KR20020001138A - 광대역 시디엠에이 수신기의 자동주파수제어장치 - Google Patents

광대역 시디엠에이 수신기의 자동주파수제어장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 광대역 CDMA 수신기의 자동주파수제어장치를 제공하기 위한 것으로, 이러한 본 발명은 수신된 신호를 베이스밴드 근처의 IF 신호로 다운 컨버젼하여 아날로그 신호를 디지털로 변환시켜 출력하는 아날로그 처리부와; 아날로그 처리부의 디지털 신호를 입력받아 수치제어발진부와 곱셈부를 이용하여 베이스밴드 신호로 변환시키는 디지털 처리부로 구성하여, 아날로그 블록을 간단화하고 I/Q 불균형 문제도 해결하며 아날로그 블록과 별도로 디지털 블록에서 자동주파수제어를 수행하여 독립적으로 AFC 루프를 설계할 수 있고 ASIC 구현시 하드웨어의 부담을 줄일 수 있게 되는 것이다.

Description

광대역 시디엠에이 수신기의 자동주파수제어장치{Apparatus for automatic frequency controlling in W-CDMA receiver}
본 발명은 광대역 CDMA 수신기의 자동주파수제어장치에 관한 것으로, 특히 IF 표본화(Sampling) 및 수치제어발진기(Numerically Controlled Oscillator, NCO)를 사용하여 아날로그 블록을 간단화하고, I/Q 불균형 문제도 해결하며, 아날로그 블록과 별도로 디지털 블록에서 자동주파수제어(Automatic Frequency Control, AFC)를 수행하여 독립적으로 AFC 루프를 설계할 수 있고, ASIC(Applicable Specific Integrated Circuit) 구현시 하드웨어의 부담을 줄이기에 적당하도록 한 광대역 CDMA 수신기의 자동주파수제어장치에 관한 것이다.
일반적으로 광대역 CDMA 시스템의 전파환경은 주파수 선택 다중경로 페이딩 채널(frequency selective multipath fading channel)로 볼 수 있다. 그리고 페이딩 변화율은 모빌(Mobile)의 운동 속도에 비례하여 증가한다.
또한 주파수 선택 다중경로 페이딩 채널의 이상적인 수신기는 레이크(Rake)로 알려져 있다. 레이크 수신기는 다중경로 신호성분들을 분리하여 각각의 신호성분들을 복조하고 결합(combining)하여 송신신호를 복원하게 된다.
이 과정을 정확히 수행하기 위하여 각 핑거(finger)의 시간 추적기(time tracker)에서 다중경로 신호 성분 각각의 경로 지연을 수행하고, 채널응답 추정기에서 신호의 세기를 추정한다.
그리고 기지국과 단말기 사이에 캐리어 주파수 오프셋(carrier frequency offset) Δf가 존재하지 않는 경우에는 심볼 구간 Ts에 비하여 채널의 코히어런스 시간(coherence time)이 충분히 길기 때문에 신호의 표본화(sampling) 시간 동안신호의 위상변화가 거의 없다는 가정이 성립한다. 따라서 코히어런트(coherent) 복조가 가능하게 된다.
또한 캐리어 주파수 오프셋 Δf가 무시하지 못할 만큼 존재할 경우에는 샘플링 시간 동안 신호의 위상변화를 무시할 수 없게 된다. 예컨대, 2GHz의 캐리어 주파수를 사용할 경우 기지국과 단말기 사이의 주파수 오차가 1ppm만 되어도 2kHz의 주파수 오프셋이 발생하게 된다.
통상적으로 고려되는 주파수 오프셋은 2GHz의 캐리어 주파수에서 최소 2.5ppm(=5kHz)에서 최대 3.75ppm(=7.5kHz)이다. 이 경우 I, Q 신호의 회전으로 인하여 코히어런트 복조는 불가능하게 된다. 따라서 코히어런트 복조가 가능하도록 하기 위해서는 자동주파수제어를 통한 캐리어 주파수 오프셋 제거가 필수적이다.
그래서 수신신호의 표현을 설명하면 다음과 같다.
