JPH0984362A - Ｐｗｍ制御インバータ装置及びｐｗｍ制御方法 - Google Patents
Ｐｗｍ制御インバータ装置及びｐｗｍ制御方法Info
- Publication number
- JPH0984362A JPH0984362A JP7237015A JP23701595A JPH0984362A JP H0984362 A JPH0984362 A JP H0984362A JP 7237015 A JP7237015 A JP 7237015A JP 23701595 A JP23701595 A JP 23701595A JP H0984362 A JPH0984362 A JP H0984362A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- current
- inverter
- inverter output
- pwm
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＰＷＭインバータ装置の出力電圧を短絡防止
期間に基づく誤差電圧で補正するときの補正量を適切に
して、インバータ出力電流が歪んで不安定になることを
防止する。 【解決手段】 上下アーム短絡防止期間生成部２９によ
り設定された上下アーム短絡防止期間とＰＷＭキャリア
周波数と直流電圧とを用いて算出した誤差電圧によりイ
ンバータ出力電圧を補正する電圧補正手段２７Ａが、イ
ンバータ出力電流の絶対値が所定値より大きいときはイ
ンバータ出力電流の極性に応じてインバータ出力電圧を
補正し、インバータ出力電流の絶対値が所定値より小さ
いときはインバータ出力電圧の極性に応じてインバータ
出力電圧を補正するＰＷＭ制御インバータ装置におい
て、ＰＷＭキャリア周波数を設定するＰＷＭキャリア設
定手段３２が誤差電圧とインバータ出力電圧との比を一
定に保つようにＰＷＭキャリア周波数を変化させる。
期間に基づく誤差電圧で補正するときの補正量を適切に
して、インバータ出力電流が歪んで不安定になることを
防止する。 【解決手段】 上下アーム短絡防止期間生成部２９によ
り設定された上下アーム短絡防止期間とＰＷＭキャリア
周波数と直流電圧とを用いて算出した誤差電圧によりイ
ンバータ出力電圧を補正する電圧補正手段２７Ａが、イ
ンバータ出力電流の絶対値が所定値より大きいときはイ
ンバータ出力電流の極性に応じてインバータ出力電圧を
補正し、インバータ出力電流の絶対値が所定値より小さ
いときはインバータ出力電圧の極性に応じてインバータ
出力電圧を補正するＰＷＭ制御インバータ装置におい
て、ＰＷＭキャリア周波数を設定するＰＷＭキャリア設
定手段３２が誤差電圧とインバータ出力電圧との比を一
定に保つようにＰＷＭキャリア周波数を変化させる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、インバータ装置
の出力電圧における短絡防止期間に起因する出力電圧誤
差を補正する出力電圧誤差補正機能を備えたＰＷＭ制御
インバータ装置及びＰＷＭ制御方法に関するものであ
る。
の出力電圧における短絡防止期間に起因する出力電圧誤
差を補正する出力電圧誤差補正機能を備えたＰＷＭ制御
インバータ装置及びＰＷＭ制御方法に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】図１１は特開平５−１８４１５７号公報
に記載の出力電圧誤差補正装置を有するＰＷＭ制御イン
バータ装置の概略構成を示すブロック図である。図にお
いて、２０はダイオードと組み合わせたトランジスタを
ブリッジ接続することにより形成したインバータ主回
路、２１は交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ、
２２は直流電圧を平滑するコンデンサ、２３はインバー
タ主回路２０の出力側に接続された誘導電動機、２４は
インバータ主回路２０の出力側に設けた出力電流を検出
する電流検出器、２５は周波数指令に基づいてインバー
タ主回路の出力周波数、電圧を計算する出力周波数／電
圧計算手段、２６は電流検出器２４で検出された出力電
流からその極性を判定する電流極性判別手段、２７は計
算で予め得られた出力電圧をコンバータ２１の直流電圧
から計算した誤差電圧と電流極性判別手段２６との出力
に基づいて補正する電圧補正手段であり、上記出力周波
数／電圧計算手段２５、電流極性判別手段２６及び電圧
補正手段２７は予めソフトウェアにて構成されマイクロ
コンピュータに格納されている。
に記載の出力電圧誤差補正装置を有するＰＷＭ制御イン
バータ装置の概略構成を示すブロック図である。図にお
いて、２０はダイオードと組み合わせたトランジスタを
ブリッジ接続することにより形成したインバータ主回
路、２１は交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ、
２２は直流電圧を平滑するコンデンサ、２３はインバー
タ主回路２０の出力側に接続された誘導電動機、２４は
インバータ主回路２０の出力側に設けた出力電流を検出
する電流検出器、２５は周波数指令に基づいてインバー
タ主回路の出力周波数、電圧を計算する出力周波数／電
圧計算手段、２６は電流検出器２４で検出された出力電
流からその極性を判定する電流極性判別手段、２７は計
算で予め得られた出力電圧をコンバータ２１の直流電圧
から計算した誤差電圧と電流極性判別手段２６との出力
に基づいて補正する電圧補正手段であり、上記出力周波
数／電圧計算手段２５、電流極性判別手段２６及び電圧
補正手段２７は予めソフトウェアにて構成されマイクロ
コンピュータに格納されている。
【０００３】また、２８は補正された出力電圧に応じた
ＰＷＭを生成するＰＷＭ波形生成部、２９は上記ＰＷＭ
波形生成部２８の出力に基づいてインバータ主回路２０
の上下アーム短絡防止時間を設定する上下アーム短絡防
止期間生成部で、この各生成部はゲートアレイで構成さ
れている。
ＰＷＭを生成するＰＷＭ波形生成部、２９は上記ＰＷＭ
波形生成部２８の出力に基づいてインバータ主回路２０
の上下アーム短絡防止時間を設定する上下アーム短絡防
止期間生成部で、この各生成部はゲートアレイで構成さ
れている。
【０００４】次に、上記従来例の動作を図１２〜図１４
を参照して説明する。コンバータ２１に入力した交流電
圧は直流電圧に変換され、コンデンサ２２により平滑さ
れて、インバータ主回路２０に入力される。インバータ
主回路２０では上下アーム短絡防止期間生成部２９から
出力される駆動信号に基づいてブリッジ接続されたトラ
ンジスタが駆動し、直流電圧を所定の周波数、電圧を有
する交流電圧に変換して誘導電動機２３に印加する。
を参照して説明する。コンバータ２１に入力した交流電
圧は直流電圧に変換され、コンデンサ２２により平滑さ
れて、インバータ主回路２０に入力される。インバータ
主回路２０では上下アーム短絡防止期間生成部２９から
出力される駆動信号に基づいてブリッジ接続されたトラ
ンジスタが駆動し、直流電圧を所定の周波数、電圧を有
する交流電圧に変換して誘導電動機２３に印加する。
【０００５】このとき、インバータ主回路２０の出力電
流を電流検出器２４で検出し、その出力を電流極性判別
手段２６に入力する。一方、図１２に示すように出力周
波数／電圧計算手段２５は、周波数指令を受け取ると
（Ｓ７１）、その指令値をインバータ主回路２０の出力
周波数ｆOUT とし（Ｓ７２）、この出力周波数ｆOUT を
基に出力電圧／出力周波数が一定となるように出力電圧
ＶOUT を計算する（Ｓ７３）。
流を電流検出器２４で検出し、その出力を電流極性判別
手段２６に入力する。一方、図１２に示すように出力周
波数／電圧計算手段２５は、周波数指令を受け取ると
（Ｓ７１）、その指令値をインバータ主回路２０の出力
周波数ｆOUT とし（Ｓ７２）、この出力周波数ｆOUT を
基に出力電圧／出力周波数が一定となるように出力電圧
ＶOUT を計算する（Ｓ７３）。
【０００６】また、電圧補正手段２７は、図１４に示す
ように、まず計算された出力電圧ＶOUT を出力周波数／
電圧計算手段２５から受け取り（Ｓ８１）、一方、イン
バータ主回路２０に対応して予め設定された上下アーム
短絡防止期間Ｔｂと、キャリア周波数ｆC と、直流電圧
ＶDCとから、誤差電圧ΔＶをΔＶ＝Ｔｂ×ＶDC×ｆCと
して計算する（Ｓ８２）。そして、インバータ主回路２
０の出力電流を電流検出器２４で検出し、その出力を電
流極性判別手段２６に入力する。電流極性判別手段２６
では出力電流の絶対値が予め所定の値に設定された閾値
Δｉより小さいか否かを判別する（Ｓ８３）。ここで、
出力電流の絶対値が閾値よりも大きいと判別したときに
は、電流の極性を判別する（Ｓ８７）。出力電流の極性
が正と判別されると、電圧補正手段２７にて電圧指令Ｖ
OUT に電圧誤差ΔＶを加えてＶ’OUT を実際の出力電圧
とする（Ｓ８８）。反対に、出力電流の極性が負と判別
されると、電圧指令ＶOUT から電圧誤差ΔＶを引いて
Ｖ’OUT を実際の出力電圧とする（Ｓ８９）。
ように、まず計算された出力電圧ＶOUT を出力周波数／
電圧計算手段２５から受け取り（Ｓ８１）、一方、イン
バータ主回路２０に対応して予め設定された上下アーム
短絡防止期間Ｔｂと、キャリア周波数ｆC と、直流電圧
ＶDCとから、誤差電圧ΔＶをΔＶ＝Ｔｂ×ＶDC×ｆCと
