化ｂの正負より乗算器６4 で乗算
する応答係数の大きさを選択する制御スイッチ１６5 を
装備する。これにより次段負帰還回路には乗算器６4 に
て逆拡散相関電力の比較結果ｂによって選択された応答
係数ｋ１（またはｋ２）と、周波数のズレが正の方向
か、負の方向かの情報、すなわち式（３）の結果ａの正
負により“１”（または“−１”）が乗算されそれぞれ
出力される。これにより、受信した信号と受信機内のＰ
Ｎ符号との逆拡散相関結果が最大となるように受信機内
で用いるクロック信号の周波数同期の応答速度を可変さ
せ、その周波数同期を確実に行うことが可能となる。
【００４４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
回路を簡単化および小型化することができる。これによ
り、消費電力を低減することができる。
回路を簡単化および小型化することができる。これによ
り、消費電力を低減することができる。
【図１】本発明実施例装置のブロック構成図。
【図２】本発明の原理を説明するための図。
【図３】ＶＣＯの電圧および周波数特性を示す図。
【図４】周波数制御信号演算回路の内部構成を説明する
ための図。
ための図。
【図５】周波数制御信号演算回路の内部構成を説明する
ための図。
ための図。
【図６】周波数制御信号演算回路の内部構成を説明する
ための図。
ための図。
【図７】周波数制御信号演算回路の内部構成を説明する
ための図。
ための図。
【図８】周波数制御信号演算回路の内部構成を説明する
ための図。
ための図。
【図９】周波数制御信号演算回路の内部構成を説明する
ための図。
ための図。
【図１０】従来例のスペクトラム拡散信号受信装置のブ
ロック構成図。
ロック構成図。
【図１１】従来例のＤＬＬ回路の動作を説明するための
図。
図。
１、２０ 受信アンテナ ２ 直交復調器 ３、２３ 拡散符号発生器 ４、２５ 周波数制御信号演算回路 ５1 、５2 Ａ／Ｄ変換器 ６1 、６2 、６4 、１３2 、２６1 〜２６6 乗算器 ７1 〜７4 逆拡散相関復調器 ８、１０1 、１０2 積算器 ９、２４ ＶＣＯ １１1 、１１2 、１３ 遅延素子 １２1 、１２2 、２８ 加算器 １４1 、１４2 二乗演算器 １５ 加減算器 １６1 〜１６5 制御スイッチ ２１ ローカル発振器 ２２ 移相器 ２７1 〜２７4 低域通過フィルタ ２９、３０ Ｑ成分同期保持ＤＬＬ回路
Claims (6)
- 【請求項１】 受信信号を入力し直交信号（Ｉ，Ｑ）を
出力する直交復調器と、この直交信号がそれぞれ入力し
送信側の拡散に対応する逆拡散を与える逆拡散相関復調
器（７2 、７3 ）と、この逆拡散相関復調器に拡散符号
（ＰＮ）を与える拡散符号発生器と、この拡散符号発生
器に基準周波数信号を与える電圧制御発振器（ＶＣＯ）
と、前記逆拡散相関復調器の出力を演算し前記電圧制御
発振器に制御信号を与える周波数制御信号演算回路とを
備えたスペクトラム拡散信号受信装置において、 前記周波数制御信号演算回路には、前記直交信号（Ｉ，
Ｑ）成分を振幅成分Ｒおよび角度成分θで表示すると
き、 Ｒ（ｔ）＊Ｒ（ｔ＋Δｔ）｛sin(θ(t) −θ(t＋Δt)｝ を零にするように前記電圧制御発振器を制御する手段を
含むことを特徴とするスペクトラム拡散信号受信装置。
ただし、ｔは時刻。 - 【請求項２】 前記直交復調器の出力にアナログ信号を
ディジタル信号に変換する手段を備えた請求項１記載の
スペクトラム拡散信号受信装置。 - 【請求項３】 前記周波数制御信号演算回路は、前記逆
拡散相関復調器の出力の異なる所定の二つの時刻におけ
るそれぞれの出力値にしたがってその時刻における受信
電力値を算出しその変化にしたがって前記制御信号の応
答速度を制御する手段を備えた請求項１または２記載の
スペクトラム拡散信号受信装置。 - 【請求項４】 前記制御信号に所定の係数を乗算し応答
速度を変化させる手段を含む請求項３記載のスペクトラ
ム拡散信号受信装置。 - 【請求項５】 前記周波数制御信号演算回路は、前記逆
拡散相関復調器の出力についてそれぞれの持つ高周波雑
音成分を除去する低域通過フィルタを備えた請求項１な
いし４のいずれかに記載のスペクトラム拡散信号受信装
置。 - 【請求項６】 前記低域通過フィルタは、その時定数を
通信経路状態にしたがって適宜変更する手段を含む請求
項５記載のスペクトラム拡散信号受信装置。
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Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100308514B1 (ko) * | 1998-10-01 | 2001-11-02 | 가네꼬 히사시 | 대기 모드에서 이동국의 자동 주파수 제어를 수행하는 방법 |
| WO2002039634A1 (fr) * | 2000-11-07 | 2002-05-16 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Appareil recepteur et procede de controle de la frequence de reference dans l'appareil recepteur |
| WO2020059535A1 (ja) * | 2018-09-20 | 2020-03-26 | ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 | 送信装置および送信方法、並びに受信装置および受信方法 |
Families Citing this family (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7929498B2 (en) | 1995-06-30 | 2011-04-19 | Interdigital Technology Corporation | Adaptive forward power control and adaptive reverse power control for spread-spectrum communications |
| US6831905B1 (en) | 1995-06-30 | 2004-12-14 | Interdigital Technology Corporation | Spread spectrum system assigning information signals to message-code signals |
| ZA965340B (en) | 1995-06-30 | 1997-01-27 | Interdigital Tech Corp | Code division multiple access (cdma) communication system |