각각의 경로는 time delay가 칩 지연(=TC)의 배수로 표현되는 L 개의 분해할 수 있는 전파 경로(resolvable propagation paths)로 구성되어 있는 다중경로 채널을 가정하면 대역확산된 수신신호 r(t)는 다음의 수학식 1과 같다.
여기서 S는 평균 신호 전력이고, w(t)는 AWGN(Additive White Gaussian Noise)이며, ξl은 복소값 채널 이득이고, τl은 l번째 경로의 시간 지연이며,sd(t)는 데이터 심볼의 스프레딩 시퀀스이고, sp(t)는 파일럿 심볼의 스프레딩 시퀀스이며, d(t)는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 변조 데이터 심볼이고, p(t)는 파일럿 심볼이다.
또한 sd(t), sp(t), d(t), p(t)는 다음의 수학식 2 내지 수학식 5로 표현된다.
여기서 cscr(k)는 스크램블링 코드이고, cdch(k)는 데이터 채널을 위한 OVSF 채널화 코드이며, cpch(k)는 파일럿 채널을 위한 OVSF 채널화 코드이고, Φ(k)는 QPSK 변조된 위상이며, ζ는 공통파일럿채널(Common pilot channel, CPICH)을 위한 감쇠팩터이고, Ts/Tc는 처리 이득이다.
또한 각각의 경로의 time delay가 칩 지연(=TC)의 배수로 표현되는 L 개의 분해할 수 있는 전파 경로(resolvable propagation paths)로 구성되어 있는 다중경로 채널을 가정하고, 기지국과 단말기 사이의 캐리어 주파수 오프셋 Δf가 존재하는 경우 대역확산된 수신신호 r(t)는 수학식 1로부터 다음의 수학식 6과 같이 표현된다.
레이크 수신기로 표현되는 복조기는 수학식 6으로 표현되는 다중경로 신호성분들을 분리하여 각각의 신호성분들을 복조하고 결합하여 송신신호를 복원하게 된다.
이 과정을 정확히 수행하기 위하여 각 핑거의 시간 추적기에서 다중경로 신호성분 각각의 경로 지연 τ1을 수행하고, 채널응답 추정기에서는 신호의 세기 ξl(t)를 추정하고 위상 에러를 보상한다. 기지국과 단말기 사이에 캐리어 주파수 오프셋 Δf가 존재하지 않는 경우에는 심볼 구간 Ts에 비하여 채널의 코히어런스 시간이 충분히 길기 때문에 신호의 샘플링 시간 동안 신호의 위상 변화가 거의 없다는 가정이 성립한다. 따라서 코히어런트 복조가 가능하게 된다.
반면에 캐리어 주파수 오프셋 Δf가 무시하지 못할 만큼 존재할 경우에는 샘플링 시간 동안 신호의 위상 변화를 무시할 수 없게 된다. 예컨대, 2GHz의 캐리어 주파수를 사용할 경우 기지국과 단말기 사이의 주파수 오차가 1ppm만 되어도 2kHz의 주파수 오프셋이 발생하게 된다. 일반적으로 고려되는 주파수 오프셋은 2GHz의 캐리어 주파수에서 최소 2.5ppm(=5kHz)에서 최대 3.75ppm(=7.5kHz)이다. 이 경우 I, Q 신호의 회전으로 인하여 코히어런트 복조는 불가능하게 된다. 따라서 코히어런트 복조가 가능하도록 하기 위해서는 자동주파수제어를 통한 캐리어 주파수 오프셋 제거를 수행해야만 한다.
도 1은 종래 평형 직교상관 주파수에러 추정기의 블록구성도이다.
여기서 참조번호 1은 정합 필터에서 출력되는 파일럿 심볼을 입력받는 파일럿 필터이고, 2는 상기 파일럿 필터(1)의 데이터를 지연시키는 지연부이며, 3은 상기 지연부(2)의 출력에 대해 공액복소수를 취하는 공액복소수부이고, 4는 상기 파일럿 필터(1)와 상기 공액복소수부(3)의 출력을 곱하는 곱셈부이며, 5는 상기 곱셈부(4)의 출력에서 허수부분을 취하여 주파수에러 결합부로 출력하는 허수부분 출력부이다.