して計算する（Ｓ８２）。そして、インバータ主回路２
０の出力電流を電流検出器２４で検出し、その出力を電
流極性判別手段２６に入力する。電流極性判別手段２６
では出力電流の絶対値が予め所定の値に設定された閾値
Δｉより小さいか否かを判別する（Ｓ８３）。ここで、
出力電流の絶対値が閾値よりも大きいと判別したときに
は、電流の極性を判別する（Ｓ８７）。出力電流の極性
が正と判別されると、電圧補正手段２７にて電圧指令Ｖ
OUT に電圧誤差ΔＶを加えてＶ’OUT を実際の出力電圧
とする（Ｓ８８）。反対に、出力電流の極性が負と判別
されると、電圧指令ＶOUT から電圧誤差ΔＶを引いて
Ｖ’OUT を実際の出力電圧とする（Ｓ８９）。
【０００７】また、上記ステップＳ８３において、電流
極性判別手段２６にて出力電流の絶対値が閾値Δｉより
小さいと判別されると、電流極性は無視して、電圧指令
ＶOU T の極性を電圧補正手段２７にて判別する（Ｓ８
４）。電圧指令の極性が正と判別されると、電圧補正手
段２７にて電圧指令ＶOUT に電圧誤差ΔＶを加えてＶ’
OUT を実際の出力電圧とする（Ｓ８６）。反対に、電圧
指令の極性が負と判別されると、電圧補正手段２７にて
電圧指令ＶOUT から電圧誤差ΔＶを引いてＶ’OU T を実
際の出力電圧とする（Ｓ８５）。
極性判別手段２６にて出力電流の絶対値が閾値Δｉより
小さいと判別されると、電流極性は無視して、電圧指令
ＶOU T の極性を電圧補正手段２７にて判別する（Ｓ８
４）。電圧指令の極性が正と判別されると、電圧補正手
段２７にて電圧指令ＶOUT に電圧誤差ΔＶを加えてＶ’
OUT を実際の出力電圧とする（Ｓ８６）。反対に、電圧
指令の極性が負と判別されると、電圧補正手段２７にて
電圧指令ＶOUT から電圧誤差ΔＶを引いてＶ’OU T を実
際の出力電圧とする（Ｓ８５）。
【０００８】上記のように、電流の絶対値が閾値より小
さい場合、つまり電流が０を通るあたりで電流の極性を
見ないため、電流が０のあたりでチャタリングしても無
視し、電圧誤差ΔＶを加えるか引くかを図１３に示すよ
うに確定している。
さい場合、つまり電流が０を通るあたりで電流の極性を
見ないため、電流が０のあたりでチャタリングしても無
視し、電圧誤差ΔＶを加えるか引くかを図１３に示すよ
うに確定している。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】従来の出力電圧誤差補
正機能を備えたＰＷＭ制御インバータ装置及びＰＷＭ制
御方法は、以上のように構成されているので、インバー
タの出力周波数が低い場合には出力電圧も小さくなるに
もかかわらず、誤差電圧はΔＶ＝Ｔｂ×ＶDC×ｆC で一
定のため、相対的に誤差電圧が過大になり、出力波形が
歪み、出力が不安定になるという問題点があった。
正機能を備えたＰＷＭ制御インバータ装置及びＰＷＭ制
御方法は、以上のように構成されているので、インバー
タの出力周波数が低い場合には出力電圧も小さくなるに
もかかわらず、誤差電圧はΔＶ＝Ｔｂ×ＶDC×ｆC で一
定のため、相対的に誤差電圧が過大になり、出力波形が
歪み、出力が不安定になるという問題点があった。
【００１０】特に回生時においては、出力電圧と出力電
流との位相差が１８０度近くになるため、出力電流の極
性に応じて誤差電圧を補正した場合には、誤差電圧の補
正方向は、出力電圧と出力電流との位相差が０度に近い
力行時の場合と異なって、逆に出力電圧を減少させる方
向に補正することになり、出力電圧の波形がより歪み易
いという欠点があった。
流との位相差が１８０度近くになるため、出力電流の極
性に応じて誤差電圧を補正した場合には、誤差電圧の補
正方向は、出力電圧と出力電流との位相差が０度に近い
力行時の場合と異なって、逆に出力電圧を減少させる方
向に補正することになり、出力電圧の波形がより歪み易
いという欠点があった。
【００１１】この発明は、上記のような問題点を解決す
るためになされたもので、インバータ装置の出力電圧誤
差を適性に補正することができるＰＷＭ制御インバータ
装置及びＰＷＭ制御方法を得ることを目的としている。
るためになされたもので、インバータ装置の出力電圧誤
差を適性に補正することができるＰＷＭ制御インバータ
装置及びＰＷＭ制御方法を得ることを目的としている。
【００１２】
【課題を解決するための手段】この発明に係わるＰＷＭ
制御インバータ装置においては、上下アーム短絡防止期
間生成部により設定された上下アーム短絡防止期間とＰ
ＷＭキャリア周波数と直流電圧とを用いて算出した誤差
電圧によりインバータ出力電圧を補正する電圧補正手段
が、インバータ出力電流の絶対値が所定値より大きいと
きはインバータ出力電流の極性に応じてインバータ出力
電圧を補正し、インバータ出力電流の絶対値が所定値よ
り小さいときはインバータ出力電圧の極性に応じてイン
バータ出力電圧を補正するＰＷＭ制御インバータ装置に
おいて、ＰＷＭキャリア周波数を設定するＰＷＭキャリ
ア設定手段を備え、このＰＷＭキャリア設定手段は、誤
差電圧とインバータ出力電圧との比を一定に保つように
ＰＷＭキャリア周波数を変化させるものである。
制御インバータ装置においては、上下アーム短絡防止期
間生成部により設定された上下アーム短絡防止期間とＰ
ＷＭキャリア周波数と直流電圧とを用いて算出した誤差
電圧によりインバータ出力電圧を補正する電圧補正手段
が、インバータ出力電流の絶対値が所定値より大きいと
きはインバータ出力電流の極性に応じてインバータ出力
電圧を補正し、インバータ出力電流の絶対値が所定値よ
り小さいときはインバータ出力電圧の極性に応じてイン
バータ出力電圧を補正するＰＷＭ制御インバータ装置に
おいて、ＰＷＭキャリア周波数を設定するＰＷＭキャリ
ア設定手段を備え、このＰＷＭキャリア設定手段は、誤
差電圧とインバータ出力電圧との比を一定に保つように
ＰＷＭキャリア周波数を変化させるものである。
【００１３】また、ＰＷＭキャリア設定手段は、誤差電
圧がインバータ出力電圧より小さいときはＰＷＭキャリ
ア周波数をその値に保ち、誤差電圧がインバータ出力電
圧より大きくなるときは誤差電圧とインバータ出力電圧
との比を一定に保つようにＰＷＭキャリア周波数を変化
させるものである。
圧がインバータ出力電圧より小さいときはＰＷＭキャリ
ア周波数をその値に保ち、誤差電圧がインバータ出力電
圧より大きくなるときは誤差電圧とインバータ出力電圧
との比を一定に保つようにＰＷＭキャリア周波数を変化
させるものである。
【００１４】また、電流検出器からの電流をトルク分電
流と励磁分電流とに分ける電流変換手段を備え、電圧補
正手段は、この電流変換手段からのトルク分電流及び励
磁分電流の少なくとも一方に比例させて、誤差電圧を変
化させるものである。
流と励磁分電流とに分ける電流変換手段を備え、電圧補
正手段は、この電流変換手段からのトルク分電流及び励
磁分電流の少なくとも一方に比例させて、誤差電圧を変
化させるものである。
【００１５】また、電圧補正手段は、電流変換手段から
のトルク分電流が正の場合と負の場合とにおいて誤差電
圧を異ならせると共に、トルク分電流の正と負の境界付
近においては誤差電圧を前記トルク分電流に比例して変
化させるものである。
のトルク分電流が正の場合と負の場合とにおいて誤差電
圧を異ならせると共に、トルク分電流の正と負の境界付
近においては誤差電圧を前記トルク分電流に比例して変
化させるものである。
【００１６】また、電圧補正手段は、電流変換手段から
のトルク分電流が負の場合でかつ励磁分電流が所定値以
下のとき、誤差電圧を励磁分電流に比例して変化させる
ものである。
のトルク分電流が負の場合でかつ励磁分電流が所定値以
下のとき、誤差電圧を励磁分電流に比例して変化させる
ものである。
【００１７】また、インバータ出力電流の平均値を算出
する電流校正手段を備え、この電流校正手段はインバー
タが出力遮断状態のときのインバータ出力電流の平均値
をゼロ点としてインバータ出力電流を校正するものであ
る。
する電流校正手段を備え、この電流校正手段はインバー
タが出力遮断状態のときのインバータ出力電流の平均値
をゼロ点としてインバータ出力電流を校正するものであ
る。
【００１８】また、電流校正手段は、インバータが出力
遮断状態のとき、インバータ装置の電源投入直後の場合
にはその時から所定時間の間インバータ出力電流の平均
値を算出し、インバータ装置の電源停止直後の場合には
その時から所定時間経過後にインバータ出力電流の平均
値の算出を開始するものである。
遮断状態のとき、インバータ装置の電源投入直後の場合
にはその時から所定時間の間インバータ出力電流の平均
値を算出し、インバータ装置の電源停止直後の場合には
その時から所定時間経過後にインバータ出力電流の平均
値の算出を開始するものである。
【００１９】また、電流校正手段は、インバータが出力
遮断状態でないときのインバータ出力電流の平均値から
インバータが出力遮断状態のときのインバータ出力電流
の平均値を差し引いたインバータ出力電流の校正平均値
を算出し、電圧補正手段は、このインバータ出力電流の
校正平均値が所定値より大きいときは誤差電圧をインバ
ータ出力電流の校正平均値に比例して変化させるもので
ある。
遮断状態でないときのインバータ出力電流の平均値から
インバータが出力遮断状態のときのインバータ出力電流
の平均値を差し引いたインバータ出力電流の校正平均値
を算出し、電圧補正手段は、このインバータ出力電流の