| US6885652B1 (en) | 1995-06-30 | 2005-04-26 | Interdigital Technology Corporation | Code division multiple access (CDMA) communication system |
| US6816473B2 (en) | 1995-06-30 | 2004-11-09 | Interdigital Technology Corporation | Method for adaptive forward power control for spread-spectrum communications |
| US7020111B2 (en) | 1996-06-27 | 2006-03-28 | Interdigital Technology Corporation | System for using rapid acquisition spreading codes for spread-spectrum communications |
| JP3200547B2 (ja) | 1995-09-11 | 2001-08-20 | 株式会社日立製作所 | Ｃｄｍａ方式移動通信システム |
| WO1998035458A1 (en) * | 1997-02-06 | 1998-08-13 | At & T Wireless Services, Inc. | Method of synchronizing a remote station with a base station in a discrete multitone spread spectrum communications system |
| US5943375A (en) * | 1997-02-06 | 1999-08-24 | At&T Wireless Services Inc. | Method to indicate synchronization lock of a remote station with a base station |
| JP2861985B2 (ja) * | 1997-06-16 | 1999-02-24 | 日本電気株式会社 | Ｃｄｍａ用高速セルサーチ方式 |
| US6331998B1 (en) * | 1998-08-28 | 2001-12-18 | Industrial Technology Research Institute | Partially matched filter for spread spectrum communication |
| US7130332B1 (en) * | 1999-04-20 | 2006-10-31 | Symmetricom, Inc. | Pilot tracking for synchronization using correlation between digital signal and locally generated version of PN signal |
| JP2001016135A (ja) | 1999-06-29 | 2001-01-19 | Nec Corp | 自動周波数制御方法と自動周波数制御方式とｃｄｍａ受信機 |
| DE19933542A1 (de) * | 1999-07-16 | 2001-01-25 | Siemens Ag | Verfahren und Vorrichtung zur Synchronisation von Mobilfunkempfängern in einem Mobilfunksystem |
| AU763010B2 (en) * | 1999-11-08 | 2003-07-10 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Radio receiving system and synchronization detection method |
| JP3732707B2 (ja) * | 2000-03-16 | 2006-01-11 | 富士通株式会社 | 加入者側通信装置における再同期制御装置および再同期方法 |
| US6763058B1 (en) * | 2000-06-27 | 2004-07-13 | Northrop Grumman Corporation | Low signal to noise ratio acquisition and link characterization techniques for VSAT spread spectrum modems |
| JP4265864B2 (ja) * | 2000-08-15 | 2009-05-20 | 富士通株式会社 | 同期追跡回路 |
| JP2002076992A (ja) * | 2000-09-05 | 2002-03-15 | Nec Corp | 周波数調整回路 |
| KR100488078B1 (ko) * | 2000-12-21 | 2005-05-09 | 엘지전자 주식회사 | 이동 통신 시스템 수신단의 파일럿 신호 검색기 및 방법 |
| DE60123938T2 (de) * | 2001-07-06 | 2007-07-05 | Ericsson Ab | Verfahren zur Überwachung eines redundanten Senders |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03101534A (ja) * | 1989-09-14 | 1991-04-26 | Hitachi Zosen Corp | 直接スペクトル拡散通信方式の受信装置 |
| JPH04192829A (ja) * | 1990-11-27 | 1992-07-13 | Toyo Commun Equip Co Ltd | スペクトラム拡散信号の復調装置 |
| JPH05145521A (ja) * | 1991-11-22 | 1993-06-11 | Clarion Co Ltd | スペクトラム拡散通信装置 |
| JPH0621915A (ja) * | 1992-06-29 | 1994-01-28 | Mitsubishi Electric Corp | Ａｆｃ回路 |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4599732A (en) * | 1984-04-17 | 1986-07-08 | Harris Corporation | Technique for acquiring timing and frequency synchronization for modem utilizing known (non-data) symbols as part of their normal transmitted data format |