그래서 주파수 오프셋을 검출하는 대표적인 방식은 평형 직교상관기(balanced quadricorrelator)를 이용하는 것이다. 정합 필터에서 출력되는 파일럿 심볼 시퀀스 {ν[k]}에 대하여 주파수 오프셋은 심볼의 회전으로 표현되므로, 다음의 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.
따라서 주파수 오프셋은 다음의 수학식 8 및 수학식 9와 같이 된다.
수학식 8 및 수학식 9로부터 주파수 오차의 S-커브를 얻을 수 있으며, 이 회로를 평형 직교상관기라 한다.
도 2는 종래 평형 직교상관 주파수에러 추정기를 사용한 광대역 CDMA 수신기의 자동주파수제어장치의 블록구성도이다.
여기서 참조번호 11 및 12는 입력된 대역확산된 수신신호와 전압제어발진부(26)의 출력 또는 상기 전압제어발진부(26)의 90도 차이를 갖는 출력을 각각 곱하는 제1 및 제2 곱셈부이고, 13 및 14는 상기 제 1 및 제 2 곱셈부(11)(12)의 출력에 대해 각각 저역통과필터링을 수행하는 제 1 및 제 2 LPF(Low Pass Filter)이며, 15 및 16은 상기 제 1 및 제 2 LPF(13)(14)에서 출력되는 아날로그 신호를 디지털로 변환시키는 제 1 및 제 2 A/D 변환부이고, 17 및 18은 상기 제 1 및 제 2 A/D 변환부(15)(16)의 출력에 대해 파일럿 필터링을 수행하는 제 1 및 제 2 파일럿 필터이다.
또한 참조번호 19 및 20은 상기 제 1 및 제 2 파일럿 필터(17)(18)에서 출력되는 신호를 지연시키는 제 1 및 제 2 지연부이고, 21은 상기 제 1 지연부(19)의 출력값과 상기 제 2 파일럿 필터(18)의 출력값을 곱하는 제 3 곱셈부이고, 22는 상기 제 2 지연부(20)의 출력값과 상기 제 1 파일럿 필터(17)의 출력값을 곱하는 제 4 곱셈부이며, 23은 상기 제 3 및 제 4 곱셈부(21)(22)의 출력을 가감하는 덧셈부이다.
또한 참조번호 24는 상기 덧셈부(23)의 출력을 입력받아 주파수 에러를 결합하는 주파수에러 결합부이고, 25는 상기 주파수에러 결합부(24)의 출력에 대해 루프 필터링을 수행하는 루프 필터이며, 26은 상기 루프 필터(25)의 출력에 대해 전압제어 발진을 수행하여 상기 제 1 및 제 2 곱셈부(11)(12)로 입력하는 전압제어발진부(VCTCXO)이다.
이처럼 도 2와 같은 평형 직교상관기를 이용한 AFC를 사용하여 광대역 CDMA 수신기를 구성하는 것이 종래의 기술이었다.
그러나 이러한 평형 직교상관기를 사용하여 자동주파수제어 장치를 구현한 종래의 기술은 다음과 같은 문제점을 가지고 있다.
첫째, I, Q 채널을 위한 A/D 변환기가 각각 필요하다.
둘째, I, Q 채널을 위한 두 개의 아날로그 LPF가 필요하며, 이 두 필터의 증폭 및 위상 응답 특성은 정확히 정합(matching)되어야만 한다.
셋째, I, Q 채널을 위한 두 개의 아날로그 필서가 필요하며, 이 곱셈기( mixer)의 불균형을 막기 위해서는 대단히 정밀한 설계가 요구된다.
넷째, 위의 조건들을 모두 만족시키는 아날로그 기저대역 ASIC을 개발하기위해서는 상대적으로 많은 개발비용이 필요하게 된다.