校正平均値が所定値より大きいときは誤差電圧をインバ
ータ出力電流の校正平均値に比例して変化させるもので
ある。
【００２０】更に、電流検出器からの電流をトルク分電
流と励磁分電流とに分ける電流変換手段を備え、電圧補
正手段は、この電流検出器からのトルク分電流が負のと
き、誤差電圧をインバータ出力電流の校正平均値に比例
して変化させるものである。
流と励磁分電流とに分ける電流変換手段を備え、電圧補
正手段は、この電流検出器からのトルク分電流が負のと
き、誤差電圧をインバータ出力電流の校正平均値に比例
して変化させるものである。
【００２１】そして、ＰＷＭ制御方法においては、上下
アーム短絡防止期間とＰＷＭキャリア周波数と直流電圧
とを用いて誤差電圧を生成し、インバータ出力電流の絶
対値が所定値より大きいときはインバータ出力電流の極
性に応じて誤差電圧によりインバータ出力電圧を補正
し、インバータ出力電流の絶対値が所定値より小さいと
きはインバータ出力電圧の極性に応じて誤差電圧により
インバータ出力電圧を補正するＰＷＭ制御方法におい
て、誤差電圧とインバータ出力電圧との比を一定に保つ
ようにＰＷＭキャリア周波数を変化させるものである。
アーム短絡防止期間とＰＷＭキャリア周波数と直流電圧
とを用いて誤差電圧を生成し、インバータ出力電流の絶
対値が所定値より大きいときはインバータ出力電流の極
性に応じて誤差電圧によりインバータ出力電圧を補正
し、インバータ出力電流の絶対値が所定値より小さいと
きはインバータ出力電圧の極性に応じて誤差電圧により
インバータ出力電圧を補正するＰＷＭ制御方法におい
て、誤差電圧とインバータ出力電圧との比を一定に保つ
ようにＰＷＭキャリア周波数を変化させるものである。
【００２２】
実施の形態１．この発明の実施の形態の図について説明
する。図１は、第１の実施の形態による出力電圧誤差補
正装置を有するＰＷＭ制御インバータ装置の概略構成を
示すブロック図である。図において、３０は検出した電
流値をデジタル値に変換するアナログ／デジタル変換部
であり、３１はアナログ／デジタル変換部３０によって
数値化された三相電流を励磁分電流とトルク分電流への
変換演算を行う電流変換手段であるところの電流三相／
二相変換手段、３２はＰＷＭキャリア周波数を設定する
ＰＷＭキャリア設定手段、３３は出力周波数／電圧計算
手段２５にて計算される出力電圧を三相分の電圧に変換
するための三相電圧生成手段である。上記アナログ／デ
ジタル変換部３０はハードウェア回路で構成されてい
る。また、上記電流三相／二相変換手段３１、ＰＷＭキ
ャリア設定手段３２、三相電圧生成手段３３は予めソフ
トウェアにて構成されマイクロコンピュータに格納され
ている。その他の構成は、上記従来技術にて説明した図
の構成と同一である。
する。図１は、第１の実施の形態による出力電圧誤差補
正装置を有するＰＷＭ制御インバータ装置の概略構成を
示すブロック図である。図において、３０は検出した電
流値をデジタル値に変換するアナログ／デジタル変換部
であり、３１はアナログ／デジタル変換部３０によって
数値化された三相電流を励磁分電流とトルク分電流への
変換演算を行う電流変換手段であるところの電流三相／
二相変換手段、３２はＰＷＭキャリア周波数を設定する
ＰＷＭキャリア設定手段、３３は出力周波数／電圧計算
手段２５にて計算される出力電圧を三相分の電圧に変換
するための三相電圧生成手段である。上記アナログ／デ
ジタル変換部３０はハードウェア回路で構成されてい
る。また、上記電流三相／二相変換手段３１、ＰＷＭキ
ャリア設定手段３２、三相電圧生成手段３３は予めソフ
トウェアにて構成されマイクロコンピュータに格納され
ている。その他の構成は、上記従来技術にて説明した図
の構成と同一である。
【００２３】次に、上記実施の形態の動作を図２〜図７
を参照して説明する。コンバータ２１に入力した交流電
圧は直流電圧に変換され、コンデンサ２２により平滑さ
れて、インバータ主回路２０に入力される。インバータ
主回路２０では上下アーム短絡防止期間生成部２９から
出力される駆動信号によりブリッジ接続されたトランジ
スタが駆動され、直流電圧を所定の周波数、電圧を有す
る交流電圧に変換して誘導電動機２３に印加する。
を参照して説明する。コンバータ２１に入力した交流電
圧は直流電圧に変換され、コンデンサ２２により平滑さ
れて、インバータ主回路２０に入力される。インバータ
主回路２０では上下アーム短絡防止期間生成部２９から
出力される駆動信号によりブリッジ接続されたトランジ
スタが駆動され、直流電圧を所定の周波数、電圧を有す
る交流電圧に変換して誘導電動機２３に印加する。
【００２４】電流検出器２４によって得た三相電流はア
ナログ／デジタル変換部３０によってデジタル化され、
マイクロコンピュータに与える。マイクロコンピュータ
内部では、受け取った三相電流を電流三相／二相変換手
段３１によって、トルク分電流ｉ１qと励磁分電流ｉ１d
に変換する。
ナログ／デジタル変換部３０によってデジタル化され、
マイクロコンピュータに与える。マイクロコンピュータ
内部では、受け取った三相電流を電流三相／二相変換手
段３１によって、トルク分電流ｉ１qと励磁分電流ｉ１d
に変換する。
【００２５】一方、出力周波数／電圧計算手段２５は、
読み込まれた周波数指令に基づいて出力周波数ｆOUT と
出力電圧ＶOUT を計算する。そして出力電圧ＶOUT を基
に三相電圧生成手段３３によって三相分の電圧Ｖu ，Ｖ
v ，Ｖw が生成される。
読み込まれた周波数指令に基づいて出力周波数ｆOUT と
出力電圧ＶOUT を計算する。そして出力電圧ＶOUT を基
に三相電圧生成手段３３によって三相分の電圧Ｖu ，Ｖ
v ，Ｖw が生成される。
【００２６】このとき、出力周波数ｆOUT は、同時にＰ
ＷＭキャリア設定手段３２に受け渡される。前述したよ
うに誤差電圧はΔＶ＝Ｔｂ×ＶDC×ｆC であるので、出
力周波数が基底周波数以下では、出力電圧ＶOUT は出力
周波数ｆOUT に比例するため、ＰＷＭキャリア設定手段
３２において、図２に示すように低周波数領域で出力周
波数ｆOUT に対応してキャリア周波数ｆC を下げること
により、出力電圧と誤差電圧の比を一定に保つことがで
きる。
ＷＭキャリア設定手段３２に受け渡される。前述したよ
うに誤差電圧はΔＶ＝Ｔｂ×ＶDC×ｆC であるので、出
力周波数が基底周波数以下では、出力電圧ＶOUT は出力
周波数ｆOUT に比例するため、ＰＷＭキャリア設定手段
３２において、図２に示すように低周波数領域で出力周
波数ｆOUT に対応してキャリア周波数ｆC を下げること
により、出力電圧と誤差電圧の比を一定に保つことがで
きる。
【００２７】また、上記ＰＷＭキャリア設定手段３２に
おいて、出力電圧ＶOUT と誤差電圧ΔＶとの比較を行
い、比較結果に応じてキャリア周波数ｆC を決定する方
法について、図３を用いて説明する。
おいて、出力電圧ＶOUT と誤差電圧ΔＶとの比較を行
い、比較結果に応じてキャリア周波数ｆC を決定する方
法について、図３を用いて説明する。
【００２８】ＰＷＭキャリア設定手段３２は、まず出力
周波数／電圧計算手段２５にて求められた出力電圧Ｖ
OUT と、後述するような方法によって電圧補正手段２７
Ａで求められる誤差電圧ΔＶとを受け取る（Ｓ５１）。
そしてＶOUT とΔＶを比較し（Ｓ５２）、ＶOUT ≧ΔＶ
であればキャリア周波数ｆC は前回の値を保持し変更し
ない。また、ＶOUT ＜ΔＶならばキャリア周波数変更処
理にて、ｆC ’＝ｆC ×ＶOUT ／ΔＶの計算を行い（Ｓ
５３）、キャリア周波数をｆC ’に更新する（Ｓ５
４）。
周波数／電圧計算手段２５にて求められた出力電圧Ｖ
OUT と、後述するような方法によって電圧補正手段２７
Ａで求められる誤差電圧ΔＶとを受け取る（Ｓ５１）。
そしてＶOUT とΔＶを比較し（Ｓ５２）、ＶOUT ≧ΔＶ
であればキャリア周波数ｆC は前回の値を保持し変更し
ない。また、ＶOUT ＜ΔＶならばキャリア周波数変更処
理にて、ｆC ’＝ｆC ×ＶOUT ／ΔＶの計算を行い（Ｓ
５３）、キャリア周波数をｆC ’に更新する（Ｓ５
４）。
【００２９】図４は、キャリア周波数ｆC を決定するＰ
ＷＭキャリア設定手段３２のブロック図を示す。同図に
おいてＰＷＭキャリア設定手段３２は、出力周波数ｆ
OUT を受け取り、キャリア周波数ｆC を出力する機能、
あるいは出力電圧ＶOUT 、及び誤差電圧ΔＶとを受け取
り、更新されたキャリア周波数ｆC を出力する機能とを
有している。
ＷＭキャリア設定手段３２のブロック図を示す。同図に
おいてＰＷＭキャリア設定手段３２は、出力周波数ｆ
OUT を受け取り、キャリア周波数ｆC を出力する機能、
あるいは出力電圧ＶOUT 、及び誤差電圧ΔＶとを受け取
り、更新されたキャリア周波数ｆC を出力する機能とを
有している。
【００３０】上記のようにして得られたキャリア周波数
ｆC は、電圧補正手段２７Ａ及びＰＷＭ波形生成部２８
へ受け渡される。ここで、図７は図１の電圧補正手段２
７Ａの内部構成を示すブロック図である。電圧補正手段
２７Ａでは、上下アーム短絡防止期間Ｔｂと、キャリア
周波数ｆC と、直流電圧ＶDCと、さらに、係数ｋ設定部
４０にてトルク分電流ｉ１qから求められる係数ｋ、及
び係数ｍ設定部４１にて励磁分電流ｉ１dから求まる係
数ｍから、誤差電圧ΔＶをΔＶ＝ｋ×ｍ×Ｔｂ×ＶDC×