| US4701934A (en) * | 1985-09-03 | 1987-10-20 | Motorola, Inc. | Method of doppler searching in a digital GPS receiver |
| US5062122A (en) * | 1988-09-28 | 1991-10-29 | Kenwood Corporation | Delay-locked loop circuit in spread spectrum receiver |
| US5093841A (en) * | 1990-01-30 | 1992-03-03 | Nynex Corporation | Clock acquisition in a spread spectrum system |
| JPH05308345A (ja) * | 1992-04-30 | 1993-11-19 | Toyo Commun Equip Co Ltd | 遅延ロックループ装置 |
| JP3212390B2 (ja) * | 1992-11-17 | 2001-09-25 | クラリオン株式会社 | スライディング相関器 |
| CN1042585C (zh) * | 1993-08-11 | 1999-03-17 | Ntt移动通信网株式会社 | 自动增益控制装置、通信系统和自动增益控制方法 |
| US5768306A (en) * | 1993-09-06 | 1998-06-16 | Ntt Mobile Communications Network, Inc. | Sliding correlator used in CDMA systems to establish initial synchronization |
| CA2153516C (en) * | 1994-07-20 | 1999-06-01 | Yasuo Ohgoshi | Mobile station for cdma mobile communication system and detection method of the same |
| KR970011690B1 (ko) * | 1994-11-22 | 1997-07-14 | 삼성전자 주식회사 | 파일럿트 채널을 이용한 대역확산 통신시스템의 데이타 송신기 및 수신기 |
| US5691974A (en) * | 1995-01-04 | 1997-11-25 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for using full spectrum transmitted power in a spread spectrum communication system for tracking individual recipient phase, time and energy |
| JP3101534B2 (ja) * | 1995-04-14 | 2000-10-23 | 日東精工株式会社 | 流量計の回転検出装置 |
-
1995
- 1995-06-15 JP JP14902695A patent/JP2728034B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1996
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- 1996-06-04 DE DE1996636468 patent/DE69636468T2/de not_active Expired - Lifetime
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Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03101534A (ja) * | 1989-09-14 | 1991-04-26 | Hitachi Zosen Corp | 直接スペクトル拡散通信方式の受信装置 |
| JPH04192829A (ja) * | 1990-11-27 | 1992-07-13 | Toyo Commun Equip Co Ltd | スペクトラム拡散信号の復調装置 |
| JPH05145521A (ja) * | 1991-11-22 | 1993-06-11 | Clarion Co Ltd | スペクトラム拡散通信装置 |
| JPH0621915A (ja) * | 1992-06-29 | 1994-01-28 | Mitsubishi Electric Corp | Ａｆｃ回路 |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100308514B1 (ko) * | 1998-10-01 | 2001-11-02 | 가네꼬 히사시 | 대기 모드에서 이동국의 자동 주파수 제어를 수행하는 방법 |
| US6731911B1 (en) | 1998-10-01 | 2004-05-04 | Nec Corporation | Method of performing automatic frequency control in mobile station in waiting mode |
| WO2002039634A1 (fr) * | 2000-11-07 | 2002-05-16 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Appareil recepteur et procede de controle de la frequence de reference dans l'appareil recepteur |
| WO2020059535A1 (ja) * | 2018-09-20 | 2020-03-26 | ソニーセミコンダクタソリューションズ株式会社 | 送信装置および送信方法、並びに受信装置および受信方法 |
| US11528260B2 (en) | 2018-09-20 | 2022-12-13 | Sony Semiconductor Solutions Corporation | Transmitting device and transmitting method, and receiving device and receiving method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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