이에 본 발명은 상기와 같은 종래의 제반 문제점을 해소하기 위해 제안된 것으로, 본 발명의 목적은 IF 표본화 및 수치제어발진기를 사용하여 아날로그 블록을 간단화하고, I/Q 불균형 문제도 해결하며, 아날로그 블록과 별도로 디지털 블록에서 자동주파수제어를 수행하여 독립적으로 AFC 루프를 설계할 수 있고, ASIC 구현시 하드웨어의 부담을 줄일 수 있는 광대역 CDMA 수신기의 자동주파수제어장치를 제공하는 데 있다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위하여 본 발명의 일실시예에 의한 광대역 CDMA 수신기의 자동주파수제어장치는,
수신된 신호를 베이스밴드 근처의 IF 신호로 다운 컨버젼하여 아날로그 신호를 디지털로 변환시켜 출력하는 아날로그 처리부와; 상기 아날로그 처리부의 디지털 신호를 입력받아 수치제어발진부와 곱셈부를 이용하여 베이스밴드 신호로 변환시키는 디지털 처리부로 이루어짐을 그 기술적 구성상의 특징으로 한다.
도 1은 종래 평형 직교상관 주파수에러 추정기의 블록구성도이고,
도 2는 종래 평형 직교상관 주파수에러 추정기를 사용한 광대역 CDMA 수신기의 자동주파수제어장치의 블록구성도이며,
도 3은 본 발명에 의한 IF 표본화 및 NCO를 이용한 광대역 CDMA 수신기의 자동주파수제어장치의 블록구성도이고,
도 4는 도 3에서 각 블록의 출력 스펙트럼을 보인 파형도이다.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *
31 : 오실레이터 32, 35, 36 : 곱셈부
33, 37, 38 : LPF 34 : A/D 변환부
39, 40 : 파일럿 필터 41 : 주파수에러 추정부
42 : 주파수에러 결합부 43 : 루프필터
44 : 수치제어 발진부
이하, 상기와 같은 본 발명 광대역 CDMA 수신기의 자동주파수제어장치의 기술적 사상에 따른 일실시예를 도면을 참조하여 설명하면 다음과 같다.
먼저 본 발명에서는 IF 샘플링을 사용하여 자동전압제어를 수행할 수 있는 장치를 제안한다. 본 발명에 의한 장치를 사용하면 아날로그 LPF, AD 변환기를 하나씩만 사용해도 되기 때문에 아날로그 부분이 간단해지고, I/Q 불균형 문제도 해결할 수 있다. 또한 아날로그 부분과 관계없이 디지털 부분에서 AFC가 이루어지기 때문에 아날로그 부분과 독립적으로 AFC 루프를 설계할 수 있게 된다.
도 3은 본 발명에 의한 IF 표본화 및 NCO를 이용한 광대역 CDMA 수신기의 자동주파수제어장치의 블록구성도이다.
이에 도시된 바와 같이, 수신된 신호를 베이스밴드 근처의 IF 신호로 다운 컨버젼하여 아날로그 신호를 디지털로 변환시켜 출력하는 아날로그 처리부(31 ~ 34)와; 상기 아날로그 처리부(31 ~ 34)의 디지털 신호를 입력받아 수치제어발진부와 곱셈부를 이용하여 베이스밴드 신호로 변환시키는 디지털 처리부(35 ~ 44)로 구성된다.
상기에서 아날로그 처리부(31 ~ 34)는, 국부발진 신호를 출력하는 오실레이터(31)와; 상기 오실레이터(31)의 출력과 대역확산된 수신신호를 입력받아 곱하여 IF 신호를 출력하는 제 1 곱셈부(32)와; 상기 제 1 곱셈부(32)의 IF 신호에 대해 저역통과필터링을 수행하여 베이스밴드 근처의 IF 신호로 다운 컨버젼하는 제 1 LPF(33)와; 상기 제 1 LPF(33)에서 출력되는 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환시키는 A/D 변환부(34)로 구성된다.