ｆC として計算する。ここで、係数ｋは図５に示すよう
にトルク分電流ｉ１qによって決定される。
ｆC は、電圧補正手段２７Ａ及びＰＷＭ波形生成部２８
へ受け渡される。ここで、図７は図１の電圧補正手段２
７Ａの内部構成を示すブロック図である。電圧補正手段
２７Ａでは、上下アーム短絡防止期間Ｔｂと、キャリア
周波数ｆC と、直流電圧ＶDCと、さらに、係数ｋ設定部
４０にてトルク分電流ｉ１qから求められる係数ｋ、及
び係数ｍ設定部４１にて励磁分電流ｉ１dから求まる係
数ｍから、誤差電圧ΔＶをΔＶ＝ｋ×ｍ×Ｔｂ×ＶDC×
ｆC として計算する。ここで、係数ｋは図５に示すよう
にトルク分電流ｉ１qによって決定される。
【００３１】力行の状態（ｉ１q＞０）において、ｉ１q
＞Ｉａの領域ではｋ＝ｋ1 であるが、ｉ１qが小さくな
れば、回生の状態（ｉ１q＜０）に近くなると判断し、
Ｉｂ≦ｉ１q≦Ｉａの範囲内では、係数ｋをｋ2 まで比
例して減少させる。ここでＩａの値は理想的にはゼロで
良いが、制御上の遅れを考慮すると図５の如くなる。こ
れにより、回生時近傍からは誤差電圧の補正量が減少さ
れ、回生時の誤差電圧の過補正による電流の波形歪みを
防ぐことが可能となる。
＞Ｉａの領域ではｋ＝ｋ1 であるが、ｉ１qが小さくな
れば、回生の状態（ｉ１q＜０）に近くなると判断し、
Ｉｂ≦ｉ１q≦Ｉａの範囲内では、係数ｋをｋ2 まで比
例して減少させる。ここでＩａの値は理想的にはゼロで
良いが、制御上の遅れを考慮すると図５の如くなる。こ
れにより、回生時近傍からは誤差電圧の補正量が減少さ
れ、回生時の誤差電圧の過補正による電流の波形歪みを
防ぐことが可能となる。
【００３２】また、係数ｍは図６に示すように励磁分電
流ｉ１dによって決定される。これは、回生時に誤差電
圧が過補正となり不安定になるとｉ１dが減少するの
で、０≦ｉ１d≦Ｉｃであれば、ｉ１dの減少に比例して
係数ｍを１から０まで減少させる。ただし、係数ｍの補
正はｉ１q＜０の時、即ち回生状態にあると判断した場
合のみである。この係数ｍの補正によって、回生時に誤
差電圧が過補正になりモータが不安定となった場合、同
現象を緩和することができる。
流ｉ１dによって決定される。これは、回生時に誤差電
圧が過補正となり不安定になるとｉ１dが減少するの
で、０≦ｉ１d≦Ｉｃであれば、ｉ１dの減少に比例して
係数ｍを１から０まで減少させる。ただし、係数ｍの補
正はｉ１q＜０の時、即ち回生状態にあると判断した場
合のみである。この係数ｍの補正によって、回生時に誤
差電圧が過補正になりモータが不安定となった場合、同
現象を緩和することができる。
【００３３】本実施の形態においては、図５に示すｋの
値は素子のスイッチング特性に基づいて決められるもの
である。スイッチング特性の立上り時間をＴON、立下り
時間をＴOFF とすると、ｋの値は下式より求められ、 ｋ＝（Ｔｂ＋ＴON−ＴOFF ）／Ｔｂ ｋ2 の値はｋ1 の値の６０〜９０％になる。この値はス
イッチング特性によって定まり、ｋの値をそれ以上下げ
る必要のない点に設定されるのが普通である。そして、
この値は使用する素子によって変化する。
値は素子のスイッチング特性に基づいて決められるもの
である。スイッチング特性の立上り時間をＴON、立下り
時間をＴOFF とすると、ｋの値は下式より求められ、 ｋ＝（Ｔｂ＋ＴON−ＴOFF ）／Ｔｂ ｋ2 の値はｋ1 の値の６０〜９０％になる。この値はス
イッチング特性によって定まり、ｋの値をそれ以上下げ
る必要のない点に設定されるのが普通である。そして、
この値は使用する素子によって変化する。
【００３４】また、図５に示すＩａ，Ｉｂの値は、ｋの
値を急激に変化させないように設定することも重要であ
り、有効な補正の効果を出すためには定格電流の２０％
程度が適当である。また、図６に示すＩｃの値は、定格
電流の１５％程度の値に設定するのが好ましい。
値を急激に変化させないように設定することも重要であ
り、有効な補正の効果を出すためには定格電流の２０％
程度が適当である。また、図６に示すＩｃの値は、定格
電流の１５％程度の値に設定するのが好ましい。
【００３５】誤差電圧ΔＶは、上記のようにして算出さ
れた後、出力電流と出力電圧から各相の極性判別が行わ
れ、三相電圧生成手段３３によって得られた三相電圧Ｖ
u ，Ｖv ，Ｖw に各々加算される。
れた後、出力電流と出力電圧から各相の極性判別が行わ
れ、三相電圧生成手段３３によって得られた三相電圧Ｖ
u ，Ｖv ，Ｖw に各々加算される。
【００３６】ここでｕ相を例にとって説明すると、ｕ相
の出力電圧Ｖu は、電圧極性判別部４２にて正か負かの
極性判別がなされ、正であれば１が、負であれば−１が
誤差電圧極性判別部４３に入力される。また、ｕ相で検
出された出力電流Ｉu は、電流極性判別手段２６でしき
い値Δｉとの大小を比較され、出力電流Ｉu の絶対値が
しきい値よりも小さいと判別したときには、誤差電圧極
性判別部４３に０が入力される。誤差電圧極性判別部４
３は、電流極性判別手段２６から受け取った値が０であ
った場合には、前述の電圧極性判別部４２から入力され
た値を、そのまま誤差電圧の極性として出力する。
の出力電圧Ｖu は、電圧極性判別部４２にて正か負かの
極性判別がなされ、正であれば１が、負であれば−１が
誤差電圧極性判別部４３に入力される。また、ｕ相で検
出された出力電流Ｉu は、電流極性判別手段２６でしき
い値Δｉとの大小を比較され、出力電流Ｉu の絶対値が
しきい値よりも小さいと判別したときには、誤差電圧極
性判別部４３に０が入力される。誤差電圧極性判別部４
３は、電流極性判別手段２６から受け取った値が０であ
った場合には、前述の電圧極性判別部４２から入力され
た値を、そのまま誤差電圧の極性として出力する。
【００３７】他方、電流極性判別手段２６で出力電流Ｉ
u の絶対値がしきい値よりも大きいと判別したときに
は、出力電流Ｉu の極性が正であれば１が、負であれば
−１が誤差電圧極性判別部４３に入力される。誤差電圧
極性判別部４３は、電流極性判別手段２６から受け取っ
た値が１か−１であった場合には、電流極性判別手段２
６から入力された値を、そのまま誤差電圧の極性として
出力する。ここで出力された誤差電圧極性±１は誤差電
圧ΔＶと乗算器４４で乗算がなされた後、加算器４５で
Ｖｕに加算されて最終的な出力電圧Ｖｕ’としてＰＷＭ
波形生成部に受け渡される。また、ｖ相、ｗ相について
も同様の処理が行われる。ここで、図７に示すｓｇｎＩ
は０，＋１，−１のどれかの値をとることを示すもので
ある。
u の絶対値がしきい値よりも大きいと判別したときに
は、出力電流Ｉu の極性が正であれば１が、負であれば
−１が誤差電圧極性判別部４３に入力される。誤差電圧
極性判別部４３は、電流極性判別手段２６から受け取っ
た値が１か−１であった場合には、電流極性判別手段２
６から入力された値を、そのまま誤差電圧の極性として
出力する。ここで出力された誤差電圧極性±１は誤差電
圧ΔＶと乗算器４４で乗算がなされた後、加算器４５で
Ｖｕに加算されて最終的な出力電圧Ｖｕ’としてＰＷＭ
波形生成部に受け渡される。また、ｖ相、ｗ相について
も同様の処理が行われる。ここで、図７に示すｓｇｎＩ
は０，＋１，−１のどれかの値をとることを示すもので
ある。
【００３８】ＰＷＭ波形生成部２８は、こうして得られ
た補正電圧値に応じた信号に基づき、インバータ主回路
２０が正負の各領域において各々かかる所定電圧を出力
するように上下アーム短絡防止期間を生成し、インバー
タ主回路２０に出力する。
た補正電圧値に応じた信号に基づき、インバータ主回路
２０が正負の各領域において各々かかる所定電圧を出力
するように上下アーム短絡防止期間を生成し、インバー
タ主回路２０に出力する。
【００３９】実施の形態２．次に、第２の実施の形態と
して、電流値を正確に検出し、該電流値を用いて前述の
誤差電圧（ΔＶ）の補正係数を修正する方法を示す。図
１０は、第２の実施の形態に基づく出力電圧誤差補正装
置を有するＰＷＭ制御インバータ装置の概略構成を示す
ブロック図である。図において、３４はアナログ／デジ
タル変換部３０から受け取った電流値を校正する電流校
正手段であり、ソフトウェアにて構成されマイクロコン
ピュータに格納されている。その他の構成は、上記第１
の実施の形態を説明した図１の構成と同一である。
して、電流値を正確に検出し、該電流値を用いて前述の
誤差電圧（ΔＶ）の補正係数を修正する方法を示す。図
１０は、第２の実施の形態に基づく出力電圧誤差補正装
置を有するＰＷＭ制御インバータ装置の概略構成を示す
ブロック図である。図において、３４はアナログ／デジ
タル変換部３０から受け取った電流値を校正する電流校
正手段であり、ソフトウェアにて構成されマイクロコン
ピュータに格納されている。その他の構成は、上記第１
の実施の形態を説明した図１の構成と同一である。
【００４０】次に、上記実施の形態の動作を図８，図９
を参照して説明する。コンバータ２１に入力した交流電
圧は直流電圧に変換され、コンデンサ２２により平滑さ
れて、インバータ主回路２０に入力される。インバータ
主回路２０では上下アーム短絡防止期間生成部２９から
出力される駆動信号に基づいてブリッジ接続されたトラ
ンジスタが駆動され、直流電圧を所定の周波数、電圧を
有する交流電圧に変換して誘導電動機２３に印加する。
を参照して説明する。コンバータ２１に入力した交流電
圧は直流電圧に変換され、コンデンサ２２により平滑さ
