JPH0446428A - スペクトラム拡散通信用復調器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野コ 本発明は、パケットデータ等の１ブロック分の信号処理
により直接スペクトラム拡散方式（ＳＳ−ＤＳ）により
変調された送信信号を復調するスペクトラム拡散通信用
復調器に関する。

［従来の技術］ 近年、メツセージデータ、制御データ等のパケットデー
タを任意のタイミングで送信するパケット無線通信ネッ
トワークに対する関心が増加し、対妨害性、コード分割
多重処理特性、フェージング防止能力などの理由により
、スペクトラム拡散通信を適用するようになってきてい
る。

［発明が解決しようとする課題］ しかしながら、パケット無線通信ネットワークにスペク
トラム拡散通信を適用する場合の困難性は、初期的同期
の部分にある。一般に、受信したスペクトラム拡散信号
のＰＮコード（擬似雑音コード）を復調用の局発コード
に同期させるためには数分の時間を必要としている。

そこで、表面弾性波素子を使用したコンボルバ及びプリ
アンプル・コードの使用により初期同期を迅速に達成す
るための技術が提案されている。

一方、パケットデータはバーストデータであり、データ
長さは約１０２〜１０３データシンボルに制限される。

従って、従来のスペクトラム拡散通信を適用したパケッ
ト無線通信システムにおいては、初期同期及びキャリヤ
回復を達成するまで復調ができないため、データ通信効
率が極端に悪いという問題があった。

本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたも
ので、プリアンプルコードや初期同期及びキャリア回復
のフィードバック的な処理回路を必要とすることなく、
全ての受信データをコヒーレントに復調することができ
るスペクトラム拡散通信用復調器を提供することを目的
とする。

［課題を解決するための手段］ まず本発明は、パケットデータのビット値に対応した所
定系列長の擬似ランダム系列によりキャリア信号をスペ
クトラム拡散変調して送信し、該送信信号からデータビ
ット値を復調するスペクトラム拡散通信用復調器を対象
とする。

このようなスペクトラム拡散通信用復調器として本発明
にあっては、次の構成を備える。尚、実施例図面中の符
号を合せて示す。

即ち、本発明のスペクトラム拡散通信用復調器にあって
は、送信キャリア周波数とほぼ同じ周波数に調整された
基準局発信号と同相信号を使用して受信信号からベース
バンド帯域の第１チャネル信号（Ｓｌ）を復調すると共
に、前記基準局発信号から所定位相ずれた移相信号を使
用して受信信号からベースバンド帯域の第２チャネル信
号（Ｓ。）を復調する復調部１０と； 復調部１０から得られた２つのチャネル信号（ＳＩ、Ｓ
Ｑ）をサンプリングした後にディジタル信号に変換して
１パケットデータ分の信号を記憶するブロック記憶部１
２と； ブロック記憶部１２に記憶された２つのチャネル信号（
ＳＩ、ＳＯ）と基準系列とのスライディング相関演算に
より自己相関の時系列データ（ｄ＋、ｄｏ）をそれぞれ
算出する相関演算部１４と；相開演算部１４の自己相関
時系列データ（ｄｌ。

ｄＯ）に基づいて送信キャリア信号と復調基準局発信号
との周波数ずれ（Δｆ）及び位相ずれ（Δφ）を推定し
、該推定値を用いて周波数ずれ及び位相ずれがない状態
でのいずれか一方のチャネル信号の自己相関時系列デー
タ（ｄｌ）を算出するずれ推定及び相関演算部１６と； 相関演算部１４から得られた２つの相関時系列データの
２乗和に基づいて反復周期内で相関ピーク値が得られる
タイミングを統計的に検出する反復周期抽出部１８と； 反復周期抽出部１８の抽出タイミングに一致するずれ推
定及び相関演算部１６からの相関時系列データの値に基
づいてデータビットを決定するデータ決定部２０と； を備えたことを特徴とする。

［作用コ このような構成を備えた本発明のスペクトラム拡散通信
用復調器によれば次の作用が得られる。

本発明の復調器は、受信したパケットデータ等の１ブロ
ック分の受信信号をそのままベースバンド帯域に復調し
てメモリにＡＤ変換して記憶し、その後にメモリに格納
されたブロックデータを対象として復調処理を行うもの
である。このため捕捉回路、追跡回路、及びキャリヤ回
復回路を必要とせず、すべての入力データをコヒーレン
トに復調することができる。即ち、捕捉回路などのよう
なフィードバックシステムを使用した従来の即時スペク
トラム拡散信号の処理技術と異なる一種のブロック信号
処理を行うことになる。