상기에서 디지털 처리부(35 ~ 44)는, 상기 아날로그 처리부의 A/D 변환부(34)에서 출력되는 신호를 입력받고 수치제어발진부(44)에서 출력되는 신호에서 코사인 값을 입력받아 곱하여 베이스밴드 신호를 출력하는 제 2 곱셈부(35)와; 상기 아날로그 처리부의 A/D 변환부(34)에서 출력되는 신호를 입력받고 수치제어발진부(44)에서 출력되는 신호에서 사인 값을 입력받아 곱하여 베이스밴드 신호를 출력하는 제 3 곱셈부(36)와; 상기 제 2 및 제 3 곱셈부(35)(36)의 출력에 대해 각각 디지털 저역통과필터링을 수행하는 제 2 및 제 3 LPF(37)(38)와; 상기 제 2 및 제 3 LPF(37)(38)의 출력에 대해 각각 파일럿 필터링을 수행하여 공통파일럿채널(CPICH) 신호를 출력하는 제 1 및 제 2 파일럿 필터(39)(40)와; 상기 제 1 및 제 2 파일럿 필터(39)(40)의 출력을 입력받아 주파수에러 추정을 수행하는 주파수에러 추정부(41)와; 상기 주파수에러 추정부(41)의 출력에 대해 주파수에러 결합을 수행하는 주파수에러 결합부(42)와; 상기 주파수에러 결합부(42)의 출력에 대해 루프필터링을 수행하는 루프필터(43)와; 상기 루프필터(43)의 출력에 대해 수치제어발진을 수행하는 수치제어발진부(44)로 구성된다.
이와 같이 구성된 본 발명에 의한 광대역 CDMA 수신기의 자동주파수제어장치의 동작을 첨부한 도면에 의거 상세히 설명하면 다음과 같다.
먼저 아날로그 처리부에서 한 개의 국부 오실레이터(31)와 IF 곱셈부(32)와 LPF(33)를 사용하여 수신된 신호를 베이스밴드 근처의 IF 신호로 다운컨버젼한다. 그리고 한 개의 A/D 변환부(34)를 사용하여 디지털 신호로 변환한다. 그러면 디지털 처리부에서는 NCO(44)와 곱셈기(35)(36)를 사용하여 베이스밴드 신호로 변환한다.
도 4는 도 3에서 각 블록의 출력 스펙트럼을 보인 파형도이다.
도 4의 a)는 IF 곱셈부(32)와 제 1 LPF(33)를 통과한 신호의 스펙트럼이고, 도 4의 b)는 칩-레이트(chip-rate)의 8배로 오버 샘플링(over sampling)한 IF A/D 변환부(34)의 출력이다. 도 4의 c)는 sin/cos 곱셈기인 제 2 및 제 3곱셈부(35)(36)를 통과하여 베이스밴드로 변환된 신호의 스펙트럼이다. 도 4의 d)는 디지털 LPF인 제 2 및 제 3 LPF(37)(38)를 통과한 칩-레이트의 8배 오버 샘플링된 베이스밴드 신호의 스펙트럼이다.
여기서 디지털 LPF인 제 2 및 제 3 LPF(37)(38)는 아날로그 방식에서도 동일하게 사용되는 정합필터로 구현되기 때문에 본 발명에 의한 장치를 사용할 경우 추가적인 하드웨어의 부담은 없게 된다.
제 2 및 제 3 LPF(37)(38)를 통과한 신호는 각각의 핑거에 있는 제 1 및 제 2 파일럿 필터(39)(40)로 입력된다.
제 1 및 제 2 파일럿 필터(39)(40)의 출력은 공통파일럿채널(CPICH)이고, 공통파일럿채널을 이용하여 주파수 오차를 주파수에러 추정부(41)에서 추정한다. 각 핑거에서 추정된 주파수 오차는 주파수에러 결합부(42)로 입력된다.
주파수에러 결합부(42)의 출력은 루프필터(43)를 거쳐 수치제어발진부(44)를 통과함으로서 자동주파수제어를 수행하게 된다.
이처럼 본 발명은 IF 표본화 및 수치제어발진기를 사용하여 아날로그 블록을 간단화하고, I/Q 불균형 문제도 해결하며, 아날로그 블록과 별도로 디지털 블록에서 자동주파수제어를 수행하여 독립적으로 AFC 루프를 설계할 수 있고, ASIC 구현시 하드웨어의 부담을 줄이게 되는 것이다.