れて、インバータ主回路２０に入力される。インバータ
主回路２０では上下アーム短絡防止期間生成部２９から
出力される駆動信号に基づいてブリッジ接続されたトラ
ンジスタが駆動され、直流電圧を所定の周波数、電圧を
有する交流電圧に変換して誘導電動機２３に印加する。
【００４１】電流検出器２４によって得た三相電流はア
ナログ／デジタル変換部３０によってデジタル化され、
マイクロコンピュータに与えられる。マイクロコンピュ
ータ内部では、三相電流は、電流校正手段３４を経て、
電流三相／二相変換手段３１に入力され、トルク分電流
ｉ１qと励磁分電流ｉ１dに変換される。
ナログ／デジタル変換部３０によってデジタル化され、
マイクロコンピュータに与えられる。マイクロコンピュ
ータ内部では、三相電流は、電流校正手段３４を経て、
電流三相／二相変換手段３１に入力され、トルク分電流
ｉ１qと励磁分電流ｉ１dに変換される。
【００４２】ここで、電流検出器２４は、温度等の影響
を受け、検出した値にばらつきを生じるため、最初に校
正をしていても、長い時間が経てば電流のゼロ点が変化
し、検出した値に誤差が生じる可能性がある。従って、
電流校正手段３４では、インバータの停止中にアナログ
／デジタル変換部３０から入力されるデジタル値を読み
取り平均して、これを電流のゼロ点として記憶する。
を受け、検出した値にばらつきを生じるため、最初に校
正をしていても、長い時間が経てば電流のゼロ点が変化
し、検出した値に誤差が生じる可能性がある。従って、
電流校正手段３４では、インバータの停止中にアナログ
／デジタル変換部３０から入力されるデジタル値を読み
取り平均して、これを電流のゼロ点として記憶する。
【００４３】しかしながら、インバータ停止直後では、
モータ回転子の二次回路の電流の影響により、マイクロ
コンピュータに入力される値が本来の電流のゼロ点と異
なる期間がある。もし、この期間内にゼロ点の校正を行
ったとすると、ゼロ点のズレによって検出した電流値に
誤差を生じてしまい、誤差電圧の補正にも影響を与えか
ねない。そこで、図９に示すように、まずトランジスタ
のベース遮断等によって、インバータ出力が遮断状態と
なりインバータが停止中であるかどうかを判定し（Ｓ６
１）、停止中ならば、次に電源ＯＮ直後であるかどうか
の判定を行う（Ｓ６２）。そして、電源ＯＮ直後の場合
は、図８の時刻０〜ｔ1 に示すようにインバータが駆動
するまでのｔ1 時間の間ゼロ点の平均を行う（Ｓ６
４）。
モータ回転子の二次回路の電流の影響により、マイクロ
コンピュータに入力される値が本来の電流のゼロ点と異
なる期間がある。もし、この期間内にゼロ点の校正を行
ったとすると、ゼロ点のズレによって検出した電流値に
誤差を生じてしまい、誤差電圧の補正にも影響を与えか
ねない。そこで、図９に示すように、まずトランジスタ
のベース遮断等によって、インバータ出力が遮断状態と
なりインバータが停止中であるかどうかを判定し（Ｓ６
１）、停止中ならば、次に電源ＯＮ直後であるかどうか
の判定を行う（Ｓ６２）。そして、電源ＯＮ直後の場合
は、図８の時刻０〜ｔ1 に示すようにインバータが駆動
するまでのｔ1 時間の間ゼロ点の平均を行う（Ｓ６
４）。
【００４４】また、電源ＯＮ直後でない場合は、図８の
時刻ｔ2 〜ｔ3 に示すようにインバータ停止時刻ｔ2 か
ら時間のカウントを開始し、現在時刻ｔ3 との差（ｔ3
−ｔ2 ）によって求められるインバータ停止からの経過
時間Ｔが、一定時間Δｔを超えたかどうかの判別を行う
（Ｓ６３）。その結果、Ｔ＜Δｔならば、回転子の二次
回路の電流が無くなるまでの時間を考慮してその間は処
理を行わないようにし、Ｔ≧Δｔならば、アナログ／デ
ジタル変換部３０から入力されるデジタル値の平均化を
行い、ゼロ点の校正を行う。これは停止状態を解除して
次に運転を開始するまでの間行うものである（Ｓ６
４）。
時刻ｔ2 〜ｔ3 に示すようにインバータ停止時刻ｔ2 か
ら時間のカウントを開始し、現在時刻ｔ3 との差（ｔ3
−ｔ2 ）によって求められるインバータ停止からの経過
時間Ｔが、一定時間Δｔを超えたかどうかの判別を行う
（Ｓ６３）。その結果、Ｔ＜Δｔならば、回転子の二次
回路の電流が無くなるまでの時間を考慮してその間は処
理を行わないようにし、Ｔ≧Δｔならば、アナログ／デ
ジタル変換部３０から入力されるデジタル値の平均化を
行い、ゼロ点の校正を行う。これは停止状態を解除して
次に運転を開始するまでの間行うものである（Ｓ６
４）。
【００４５】また、インバータ運転中の場合には、電流
校正手段３４は、アナログ／デジタル変換部３０から入
力されたデジタル値から上記のようにして得たゼロ点電
流値をオフセットとして引き去ることにより、電流値を
得ることができる。該電流値は、インバータ出力の周期
の丁度整数分だけ積分した場合、本来ゼロになるはずで
ある。しかし、誤差電圧の補正が過剰の時には、出力電
流波形が乱れ、ゼロ点を中心とする正常な正弦波として
の形を失う。この現象は回生時に顕著となる。この結
果、ｎ周期分の平均はゼロではなくなる。
校正手段３４は、アナログ／デジタル変換部３０から入
力されたデジタル値から上記のようにして得たゼロ点電
流値をオフセットとして引き去ることにより、電流値を
得ることができる。該電流値は、インバータ出力の周期
の丁度整数分だけ積分した場合、本来ゼロになるはずで
ある。しかし、誤差電圧の補正が過剰の時には、出力電
流波形が乱れ、ゼロ点を中心とする正常な正弦波として
の形を失う。この現象は回生時に顕著となる。この結
果、ｎ周期分の平均はゼロではなくなる。
【００４６】そこで、図９に示すように、電流校正手段
３４は、まず運転中の電流値をｎ周期分だけ積分し電流
平均値Ｓを求め（Ｓ６５）、電圧補正手段２７Ｂに受け
渡す。電圧補正手段２７Ｂでは、電流三相／二相変換手
段３１より受け取ったｉ１qの符号を判別し（Ｓ６
６）、ｉ１q≧０ならば、カ行とみなし、誤差電圧の補
正係数Ｋは所定値のまま変更しない（Ｓ６９）。また、
ｉ１q＜０ならば、出力電流波形の乱れ易い回生状態に
あるとみなして、電流平均値Ｓの絶対値と、電流のズレ
に対するしきい値ΔＳとを比較する（Ｓ６７）。そし
て、｜Ｓ｜≦ΔＳならば補正係数Ｋはそのまま変更無し
とするが、｜Ｓ｜＞ΔＳであれば、波形が乱れているも
のとして、補正係数Ｋを｜Ｓ｜に比例して減少させる
（Ｓ６８）。なお、減少させるＫには、下限値を設け、
クランプしてもよい。
３４は、まず運転中の電流値をｎ周期分だけ積分し電流
平均値Ｓを求め（Ｓ６５）、電圧補正手段２７Ｂに受け
渡す。電圧補正手段２７Ｂでは、電流三相／二相変換手
段３１より受け取ったｉ１qの符号を判別し（Ｓ６
６）、ｉ１q≧０ならば、カ行とみなし、誤差電圧の補
正係数Ｋは所定値のまま変更しない（Ｓ６９）。また、
ｉ１q＜０ならば、出力電流波形の乱れ易い回生状態に
あるとみなして、電流平均値Ｓの絶対値と、電流のズレ
に対するしきい値ΔＳとを比較する（Ｓ６７）。そし
て、｜Ｓ｜≦ΔＳならば補正係数Ｋはそのまま変更無し
とするが、｜Ｓ｜＞ΔＳであれば、波形が乱れているも
のとして、補正係数Ｋを｜Ｓ｜に比例して減少させる
（Ｓ６８）。なお、減少させるＫには、下限値を設け、
クランプしてもよい。
【００４７】上記のようにして設定されたＫを用いて、
誤差電圧ΔＶをΔＶ＝Ｋ×Ｔｂ×ＶDC×ｆC として求
め、特に出力電圧波形の乱れ易い回生状態での誤差電圧
の過補正を防ぐことができる。
誤差電圧ΔＶをΔＶ＝Ｋ×Ｔｂ×ＶDC×ｆC として求
め、特に出力電圧波形の乱れ易い回生状態での誤差電圧
の過補正を防ぐことができる。
【００４８】尚、上記実施の形態では、三相誘導電動機
を用いて説明しているが、同期電動機などの他の構成の
交流電動機を用いてもよい。
を用いて説明しているが、同期電動機などの他の構成の
交流電動機を用いてもよい。
【００４９】
【発明の効果】この発明は、以上説明したように構成さ
れているので、以下に記載される様な効果を奏する。
れているので、以下に記載される様な効果を奏する。
【００５０】上下アーム短絡防止期間生成部により設定
された上下アーム短絡防止期間とＰＷＭキャリア周波数
と直流電圧とを用いて算出した誤差電圧によりインバー
タ出力電圧を補正する電圧補正手段が、インバータ出力
電流の絶対値が所定値より大きいときはインバータ出力
電流の極性に応じてインバータ出力電圧を補正し、イン
バータ出力電流の絶対値が所定値より小さいときはイン
バータ出力電圧の極性に応じてインバータ出力電圧を補
正するＰＷＭ制御インバータ装置において、ＰＷＭキャ
リア周波数を設定するＰＷＭキャリア設定手段を備え、
このＰＷＭキャリア設定手段は、誤差電圧とインバータ
出力電圧との比を一定に保つようにＰＷＭキャリア周波
数を変化させるので、誤差電圧がインバータ出力電圧よ
り大きくならないように両者の関係を一定に保つことに
なり、インバータ出力電流の波形が乱れて不安定になる
のを防ぐ効果がある。
された上下アーム短絡防止期間とＰＷＭキャリア周波数
と直流電圧とを用いて算出した誤差電圧によりインバー
タ出力電圧を補正する電圧補正手段が、インバータ出力
電流の絶対値が所定値より大きいときはインバータ出力
電流の極性に応じてインバータ出力電圧を補正し、イン
バータ出力電流の絶対値が所定値より小さいときはイン
バータ出力電圧の極性に応じてインバータ出力電圧を補
正するＰＷＭ制御インバータ装置において、ＰＷＭキャ