具体的には、この復調器が受信した信号は、まず送信キ
ャリヤ周波数に調節された固定基準キャリヤ信号（基準
局発信号）を使用することによりベースバンド帯域に復
調され、サンプリングさ九てディジタル時系列データに
変換される。これらディジタル時系列データは一旦メモ
リに記憶され、その後にディジタル相関器を使用した基
準系列とのスライディング相関演算により、系列周期（
反復周期）毎に相関ピークを有する自己相関の時系列デ
ータが引き出される。次に、各データ反復周期毎に引き
出された自己相関時系列データを処理することによって
、受信キャリヤ信号に対する復調用の基準局発信号の周
波数ずれΔｆ及び位相ずれΔφを推定する。そして推定
されたずれ量Δｆ及びΔφをなくした自己相関時系列デ
ータを生成し、同時に統計的処理により確定された系列
反復周期内における相関ピーク値の得られるタイミング
に一致する時系列データの値によりデータビットを復調
する。

このようなブロック処理により捕捉回路やプリアンプル
コードなどを使用せずに、全ての入力データをコヒーレ
ントに復調可能としてデータの送信効率を非常に高める
ことができる。

［実施例］ 第１図は本発明の一実施例を示した実施例構成図である
。

まず本発明の復調器は、メツセージデータ、制御データ
等のブロック化されたパケットデータのスペクトラム拡
散通信を対象としており、パケットデータのデータビッ
ト１，０に対応して所定ワード長の擬似ランダム系列、
例えば６３ワード長のＭ系列を２種定め、このＭ系列信
号により所定周波数のキャリア信号をスペクトラム拡散
変調、例えば２相シフトキーイング（Ｂ　Ｐ　Ｓ　Ｋ）
により変調して送信した信号を復調する。

第１図において、１０は復調部であり、送信キャリア周
波数と同じ周波数に調整された局部発振器２２からの基
準局発信号の同相信号を乗算器２４で受信信号に掛は合
せることでベースバンド帯域の第１チャネル信号、即ち
Ｓチャネル信号Ｓ１を復調する。同時に局部発振器２２
からの基準局発信号を移相器２６でπ／２ずらした移相
信号を乗算器２８で受信信号に掛は合せることでベース
バンド帯域の第２チャネル信号、即ちＱチャネル信号を
８０を復調する。

復調部１０から得られた２つのチャネル信号Ｓ１＋ＳＯ
はローパスフィルタ（ＬＰＦ）３０．３２を通過した後
、Ａ／Ｄ変換器３４．３６において周波数ｆのサンプリ
ングクロックによりサンプリングされた後にディジタル
信号に変換され、ブロック記憶部１２のメモリ１５に１
パケット分のベースバンド復調データが格納される。

メモリ１５に記憶された２つのチャネル信号Ｓ１、Ｓｏ
は相関演算部としてのディジタル相関器１４に与えられ
、基準系列とのスライディング相関演算の実行により自
己相関の時系列データｄ＋。

ｄｏを求める。

ディジタル相関器１４で算出された自己相関の時系列デ
ータｄ＋、ｄｏは位相ずれ量演算器３８、周波数ずれ推
定及びデータ相関器４０、位相ずれ推定及びデータ相関
器４２を備えたずれ推定及び相関演算部１６に与えられ
、相関時系列データｄ１、ｄｏに基づいて送信キャリア
信号と復調基準局発信号との周波数ずれΔｆ及び位相ず
れΔφを推定し、この推定値を用いて周波数ずれ及び位
相ずれがない状態でのいずれか一方のチャネル信号の自
己相関時系列データ、例えばＩチャネルの自己相関時系
列データｄ、（ｎ）を算出する。

一方、ディジタル相関器１４から得られた２つの相関時
系列データｄ＋、ｄｏは反復周期抽出部１８に与えられ
、乗算器４４．４６でそれぞれ二乗された後に加算器４
８で加算されての２乗和Ｒ（ｎ）　”＝ｄ＋　２　＋ｄ
、　２ に基づき、反復周期内で相関ピーク値が得られるタイミ
ングを統計的に検出する。このタイミング検出は、反復
型積分器５０．メモリ５２、最大値決定回路５４、閾値
検出器５６及び干渉除去回路５８を備えた回路部６０で
実現される。