이상에서 본 발명의 바람직한 실시예를 설명하였으나, 본 발명은 다양한 변화와 변경 및 균등물을 사용할 수 있다. 본 발명은 상기 실시예를 적절히 변형하여 동일하게 응용할 수 있음이 명확하다. 따라서 상기 기재 내용은 하기 특허청구범위의 한계에 의해 정해지는 본 발명의 범위를 한정하는 것이 아니다.
이상에서 살펴본 바와 같이, 본 발명에 의한 광대역 CDMA 수신기의 자동주파수제어장치는 아날로그 LPF, A/D 변환기를 하나씩만 사용해도 되기 때문에 아날로그 부분이 간단해지고, I/Q 불균형 문제도 해결할 수 있는 효과가 있게 된다.
또한 본 발명은 아날로그 부분과 관계없이 디지털 부분에서 자동주파수제어를 수행하기 때문에 아날로그 부분과 독립적으로 자동주파수제어 루프를 설계할 수 있는 장점도 있다.
더불어 본 발명은 아날로그 방식에서도 동일하게 사용되는 정합 필터를 LPF로 사용하게 되기 때문에 ASIC 구현시 하드웨어의 부담도 줄일 수 있는 효과도 있게 된다.

Claims (3)

  1. 수신된 신호를 베이스밴드 근처의 IF 신호로 다운 컨버젼하여 아날로그 신호를 디지털로 변환시켜 출력하는 아날로그 처리부와;
    상기 아날로그 처리부의 디지털 신호를 입력받아 수치제어발진부와 곱셈부를 이용하여 베이스밴드 신호로 변환시키는 디지털 처리부로 구성된 것을 특징으로 하는 광대역 CDMA 수신기의 자동주파수제어장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 아날로그 처리부는,
    국부발진 신호를 출력하는 오실레이터와;
    상기 오실레이터의 출력과 대역확산된 수신신호를 입력받아 곱하여 IF 신호를 출력하는 제 1 곱셈부와;
    상기 제 1 곱셈부의 IF 신호에 대해 저역통과필터링을 수행하여 베이스밴드 근처의 IF 신호로 다운 컨버젼하는 제 1 LPF와;
    상기 제 1 LPF에서 출력되는 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환시키는 A/D 변환부로 구성된 것을 특징으로 하는 광대역 CDMA 수신기의 자동주파수제어장치.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 디지털 처리부는,
    상기 아날로그 처리부의 A/D 변환부에서 출력되는 신호를 입력받고 수치제어발진부에서 출력되는 신호에서 코사인 값을 입력받아 곱하여 베이스밴드 신호를 출력하는 제 2 곱셈부와;
    상기 아날로그 처리부의 A/D 변환부에서 출력되는 신호를 입력받고 수치제어발진부에서 출력되는 신호에서 사인 값을 입력받아 곱하여 베이스밴드 신호를 출력하는 제 3 곱셈부와;
    상기 제 2 및 제 3 곱셈부의 출력에 대해 각각 디지털 저역통과필터링을 수행하는 제 2 및 제 3 LPF와;
    상기 제 2 및 제 3 LPF의 출력에 대해 각각 파일럿 필터링을 수행하여 공통파일럿채널 신호를 출력하는 제 1 및 제 2 파일럿 필터와;
    상기 제 1 및 제 2 파일럿 필터의 출력을 입력받아 주파수에러 추정을 수행하는 주파수에러 추정부와;
    상기 주파수에러 추정부의 출력에 대해 주파수에러 결합을 수행하는 주파수에러 결합부와;
    상기 주파수에러 결합부의 출력에 대해 루프필터링을 수행하는 루프필터와;
    상기 루프필터의 출력에 대해 수치제어발진을 수행하는 수치제어발진부로 구성된 것을 특징으로 하는 광대역 CDMA 수신기의 자동주파수제어장치.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100423059B1 (ko) * 2001-12-27 2004-03-12 엘지이노텍 주식회사 광대역 수신기의 ａｆｃ 장치 및 방법

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