リア周波数を設定するＰＷＭキャリア設定手段を備え、
このＰＷＭキャリア設定手段は、誤差電圧とインバータ
出力電圧との比を一定に保つようにＰＷＭキャリア周波
数を変化させるので、誤差電圧がインバータ出力電圧よ
り大きくならないように両者の関係を一定に保つことに
なり、インバータ出力電流の波形が乱れて不安定になる
のを防ぐ効果がある。
【００５１】また、ＰＷＭキャリア設定手段は、誤差電
圧がインバータ出力電圧より小さいときはＰＷＭキャリ
ア周波数をその値に保ち、誤差電圧がインバータ出力電
圧より大きくなるときは誤差電圧とインバータ出力電圧
との比を一定に保つようにＰＷＭキャリア周波数を変化
させるので、誤差電圧をインバータ出力電圧より大きく
させないことになり、インバータ出力電流の波形が乱れ
て不安定になるのを防ぐ効果がある。
圧がインバータ出力電圧より小さいときはＰＷＭキャリ
ア周波数をその値に保ち、誤差電圧がインバータ出力電
圧より大きくなるときは誤差電圧とインバータ出力電圧
との比を一定に保つようにＰＷＭキャリア周波数を変化
させるので、誤差電圧をインバータ出力電圧より大きく
させないことになり、インバータ出力電流の波形が乱れ
て不安定になるのを防ぐ効果がある。
【００５２】また、電流検出器からの電流をトルク分電
流と励磁分電流とに分ける電流変換手段を備え、電圧補
正手段は、この電流変換手段からのトルク分電流及び励
磁分電流の少なくとも一方に比例させて、誤差電圧を変
化させるので、トルク分電流又は励磁分電流の大きさに
合わせてインバータ出力電圧の過補正を防ぐことにな
り、インバータ出力電流の波形が乱れて不安定になるの
を防ぐ効果がある。
流と励磁分電流とに分ける電流変換手段を備え、電圧補
正手段は、この電流変換手段からのトルク分電流及び励
磁分電流の少なくとも一方に比例させて、誤差電圧を変
化させるので、トルク分電流又は励磁分電流の大きさに
合わせてインバータ出力電圧の過補正を防ぐことにな
り、インバータ出力電流の波形が乱れて不安定になるの
を防ぐ効果がある。
【００５３】また、電圧補正手段は、電流変換手段から
のトルク分電流が正の場合と負の場合とにおいて誤差電
圧を異ならせると共に、トルク分電流の正と負の境界付
近においては誤差電圧を前記トルク分電流に比例して変
化させるので、回生動作領域でのインバータ出力電圧の
過補正を防ぐと共に力行動作領域から回生動作領域への
誤差電圧の変化をスムーズにすることになり、特に誤差
電圧の過補正の影響を受け易い回生動作領域において、
インバータ出力電流の波形が乱れて不安定になるのを防
ぐ効果がある。
のトルク分電流が正の場合と負の場合とにおいて誤差電
圧を異ならせると共に、トルク分電流の正と負の境界付
近においては誤差電圧を前記トルク分電流に比例して変
化させるので、回生動作領域でのインバータ出力電圧の
過補正を防ぐと共に力行動作領域から回生動作領域への
誤差電圧の変化をスムーズにすることになり、特に誤差
電圧の過補正の影響を受け易い回生動作領域において、
インバータ出力電流の波形が乱れて不安定になるのを防
ぐ効果がある。
【００５４】また、電圧補正手段は、電流変換手段から
のトルク分電流が負の場合でかつ励磁分電流が所定値以
下のとき、誤差電圧を励磁分電流に比例して変化させる
ので、誤差電圧が過大であることに起因する励磁分電流
の減少を抑制することになり、特に誤差電圧の過補正の
影響を受け易い回生動作領域において、インバータ出力
電流の波形が乱れて不安定になるのを防ぐ効果がある。
のトルク分電流が負の場合でかつ励磁分電流が所定値以
下のとき、誤差電圧を励磁分電流に比例して変化させる
ので、誤差電圧が過大であることに起因する励磁分電流
の減少を抑制することになり、特に誤差電圧の過補正の
影響を受け易い回生動作領域において、インバータ出力
電流の波形が乱れて不安定になるのを防ぐ効果がある。
【００５５】また、インバータ出力電流の平均値を算出
する電流校正手段を備え、この電流校正手段はインバー
タが出力遮断状態のときのインバータ出力電流の平均値
をゼロ点としてインバータ出力電流を校正するので、周
囲条件の変化や経時変化に基づくインバータ出力電流の
ゼロ点の変動をインバータの動作中に補正することにな
り、インバータ出力電流の正しい基準で誤差電圧を補正
することができ、インバータ出力電流の波形が乱れて不
安定になるのを防ぐ効果がある。
する電流校正手段を備え、この電流校正手段はインバー
タが出力遮断状態のときのインバータ出力電流の平均値
をゼロ点としてインバータ出力電流を校正するので、周
囲条件の変化や経時変化に基づくインバータ出力電流の
ゼロ点の変動をインバータの動作中に補正することにな
り、インバータ出力電流の正しい基準で誤差電圧を補正
することができ、インバータ出力電流の波形が乱れて不
安定になるのを防ぐ効果がある。
【００５６】また、電流校正手段は、インバータが出力
遮断状態のとき、インバータ装置の電源投入直後の場合
にはその時から所定時間の間インバータ出力電流の平均
値を算出し、インバータ装置の電源停止直後の場合には
その時から所定時間経過後にインバータ出力電流の平均
値の算出を開始するので、回転子から誘導される電流の
影響を除いてインバータ出力電流の平均値を算出するこ
とになり、インバータ出力電流のゼロ点を正しく算出し
て、インバータ出力電流の正しい基準で誤差電圧を補正
することができ、インバータ出力電流の波形が乱れて不
安定になるのを防ぐ効果がある。
遮断状態のとき、インバータ装置の電源投入直後の場合
にはその時から所定時間の間インバータ出力電流の平均
値を算出し、インバータ装置の電源停止直後の場合には
その時から所定時間経過後にインバータ出力電流の平均
値の算出を開始するので、回転子から誘導される電流の
影響を除いてインバータ出力電流の平均値を算出するこ
とになり、インバータ出力電流のゼロ点を正しく算出し
て、インバータ出力電流の正しい基準で誤差電圧を補正
することができ、インバータ出力電流の波形が乱れて不
安定になるのを防ぐ効果がある。
【００５７】また、電流校正手段は、インバータが出力
遮断状態でないときのインバータ出力電流の平均値から
インバータが出力遮断状態のときのインバータ出力電流
の平均値を差し引いたインバータ出力電流の校正平均値
を算出し、電圧補正手段は、このインバータ出力電流の
校正平均値が所定値より大きいときは誤差電圧をインバ
ータ出力電流の校正平均値に比例して変化させるので、
インバータ出力電流の波形が乱れてインバータ出力電流
の校正平均値が大きいほど誤差電圧をより小さくするこ
とになり、インバータ出力電流の波形が乱れて不安定に
なるのを防ぐ効果がある。
遮断状態でないときのインバータ出力電流の平均値から
インバータが出力遮断状態のときのインバータ出力電流
の平均値を差し引いたインバータ出力電流の校正平均値
を算出し、電圧補正手段は、このインバータ出力電流の
校正平均値が所定値より大きいときは誤差電圧をインバ
ータ出力電流の校正平均値に比例して変化させるので、
インバータ出力電流の波形が乱れてインバータ出力電流
の校正平均値が大きいほど誤差電圧をより小さくするこ
とになり、インバータ出力電流の波形が乱れて不安定に
なるのを防ぐ効果がある。
【００５８】更に、電流検出器からの電流をトルク分電
流と励磁分電流とに分ける電流変換手段を備え、電圧補
正手段は、この電流検出器からのトルク分電流が負のと
き、誤差電圧をインバータ出力電流の校正平均値に比例
して変化させるので、特にインバータ出力電流波形の乱
れ易い回生動作領域において、インバータ出力電流の波
形が乱れてインバータ出力電流の校正平均値が大きいほ
ど誤差電圧をより小さくすることになり、特に誤差電圧
の過補正の影響を受け易い回生動作領域において、イン
バータ出力電流の波形が乱れて不安定になるのを防ぐ効
果がある。
流と励磁分電流とに分ける電流変換手段を備え、電圧補
正手段は、この電流検出器からのトルク分電流が負のと
き、誤差電圧をインバータ出力電流の校正平均値に比例
して変化させるので、特にインバータ出力電流波形の乱
れ易い回生動作領域において、インバータ出力電流の波
形が乱れてインバータ出力電流の校正平均値が大きいほ
ど誤差電圧をより小さくすることになり、特に誤差電圧
の過補正の影響を受け易い回生動作領域において、イン
バータ出力電流の波形が乱れて不安定になるのを防ぐ効
果がある。
【００５９】そして、ＰＷＭ制御方法においては、上下
アーム短絡防止期間とＰＷＭキャリア周波数と直流電圧
とを用いて誤差電圧を生成し、インバータ出力電流の絶
対値が所定値より大きいときはインバータ出力電流の極
性に応じて誤差電圧によりインバータ出力電圧を補正
し、インバータ出力電流の絶対値が所定値より小さいと
きはインバータ出力電圧の極性に応じて誤差電圧により
インバータ出力電圧を補正するＰＷＭ制御方法におい
て、誤差電圧とインバータ出力電圧との比を一定に保つ
ようにＰＷＭキャリア周波数を変化させるので、誤差電
圧がインバータ出力電圧より大きくならないように両者
の関係を一定に保つことになり、インバータ出力電流の
波形が乱れて不安定になるのを防ぐ効果がある。
アーム短絡防止期間とＰＷＭキャリア周波数と直流電圧
とを用いて誤差電圧を生成し、インバータ出力電流の絶
対値が所定値より大きいときはインバータ出力電流の極
性に応じて誤差電圧によりインバータ出力電圧を補正
し、インバータ出力電流の絶対値が所定値より小さいと