更に反復周期抽出部１８の抽出タイミングに一致するず
れ推定及び相関演算部１６からの自己相関時系列データ
ｄ＋（ｎ）の値に基づいてデータビットを決定するデー
タ決定回路２０が設けられる。

次に第１図の各回路部の動作原理を作用と共に詳細に説
明する。

まずデータｄ　（ｔ）が２相シフトキーイング（Ｂ　Ｐ
　Ｓ　Ｋ）であるとき、一般に直接スペクトラム拡散変
調による信号５（ｔ）は次式で表わすことができる。

Ｓ（＋）− ｄ（１）　　・ＰＮ（１１・ｃｏｓ　　（２πｆｃｔ＋
φ）ここで、ｆｃはキャリヤ周波数、φはその位相、Ｐ
Ｎ　（ｔ）はＰＮコード信号である。

雑音や干渉によって悪化した受信信号は、送信キャリヤ
周波数と同じに調節された局部発振器２２からの固定基
準周波数を持つ２つの直交信号（同相；　Ｉ−ｃｈ、ｙ
ｒ／２移相；Ｑ−ｃｈ）によって掛は合され、ベースバ
ンド帯域の信号に変換される。ここで、基準周波数の同
相信号は送信キャリア信号に対し周波数ずれΔｆを持ち
、且つ位相ずれΔφを持つ。

次に、これら２つのベースバンド復調信号は量子化（サ
ンプル）され、各チャンネルのサンプルデータ Ｓ　＋　　（ｎ　Ｔ　ｓ　） Ｓ、　　（ｎＴｓ） 但し、ｎ＝１．２．　　・・・ としては−旦メモリ１５に記憶される。それ故、メモリ
に格納された信号は周波数ずれΔｆ及び位相ずれΔφに
影響され、各々は次の式で与えられる。

Ｉ−ｃｈ： Ｓｒ　　（ｎＴｓ）＝ｄ（ｎＴｓ）ＰＮ（ｎＴｓ）ｃｏ
ｓ（２πΔＩｎＴｓ＋Δφ）Ｑ−ｃｈ： Ｓｏ　　（＋丁ｔ）＝ｄ（＋＋Ｔｓ）ＰＮ（ｎＴｇ）ｓ
ｉｎ（２πΔｆｎＴｓ十　Δφ）ここで、Ｔｓはサンプ
リング時間であり、Ｙ（ｎＴｓ）を以下Ｙ　（ｎ）とす
る。

次に、これら２つのチャネル信号Ｓ、、Ｓ、はディジタ
ル相関器１４における基準系列とのスライディング相関
演算により自己相関が求められ、系列周期で定まる反復
周期毎に鋭い自己相関ピークを有する自己相関時系列デ
ータが引き出される。

これら自己相関時系列データｄ＋（ｎ）及びｄ。（ｎ）
は次式で与えられる。

ｄ＋　　　（ｎ）　　＝ｄ（ｎ）Ｒ（ｎ）ｃｏｔ（２ｙ
ｒΔＩｎＴｓ＋　Δφ）ｄｏ　　　（ｎ）　　＝ｄ（ｎ
）Ｒ（ｎ）ｓｉｎ（２ｙｒ　Δｆｎ丁＋十　Δφ）ここ
で、Ｒ（ｎ）はＰＮ　（ｔ）の自己相関関数であり、次
式で与えられる各データ反復期間において自己相関ピー
クを有する。

Ｒ（ｎ）＝ΣｐＮ（ｋ）　　−ＰＮ　　（ｋ−ｎ）　　
　　　（２）＃ｔ＝１ ここで、ＭはＰＮコード長（チップ数）であり、Ｎは１
チップ当りのサンプル数である。

次に、（２）式の自己相関の時系列データｄ１（ｎｐｉ
）及びｄ、　　（ｎｐｉ）を使用して、周波数ずれΔｆ
ｅ及び位相ずれΔφｅが推定される。ここでサフックス
ｅは推定による値であることを示す。

即ち、ずれ位相信号Ａ（’ｎｐ＋）は前記（１）式から
次式で与えられる。

Ａ　（ｒＬ＋）・ａ＋ｃｌｘｎ［ｄｏ　　（ｎ、ｌ）　
／ｄ＋　　（ｎｐｌ）　）＝（２πΔｆ　ｎ、、Ｔ　ｓ
十Δφ）　ｍａｄｒ／７この（３）式から明らかなよう
に、ずれ位相信号Ａ（ｎｐｉ）にはデータ成分は含まれ
ておらず、ずれ位相信号Ａ　（ｎｐｉ）は時間（ｎｐ＋
’ｒｓ）のみの関数である。故に、位相ずれ信号Ａ　（
ｎ＋＋）は、周波数ずれΔｆが一定のとき、−π／２か
らπ／２（ラジアン）までの直線性時間関数であ゛る。

第２図は周波数ずれ及び位相ずれがある場合の位相ずれ
信号Ａ（ｎｐｌ）を表わす。

しかし、Ａ　（ｎｉｌ）は第２図に示すように周期性の
ため、位相ジャンプ±πを持つ。そこで第２図に示すよ
うなジャンプ検知に対し最小平均二乗法（ＬＭＳ）によ
りＡ　（ｎｐｉ）が計算修正され、Ａ　（ｎｉｌ）の傾
きとしての周波数ずれΔｆｅ及び水平軸の零交差位置と
しての位相ずれΔφｅが求められる。即ち、ジャンプ検
知において、ｌ　Ａ　（ｎｐ、）　−Ａ　（ｎ、、−］
）　　ｌ≧０．９８Ｘ　（π／２）のとき、Ａ　（ｎｐ
ｉ）は次式で修正される。

Ａ　（ｎ　ｐ　ｌ）　＝　Ａ　（ｎ　ｐ　＋　）±π　
　　　　　　（４）ここで、Ａ　（ｎｉｌ）は　Ａ　（
ｎｐｌ）　＝Ａ　（ｎ。

−１４Ｍ−Ｎ） で与えられる第１番自己相関ピークを有するずれ位相信
号である。

時間関数でなるＡ（ｎｐｉ）に含まれている位相ジャン
プ±πは第２図に表わすように除去され、第３図に示す
直線性時間関数Ａ　（ｎｐｌ）　、即ち推定された位相
線が導き出される。第３図は周波数ずれΔｆ１位相ずれ
Δφ及び位相ずれ信号Ａ（ｎｐｉ）の関係を表わし、こ
の推定された線Ａ　（ｎｐ）から推定された周波数ずれ
△ｆｅ及びΔφｅが検出される。

このように周波数ずれΔｆｅ及び位相ズレΔφｅが推定
できたならば、次にΔｆｅ及びΔφｅを用いて入力した
自己相関の時系列データを次式に従って復調する。即ち
、周波数ずれΔｆｅ及び位相ずれΔφｅがないときの自
己相関の時系列ブタを求める。

Ｉ−ｃｈ： ｄ＋　　（ｎ、ｔ）　＝ｄ＋　　（ｎｐｌ）　ｃｏｓ（
２πΔｔｅｎＩ、、Ｔｓ＋△φｅ　＋ｄｏ　　（ｎｐｌ
）　ｔｉｎ（２ｙｒ△ｔｅｎ、、Ｔ＋＋Δφｅ） Ｑ−ａｈ： ｄｏ　　（ｎｐｌ）　・−ｄ＋　　（ｎ、ｔ）ｓｉｎ（
２πΔｔｅｎ□Ｔｓ＋Δφｅ　十＋　ｄ　ｇ　　（ｎ　
ｐ＋）　Ｃｏ５（２πΔｆｅｎ、、Ｔｓ十Δφｅ） ここでΔｆｅ＝Δｆ及びΔφｅ＝Δφのとき、（５）式
は次式で与えられる。

Ｉ　　ｃｈ　：　ｄ＋　　（ｎｐｌ）　＝ｄ　（ｎｐｌ
）Ｑ−ｃｈ　：　ｄｏ　　（ｎｐｌ）　＝０　　　　　
　　　　（６）従って（６）式から入力した自己相関の
時系列データａ　（ｎ＋＋）はＩチャンネルで復調され
る。

勿論、Ｑチャネル側で復調してもよい。

次に反復周期抽出部１８の動作を詳細に説明する。

本発明の復調器にあっては、周波数及び位相ののずれを
推定するために相関ピーク値が得られるパルスタイミン
グｎ、を検出する必要がある。しかし、雑音及び干渉の
存在下でピークタイミングｎ、を正確に検出をするのは
容易なことでない。