きはインバータ出力電圧の極性に応じて誤差電圧により
インバータ出力電圧を補正するＰＷＭ制御方法におい
て、誤差電圧とインバータ出力電圧との比を一定に保つ
ようにＰＷＭキャリア周波数を変化させるので、誤差電
圧がインバータ出力電圧より大きくならないように両者
の関係を一定に保つことになり、インバータ出力電流の
波形が乱れて不安定になるのを防ぐ効果がある。
【図１】 本発明の実施の形態１によるＰＷＭ制御イン
バータ装置の概略構成を示すブロック図である。
バータ装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２】 本発明の実施の形態１による出力周波数とＰ
ＷＭキャリア周波数との関係を示すグラフである。
ＷＭキャリア周波数との関係を示すグラフである。
【図３】 本発明の実施の形態１によるＰＷＭキャリア
周波数選定手段の動作を示すフローチャートである。
周波数選定手段の動作を示すフローチャートである。
【図４】 本発明の実施の形態１によるＰＷＭキャリア
周波数選定手段のブロック図である。
周波数選定手段のブロック図である。
【図５】 本発明の実施の形態１によるトルク分電流と
誤差電圧の補正係数ｋとの関係を示すグラフである。
誤差電圧の補正係数ｋとの関係を示すグラフである。
【図６】 本発明の実施の形態１による励磁分電流と誤
差電圧の補正係数ｍとの関係を示すグラフである。
差電圧の補正係数ｍとの関係を示すグラフである。
【図７】 本発明の実施の形態１による電圧補正手段を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図８】 本発明の実施の形態２によるインバータ出力
電流のゼロ点校正のタイミングを示す波形図である。
電流のゼロ点校正のタイミングを示す波形図である。
【図９】 本発明の実施の形態２による電流校正手段と
誤差電圧の補正係数Ｋ設定部の動作を示すフローチャー
トである。
誤差電圧の補正係数Ｋ設定部の動作を示すフローチャー
トである。
【図１０】 本発明の実施の形態２によるＰＷＭ制御イ
ンバータ装置の概略構成を示すブロック図である。
ンバータ装置の概略構成を示すブロック図である。
【図１１】 従来のＰＷＭ制御インバータ装置の概略構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図１２】 従来の出力周波数／電圧計算手段の動作を
示すフローチャートである。
示すフローチャートである。
【図１３】 従来のＰＷＭ制御インバータ装置の出力電
流と電圧指令の関係を示す波形図である。
流と電圧指令の関係を示す波形図である。
【図１４】 従来の電圧補正手段の動作を示すフローチ
ャートである。
ャートである。
２０ インバータ主回路、２１ コンバータ、２２ コ
ンデンサ、２４ 電流検出器、２５ 出力周波数／電圧
計算手段、２６ 電流極性判別手段、２７Ａ，２７Ｂ
電圧補正手段、２８ ＰＷＭ波形生成部、２９ 上下ア
ーム短絡防止期間生成部、３１ 電流三相／二相変換手
段、３２ ＰＷＭキャリア設定手段、３４ 電流校正手
段、４２ 電圧極性判別部。
ンデンサ、２４ 電流検出器、２５ 出力周波数／電圧
計算手段、２６ 電流極性判別手段、２７Ａ，２７Ｂ
電圧補正手段、２８ ＰＷＭ波形生成部、２９ 上下ア
ーム短絡防止期間生成部、３１ 電流三相／二相変換手
段、３２ ＰＷＭキャリア設定手段、３４ 電流校正手
段、４２ 電圧極性判別部。
Claims (10)
- 【請求項１】 直流電圧から交流電圧を生成するＰＷＭ
波形生成部と、インバータ出力電流を検出する電流検出
器と、この電流検出器からの交流電流の極性を判別する
電流極性判別手段と、インバータ出力の電圧・周波数パ
ターンを設定する出力周波数／電圧計算手段と、インバ
ータの上下アームの短絡を防止する上下アーム短絡防止
期間生成部と、この上下アーム短絡防止期間生成部によ
り設定された上下アーム短絡防止期間とＰＷＭキャリア
周波数と前記直流電圧とを用いて算出した誤差電圧によ
り前記インバータ出力電圧を補正する電圧補正手段と、
を備え、この電圧補正手段は、前記インバータ出力電流
の絶対値が所定値より大きいときは前記インバータ出力
電流の極性に応じて前記インバータ出力電圧を補正し、
前記インバータ出力電流の絶対値が所定値より小さいと
きは前記インバータ出力電圧の極性に応じて前記インバ
ータ出力電圧を補正するＰＷＭ制御インバータ装置にお
いて、前記ＰＷＭキャリア周波数を設定するＰＷＭキャ
リア設定手段を備え、このＰＷＭキャリア設定手段は前
記誤差電圧と前記インバータ出力電圧との比を一定に保
つように前記ＰＷＭキャリア周波数を変化させることを
特徴とするＰＷＭ制御インバータ装置。 - 【請求項２】 ＰＷＭキャリア設定手段は、誤差電圧が
インバータ出力電圧より小さいときはＰＷＭキャリア周
波数をその値に保ち、誤差電圧がインバータ出力電圧よ
り大きくなるときは前記誤差電圧と前記インバータ出力
電圧との比を一定に保つように前記ＰＷＭキャリア周波
数を変化させることを特徴とする請求項１記載のＰＷＭ
制御インバータ装置。 - 【請求項３】 直流電圧から交流電圧を生成するＰＷＭ
波形生成部と、インバータ出力電流を検出する電流検出
器と、この電流検出器からの交流電流の極性を判別する
電流極性判別手段と、インバータ出力の電圧・周波数パ
ターンを設定する出力周波数／電圧計算手段と、インバ
ータの上下アームの短絡を防止する上下アーム短絡防止
期間生成部と、この上下アーム短絡防止期間生成部によ
り設定された上下アーム短絡防止期間とＰＷＭキャリア
周波数と前記直流電圧とを用いて算出した誤差電圧によ
り前記インバータ出力電圧を補正する電圧補正手段と、
を備え、この電圧補正手段は、前記インバータ出力電流
の絶対値が所定値より大きいときは前記インバータ出力
電流の極性に応じて前記インバータ出力電圧を補正し、
前記インバータ出力電流の絶対値が所定値より小さいと
きは前記インバータ出力電圧の極性に応じて前記インバ
ータ出力電圧を補正するＰＷＭ制御インバータ装置にお
いて、前記電流検出器からの電流をトルク分電流と励磁
分電流とに分ける電流変換手段を備え、前記電圧補正手
段は、この電流変換手段からのトルク分電流及び励磁分
電流の少なくとも一方に比例させて、前記誤差電圧を変
化させることを特徴とするＰＷＭインバータ装置。 - 【請求項４】 電圧補正手段は、電流変換手段からのト
ルク分電流が正の場合と負の場合とにおいて誤差電圧を
異ならせると共に、前記トルク分電流の正と負の境界付
近においては前記誤差電圧を前記トルク分電流に比例し
て変化させることを特徴とする請求項３記載のＰＷＭ制
御インバータ装置。 - 【請求項５】 電圧補正手段は、電流変換手段からのト
ルク分電流が負の場合でかつ励磁分電流が所定値以下の
とき、誤差電圧を前記励磁分電流に比例して変化させる
ことを特徴とする請求項３記載のＰＷＭ制御インバータ
装置。 - 【請求項６】 直流電圧から交流電圧を生成するＰＷＭ
波形生成部と、インバータ出力電流を検出する電流検出
器と、この電流検出器からの交流電流の極性を判別する
電流極性判別手段と、インバータ出力の電圧・周波数パ
ターンを設定する出力周波数／電圧計算手段と、インバ
ータの上下アームの短絡を防止する上下アーム短絡防止
期間生成部と、この上下アーム短絡防止期間生成部によ
り設定された上下アーム短絡防止期間とＰＷＭキャリア
周波数と前記直流電圧とを用いて算出した誤差電圧によ
り前記インバータ出力電圧を補正する電圧補正手段と、
を備え、この電圧補正手段は、前記インバータ出力電流
の絶対値が所定値より大きいときは前記インバータ出力
電流の極性に応じて前記インバータ出力電圧を補正し、
前記インバータ出力電流の絶対値が所定値より小さいと
きは前記インバータ出力電圧の極性に応じて前記インバ
ータ出力電圧を補正するＰＷＭ制御インバータ装置にお
いて、前記インバータ出力電流の平均値を算出する電流
校正手段を備え、この電流校正手段はインバータが出力
遮断状態のときの前記インバータ出力電流の平均値をゼ
ロ点として前記インバータ出力電流を校正することを特
徴とするＰＷＭ制御インバータ装置。 - 【請求項７】 電流校正手段は、インバータが出力遮断
状態のとき、インバータ装置の電源投入直後の場合には
その時から所定時間の間インバータ出力電流の平均値を
算出し、インバータ装置の電流停止直後の場合にはその
時から所定時間経過後にインバータ出力電流の平均値の
算出を開始することを特徴とする請求項６記載のＰＷＭ
制御インバータ装置。 - 【請求項８】 電流校正手段は、インバータが出力遮断
状態でないときのインバータ出力電流の平均値からイン
バータが出力遮断状態のときのインバータ出力電流の平
均値を差し引いたインバータ出力電流の校正平均値を算
出し、電圧補正手段は、このインバータ出力電流の校正
平均値が所定値より大きいときは誤差電圧を前記インバ
ータ出力電流の校正平均値に比例して変化させることを
特徴とする請求項６記載のＰＷＭ制御インバータ装置。 - 【請求項９】 電流検出器からの電流をトルク分電流と
励磁分電流とに分ける電流変換手段を備え、電圧補正手
段は、この電流検出器からのトルク分電流が負のとき、
誤差電圧をインバータ出力電流の校正平均値に比例して
変化させることを特徴とする請求項８記載のＰＷＭ制御
インバータ装置。 - 【請求項１０】 ＰＷＭ制御により直流電圧から交流電