即ち、雑音及び干渉によって望ましくない相互相関のよ
うなパルスが発生し、偽のタイミング検知が発生するか
らである。そこで本発明の復調器では反復積分器５０を
使用して正しいピークタイミングの検出を可能とする。

まず、 Ｒ（ｎ）　２＝ｄ＋　　（ｎ）　２＋ｄ、（ｎ）　２を
求める。このＲ（ｎ）　２は各データの反復周期におい
て、鋭い自己相関ピークを与える時間関数である。第１
図に示した加算器６２と遅延回路６４で成る反復積分器
５０で、時系列データＲ（ｎ）２を各データの反復周期
毎に加算して積分値Ｘ（ｎ）としてメモリ５２に記憶さ
れる。メモリ５２に記憶される積分値Ｘ　（ｎ）は、次
式で表わされる。

Ｘ　　（ｎ）＝ΣＲ（ｎ＋に−Ｍ−Ｎ）　　２　　　　
（７）ｋ＝１ ここでＮ２は積分の数（反復）である。

反復周期抽出部１８は、閾値検出器５６によるしきい値
の決定、干渉除去回路５８による干渉タイミングの除去
を考慮したピークタイミングｎｐの決定を最大値決定回
路５４で行う。即ち、メモリ５２に格納された反復積分
値Ｘ　（ｎ）のみによってピークタイミングｎｐを決定
することは、狭帯域干渉によって引き起こされる擬似的
なピークタイミングの存在することから困難である。

第４図は時系列データＲ（ｎ）　２の時間変化を示して
いるが、遅延回路６４の遅延時間Ｔｄで決まる反復周期
毎のピークタイミング以外に狭帯域干渉による擬似ピー
クタイミングが生ずる。

このような擬似的に生じた閾値以上の値をもつピークタ
イミングについては、出現率が５０％より少ない場合に
は、そのピークタイミングは干渉によるものとし除去さ
れる。

第５図は反復積分器５０、メモリ５２及び最大値決定回
路５４の動作を示し、時系列データＲ（ｎ）２を遅延時
間Ｔｄで決まる反復周期毎に累積加算することでメモリ
５２の積分値Ｘ　（ｎ）の周期Ｔｄ内のピークタイミン
グｎＴを決定することができる。

第６図（ａ）は反復数ＮがＮ＝５０のときのＳＮＲ対タ
イミング検知確率特性を示し、十分に満足できる結果を
得ている。第６図（ｂ）は狭帯域干渉の存在下における
ＳＮＲ対タイミング決定確率特性を示し、この場合にも
十分な耐干渉性能を有することがわかる。

次に本発明の復調器のシュミレーションによる性能試験
の結果を示す。

まずシュミレーションの条件は次の通りである。

（ａ）変調方式：　ＤＳ−ＢＰＳＫ （ｂ）ＰＮコード長　：６３ビットＭ系列（ｃよチップ
レートｆｅ　　：ｆｓ／４（ｄ）データシンボルレート
Ｉｄ　：　ｆ　ｓ　／　（４＋６３）（ｅ）周波数のず
れΔｆ：ｆｄ／１６ （ｆ）初期位相のずれΔφニー０．５ラジアンここにｆ
ｓはサンプリング周波数である。

［キャリア及び位相の推定コ 第７図はＳＮＲ対推対局定周波数エラー特性を表わし、
第８図はＳＮＲ対推定位相ずれエラー特性を表わす。両
推定とも、ＳＮＲが一８ｄＢ以上の場合には極く小さい
。これはこれらのずれを正確に推定することができ、入
力データをコヒーレントに復調することができるという
ことを表わす。

しかし、ＳＮＲが一９ｄＢより小さいときには、両推定
エラーは増加する。最小二乗法（ＬＭＳ）を使用してず
れ位相信号Ａ（ｎｐｌ） を正確に推定するということは困難である。

その上さらに、たとえ狭帯域干渉が存在したとしても、
これは同様に両ずれを正確に推定することができるとい
うことを表わしている。

［ピットエラーレート特性］ 第９図はＳＮＲ対ＢＥＲ（ピットエラーレート）り大き
い雑音及び干渉に対して優秀な成績を有するということ
を表わす。特に、ＳＮＲが一７ｄＢより大きいと、ＢＥ
Ｒは極端に減少する。この結果は第７，８図の推定エラ
ー特性の結果に略合致する。第１０図はＳＮＲが一７ｄ
Ｂのときの周波数ずれ対ＢＥＲ特性を表わす。第１０図
は周波数ずれΔｆがｆ　ｄ／１２より小さいときによい
結果を与えるということを示す。しかし、周波数ずれが
ｆ　ｄ／１０より大きいときは劣化する。それは位相ジ
ャンプを検知して両ずれを推定するのが困難だからであ
る。

［発明の効果］ 以上説明したように本発明によれば、初期捕捉回路、プ
リアンプルコード及びキャリヤ回復回路を使用すること
なく受信信号を全てコヒーレントに復調することができ
、データ送信効率を大幅に向上できる。。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例構成図； 第２，３図は送信キャリア信号と復調局発信号との周波
数ズレ及び位相ずれを推定する特性曲線説明図： 第４図は本発明のピークタイミング検出に使用される時
系列データＲ（ｎ）　２の説明図；第５図は本発明の反
復積分によるピークタイミング検出処理の説明図； 第６図は本発明のＳＮＲに対するタイミング検知の確率
を示した説明図； 第７図は本発明のＳＮＨに対する周波数ずれΔｆの推定
エラー説明図； 第８図は本発明のＳＮＲに対する位相ずれ△φの推定エ
ラー説明図； 第９図は本発明のＳＮＲに対するＢＥＲの説明図；第１
０図は本発明の周波数ずれエラーに対するＢＥＲ特性の
説明図である。 図中、 １０：復調部 １２ニブロック記憶部 １４：相関演算部（ディジタル相関器）１６：ずれ推定
及び相関演算部 １５．５２：メモリ １８・反復周期抽出部 ２０・データ決定部（回路） ２２、局部発振器 ２４、．２８・乗算器 ２６：移相器 ３０．３２：ローバスフィルタ（ＬＰＦ）３４．３６＋
Ａ／Ｄ変換器 ３８：位相ずれ演算器 ４０：周波数ずれ推定及びデータ相関器４２：位相ずれ
推定及びデータ相関器 ４４．４６：乗算器 ４８．６２：加算器 ５０：反復積分器 ５４：最大値決定回路 ５６二閾値検出器 ５８：干渉除去回路 ６４：遅延回路

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）パケットデータのビット値に対応した所定系列長
   の擬似ランダム系列によりキャリア信号をスペクトラム
   拡散変調して送信し、該送信信号からデータビット値を
   復調するスペクトラム拡散通信用復調器に於いて、 送信キャリア周波数とほぼ同じ周波数に調整された基準
   局発信号と同相信号を使用して受信信号からベースバン
   ド帯域の第１チャネル信号（Ｓ＿Ｉ）を復調すると共に
   、前記基準局発信号から所定位相ずれた移相信号を使用
   して受信信号からベースバンド帯域の第２チャネル信号
   （Ｓ＿Ｑ）を復調する復調部と； 該復調手段から得られた２つのチャネル信号（Ｓ＿Ｉ、
   Ｓ＿Ｑ）をサンプリングした後にディジタル信号に変換
   して１パケットデータ分の信号を記憶するブロック記憶
   部と； 該ブロック記憶部に記憶された２つのチャネル信号（Ｓ
   ＿Ｉ、Ｓ＿Ｑ）と基準系列とのスライディング相関演算
   により自己相関の時系列データ（ｄ＿Ｉ、ｄ＿Ｑ）をそ
   れぞれ算出する相関演算部と；該相関演算部の相関時系
   列データ（ｄ＿Ｉ、ｄ＿Ｑ）に基づいて送信キャリア信
   号と復調基準局発信号との周波数ずれ（Δｆ）及び位相
   ずれ（Δφ）を推定し、該推定値を用いて周波数ずれ及
   び位相ずれがない状態でのいずれか一方のチャネル信号
   の自己相関時系列データを算出するずれ推定及び相関演
   算部と； 前記相関演算部から得られた２つの相関時系列データ（
   ｄ＿Ｉ、ｄ＿Ｑ）の２乗和に基づいて反復周期内で相関
   ピーク値が得られるタイミングを統計的に検出する反復
   周期抽出部と； 該パルスタイミング抽出手段の抽出タイミングに一致す
   る前記ずれ推定及び相関演算部からの相関時系列データ
   の値に基づいてデータビットを決定するデータ決定部と
   ； を備えたことを特徴とするスペクトラム拡散復調器。