圧を生成し、インバータ出力電流を検出してその極性を
判別し、上下アーム短絡防止期間とＰＷＭキャリア周波
数と前記直流電圧とを用いて誤差電圧を生成し、前記イ
ンバータ出力電流の絶対値が所定値より大きいときは前
記インバータ出力電流の極性に応じて前記誤差電圧によ
りインバータ出力電圧を補正し、前記インバータ出力電
流の絶対値が所定値より小さいときは前記インバータ出
力電圧の極性に応じて前記誤差電圧によりインバータ出
力電圧を補正するＰＷＭ制御方法において、前記誤差電
圧と前記インバータ出力電圧との比を一定に保つように
前記ＰＷＭキャリア周波数を変化させることを特徴とす
るＰＷＭ制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23701595A JP3287186B2 (ja) | 1995-09-14 | 1995-09-14 | Ｐｗｍ制御インバータ装置及びｐｗｍ制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23701595A JP3287186B2 (ja) | 1995-09-14 | 1995-09-14 | Ｐｗｍ制御インバータ装置及びｐｗｍ制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0984362A true JPH0984362A (ja) | 1997-03-28 |
| JP3287186B2 JP3287186B2 (ja) | 2002-05-27 |
Family
ID=17009131
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23701595A Expired - Lifetime JP3287186B2 (ja) | 1995-09-14 | 1995-09-14 | Ｐｗｍ制御インバータ装置及びｐｗｍ制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3287186B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002010685A (ja) * | 2000-06-21 | 2002-01-11 | Toshiba Corp | 電動機制御装置 |
| CN100367664C (zh) * | 2004-09-29 | 2008-02-06 | 丰田自动车株式会社 | 电动机系统的控制装置和控制方法 |
| EP1921740A2 (en) * | 2006-11-07 | 2008-05-14 | Nissan Motor Manufacturing (UK) Ltd. | Power converter control |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2008053538A1 (fr) | 2006-10-31 | 2008-05-08 | Mitsubishi Electric Corporation | Convertisseur de puissance |
-
1995
- 1995-09-14 JP JP23701595A patent/JP3287186B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002010685A (ja) * | 2000-06-21 | 2002-01-11 | Toshiba Corp | 電動機制御装置 |
| JP4592155B2 (ja) * | 2000-06-21 | 2010-12-01 | 東芝エレベータ株式会社 | 電動機制御装置 |
| CN100367664C (zh) * | 2004-09-29 | 2008-02-06 | 丰田自动车株式会社 | 电动机系统的控制装置和控制方法 |
| EP1921740A2 (en) * | 2006-11-07 | 2008-05-14 | Nissan Motor Manufacturing (UK) Ltd. | Power converter control |
| EP1921740A3 (en) * | 2006-11-07 | 2010-12-22 | Nissan Motor Manufacturing (UK) Ltd. | Power converter control |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3287186B2 (ja) | 2002-05-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6958589B2 (en) | Inverter controller for driving motor and air conditioner using inverter controller | |
| US5475293A (en) | Method for measuring characteristic constants of alternating current motor and controller thereof based on said method | |
| US6642690B2 (en) | Method for measuring phase current for inverter control apparatus using single current sensor and apparatus therefor | |
| US11394334B2 (en) | Power control method and power control apparatus | |
| WO2005018080A1 (ja) | 電圧形インバータの制御方法 | |
| JPH0984362A (ja) | Ｐｗｍ制御インバータ装置及びｐｗｍ制御方法 | |
| JP2756049B2 (ja) | インバータ装置の出力電圧誤差補正装置 | |
| JP3245989B2 (ja) | パルス幅変調制御インバータの制御回路 | |
| JPH0662579A (ja) | 電圧形インバータ装置 | |
| JPH1141982A (ja) | ３相インバ−タ装置及びその制御方法 | |
| JP2001078494A (ja) | Ａｃモータ駆動装置のｄｃオフセット補正方法 | |
| JP3206866B2 (ja) | インバータのデッドタイム補償方法 | |
| JP2004248480A (ja) | 三相交流電動機の制御装置 | |
| JPH0993986A (ja) | デッドタイム補正機能付きｐｗｍインバ−タ | |
| JP3248301B2 (ja) | Ｐｗｍ制御インバータの制御回路 | |
| JPS6038960B2 (ja) | インバ−タの電圧制御装置 | |
| JP4147580B2 (ja) | Ａｃモータ制御装置およびその制御方法 | |
| JP3536114B2 (ja) | 電力変換器の制御方法および電力変換装置 | |
| JP3269521B2 (ja) | インバ−タの制御方法及び装置 | |
| JP3074687B2 (ja) | 誘導電動機の制御装置 | |
| JP4513937B2 (ja) | Ｐｗｍ方式電圧形インバータのデッドバンドによる電圧誤差の補正方法およびｐｗｍ方式電圧形インバータ | |
| JP2638801B2 (ja) | 誘導電動機システムの制御方法および装置 | |
| JPH03135389A (ja) | 電圧形インバータの制御方法及びその装置 | |
| JP3144075B2 (ja) | 交流電動機の定数測定方法 | |
| JP2000253672A (ja) | インバータ装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080315 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090315 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100315 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100315 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110315 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110315 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120315 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130315 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130315 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140315 Year of fee payment: 12 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |