JPH0954621A - 定電流回路及びそれを内蔵した半導体装置 - Google Patents
定電流回路及びそれを内蔵した半導体装置Info
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- JPH0954621A JPH0954621A JP7208211A JP20821195A JPH0954621A JP H0954621 A JPH0954621 A JP H0954621A JP 7208211 A JP7208211 A JP 7208211A JP 20821195 A JP20821195 A JP 20821195A JP H0954621 A JPH0954621 A JP H0954621A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】ノイズ等の影響を受けにくくするためにノイズ
を吸収するためのコンデンサを内蔵した定電流回路及び
それを内蔵した半導体装置に関し、小容量のコンデンサ
で十分に効果的に出力電流の変動を低減できる定電流回
路及びそれを内蔵した半導体装置を提供することを目的
とする。 【解決手段】出力定電流の出力端子と制御端子との間
に、前記出力定電流の変動を吸収すると共に、前記出力
定電流を制御する制御素子であるトランジスタのベース
に変動成分を帰還させるコンデンサを接続する。
を吸収するためのコンデンサを内蔵した定電流回路及び
それを内蔵した半導体装置に関し、小容量のコンデンサ
で十分に効果的に出力電流の変動を低減できる定電流回
路及びそれを内蔵した半導体装置を提供することを目的
とする。 【解決手段】出力定電流の出力端子と制御端子との間
に、前記出力定電流の変動を吸収すると共に、前記出力
定電流を制御する制御素子であるトランジスタのベース
に変動成分を帰還させるコンデンサを接続する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、定電流回路及びそ
れを内蔵した半導体装置に係り、特に、ノイズ等の影響
を受けにくするためにノイズを吸収するためのコンデン
サを内蔵した定電流回路及びそれを内蔵した半導体装置
に関する。
れを内蔵した半導体装置に係り、特に、ノイズ等の影響
を受けにくするためにノイズを吸収するためのコンデン
サを内蔵した定電流回路及びそれを内蔵した半導体装置
に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＩＣ（Ｉｎｔｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕ
ｉｔ）等の半導体装置では内部に様々な定電流回路が形
成されている。内蔵される定電流回路には、生成される
定電流値をユーザが所望の値に設定できるように定電流
回路の一部に定電流設定用の外部端子を設け、この外部
端子に抵抗などを接続し、接続する抵抗の値を換えるこ
とにより定電流回路で生成される定電流値を所望の値に
設定できる構成とされていた。
ｉｔ）等の半導体装置では内部に様々な定電流回路が形
成されている。内蔵される定電流回路には、生成される
定電流値をユーザが所望の値に設定できるように定電流
回路の一部に定電流設定用の外部端子を設け、この外部
端子に抵抗などを接続し、接続する抵抗の値を換えるこ
とにより定電流回路で生成される定電流値を所望の値に
設定できる構成とされていた。
【０００３】図５に従来の一例の回路構成図を示す。従
来の定電流回路２０は、基準電圧Ｖｒｅｆを生成する基
準電圧生成回路２１、基準電圧生成回路２１で生成され
た基準電圧ＶＲｅｆと制御電圧Ｖｃｏｎｔとを比較し、
その差に応じた差信号を生成する比較回路２２、比較回
路２２で生成された差信号に応じて電流を制御する制御
素子２３、制御素子２３により制御された電流に応じた
電流を出力側に出力するカレントミラー回路２４より構
成される。
来の定電流回路２０は、基準電圧Ｖｒｅｆを生成する基
準電圧生成回路２１、基準電圧生成回路２１で生成され
た基準電圧ＶＲｅｆと制御電圧Ｖｃｏｎｔとを比較し、
その差に応じた差信号を生成する比較回路２２、比較回
路２２で生成された差信号に応じて電流を制御する制御
素子２３、制御素子２３により制御された電流に応じた
電流を出力側に出力するカレントミラー回路２４より構
成される。
【０００４】基準電圧生成手段２１は、抵抗ｒ１，ｒ
２，及び、トランジスタｑ１，ｑ２，ｑ３，ｑ４より構
成されており、安定化電源電圧Ｖｒｅｇより基準電圧Ｖ
ｒｅｆを生成する。基準電圧生成回路２１で生成された
基準電圧Ｖｒｅｆは、比較回路２２に供給される。
２，及び、トランジスタｑ１，ｑ２，ｑ３，ｑ４より構
成されており、安定化電源電圧Ｖｒｅｇより基準電圧Ｖ
ｒｅｆを生成する。基準電圧生成回路２１で生成された
基準電圧Ｖｒｅｆは、比較回路２２に供給される。
【０００５】比較回路２２は、抵抗ｒ３，ｒ４，ｒ５，
ＰＮＰトランジスタｑ５，ｑ６，ＮＰＮトランジスタｑ
７，ｑ８より構成され、差動増幅器を構成している。比
較回路２２には、基準電圧回路２１から基準電圧Ｖｒｅ
ｆが供給されるとともに制御電圧Ｖｃｏｎｔが供給さ
れ、基準電圧Ｖｒｅｆと制御電圧Ｖｃｏｎｔとの差に応
じた差電流を生成する。生成された差電流は、制御素子
２３に供給される。
ＰＮＰトランジスタｑ５，ｑ６，ＮＰＮトランジスタｑ
７，ｑ８より構成され、差動増幅器を構成している。比
較回路２２には、基準電圧回路２１から基準電圧Ｖｒｅ
ｆが供給されるとともに制御電圧Ｖｃｏｎｔが供給さ
れ、基準電圧Ｖｒｅｆと制御電圧Ｖｃｏｎｔとの差に応
じた差電流を生成する。生成された差電流は、制御素子
２３に供給される。
【０００６】制御素子２３は、ＮＰＮトランジスタｑｃ
より構成され、ベースに比較回路２２で生成された差電
流が供給され、エミッタは調整用抵抗ｒ６，ｒ７を介し
て接地され、コレクタはカレントミラー回路２４に接続
される。なお、比較回路２２に供給される制御電圧Ｖｃ
ｏｎｔは制御素子２３のエミッタと調整用抵抗ｒ６との
接続点から供給される。
より構成され、ベースに比較回路２２で生成された差電
流が供給され、エミッタは調整用抵抗ｒ６，ｒ７を介し
て接地され、コレクタはカレントミラー回路２４に接続
される。なお、比較回路２２に供給される制御電圧Ｖｃ
ｏｎｔは制御素子２３のエミッタと調整用抵抗ｒ６との
接続点から供給される。
【０００７】制御素子２３により制御された電流はカレ
ントミラー回路２４に供給される。カレントミラー回路
２４は、ＰＮＰトランジスタｑ９，ｑ１０，抵抗ｒ８，
ｒ９，ノイズ除去用コンデンサｃ１より構成されてお
り、制御素子２３により制御された電流に応じた電流を
出力側より出力する。カレントミラー回路２４から出力
された電流は、定電流として他の回路に供給される。
ントミラー回路２４に供給される。カレントミラー回路
２４は、ＰＮＰトランジスタｑ９，ｑ１０，抵抗ｒ８，
ｒ９，ノイズ除去用コンデンサｃ１より構成されてお
り、制御素子２３により制御された電流に応じた電流を
出力側より出力する。カレントミラー回路２４から出力
された電流は、定電流として他の回路に供給される。
【０００８】また、以上のような定電流回路を内蔵した
ＩＣ２５では、電流の調整を可能とするために調整用抵
抗ｒ７を外付けの抵抗として、この外付けの抵抗を調整
することにより電流値の調整を可能にしていた。図５に
おいて一点鎖線で囲まれた部分がＩＣ２５の内部となり
端子Ｔ１に外付けの抵抗ｒ７が接続されていた。このよ
うなＩＣ２５においては、端子Ｔ１よりノイズが侵入し
やすい。したがって、端子Ｔ１より侵入するノイズの影
響を除去するためにカレントミラー回路２４にノイズを
吸収して除去するコンデンサＣｎを設けていた。
ＩＣ２５では、電流の調整を可能とするために調整用抵
抗ｒ７を外付けの抵抗として、この外付けの抵抗を調整
することにより電流値の調整を可能にしていた。図５に
おいて一点鎖線で囲まれた部分がＩＣ２５の内部となり
端子Ｔ１に外付けの抵抗ｒ７が接続されていた。このよ
うなＩＣ２５においては、端子Ｔ１よりノイズが侵入し
やすい。したがって、端子Ｔ１より侵入するノイズの影
響を除去するためにカレントミラー回路２４にノイズを
吸収して除去するコンデンサＣｎを設けていた。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかるに、従来の定電
流回路では、出力定電流と電源間に接続されたコンデン
サのみによって電流の変動を吸収する構成とされていた
ため、電流の変動を十分に効果的に吸収するためにはコ
ンデンサの容量を十分に大きく設定する必要があり、し
たがって、ＩＣ化する際にはコンデンサの容量をそれほ
ど大きく出来ないため、出力電流の変動を十分に吸収で
きず、出力電流により駆動される回路の性能を十分に引
き出すことが出来ない等の問題点があった。
流回路では、出力定電流と電源間に接続されたコンデン
サのみによって電流の変動を吸収する構成とされていた
ため、電流の変動を十分に効果的に吸収するためにはコ
ンデンサの容量を十分に大きく設定する必要があり、し
たがって、ＩＣ化する際にはコンデンサの容量をそれほ
ど大きく出来ないため、出力電流の変動を十分に吸収で
きず、出力電流により駆動される回路の性能を十分に引
き出すことが出来ない等の問題点があった。
【００１０】本発明は、上記の点に鑑みてなされたもの
で、小容量のコンデンサで十分に効果的に出力電流の変
動を低減できる定電流回路及びそれを内蔵した半導体装
置を提供することを目的とする。
で、小容量のコンデンサで十分に効果的に出力電流の変
動を低減できる定電流回路及びそれを内蔵した半導体装
置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明の請求項１は、出
力定電流を検出し、その電流値に応じた検出信号を生成
する電流検出手段と、該電流検出手段で生成された検出
信号が制御端子に供給され、該検出信号に応じて前記出
力定電流を一定に制御する電流制御手段とを具備する定
電流回路において、前記出力定電流の出力端子と前記制
御端子との間に設けられ、前記出力定電流の変動を吸収
すると共に、該変動を前記電流制御手段の前記制御端子
に帰還する帰還手段を有することを特徴とする。
力定電流を検出し、その電流値に応じた検出信号を生成
する電流検出手段と、該電流検出手段で生成された検出
信号が制御端子に供給され、該検出信号に応じて前記出
力定電流を一定に制御する電流制御手段とを具備する定
電流回路において、前記出力定電流の出力端子と前記制
御端子との間に設けられ、前記出力定電流の変動を吸収
すると共に、該変動を前記電流制御手段の前記制御端子
に帰還する帰還手段を有することを特徴とする。
【００１２】請求項１によれば、帰還手段により出力定
電流の変動を吸収するとともに、その変動を電流制御手
段に帰還させることにより、さらに、電流の変動を低減
させることができるため、比較的小さな容量で十分に電
流の変動を低減できる。請求項２は、前記出力定電流を
出力する出力端子と前記帰還手段との間に接続され前記
帰還手段を介して前記電流制御手段に帰還される変動を
増加させる帰還量増加手段と有することを特徴とする。
電流の変動を吸収するとともに、その変動を電流制御手
段に帰還させることにより、さらに、電流の変動を低減
させることができるため、比較的小さな容量で十分に電
流の変動を低減できる。請求項２は、前記出力定電流を
出力する出力端子と前記帰還手段との間に接続され前記
帰還手段を介して前記電流制御手段に帰還される変動を
増加させる帰還量増加手段と有することを特徴とする。
【００１３】請求項２によれば、帰還量増加手段により
電流制御手段に帰還される変動量を増加させることによ
り、さらに、効果的に電流の変動を低減できる。請求項
３は、定電流回路を内蔵した半導体装置において、前記
定電流回路として請求項１または２記載の定電流回路を
内蔵することを特徴とする。
電流制御手段に帰還される変動量を増加させることによ
り、さらに、効果的に電流の変動を低減できる。請求項
３は、定電流回路を内蔵した半導体装置において、前記
定電流回路として請求項１または２記載の定電流回路を
内蔵することを特徴とする。
【００１４】請求項３によれば、上記請求項１又は２に
記載の定電流回路を半導体装置に内蔵することにより比
較的小さな容量のコンデンサで変動の小さな定電流を提
供できるため、半導体装置の性能を向上させることが出
来る。
記載の定電流回路を半導体装置に内蔵することにより比
較的小さな容量のコンデンサで変動の小さな定電流を提
供できるため、半導体装置の性能を向上させることが出
来る。
【００１５】
【発明の実施の形態】図１に本発明の第１実施例の回路
構成図を示す。本実施例の定電流回路１は、基準電圧を
生成する基準電圧生成回路２、基準電圧生成回路２で生
成された基準電圧と制御電圧とを比較し、その差に応じ
た差信号を生成する比較回路３、比較回路３で生成され
た差信号に応じて電流を制御する制御素子４、制御素子
４により制御された電流を制御素子４に帰還させる帰還
素子５、制御素子４により制御された電流に応じた電流
を出力側に出力するカレントミラー回路６より構成され
る。
構成図を示す。本実施例の定電流回路１は、基準電圧を
生成する基準電圧生成回路２、基準電圧生成回路２で生
成された基準電圧と制御電圧とを比較し、その差に応じ
た差信号を生成する比較回路３、比較回路３で生成され
た差信号に応じて電流を制御する制御素子４、制御素子
４により制御された電流を制御素子４に帰還させる帰還
素子５、制御素子４により制御された電流に応じた電流
を出力側に出力するカレントミラー回路６より構成され
る。
【００１６】基準電圧生成回路２は、ダイオード接続さ
れたＮＰＮトランジスタＱ５５，Ｑ５６，Ｑ５７，Ｑ５
８及び抵抗Ｒ３５，Ｒ３６より構成される。抵抗Ｒ３５
は、一端に安定化電源電圧Ｖｒｅｇが供給される。抵抗
Ｒ３５の他端には、ダイオード接続されたＮＰＮトラン
ジスタＱ５５のアノード側が接続される。
れたＮＰＮトランジスタＱ５５，Ｑ５６，Ｑ５７，Ｑ５
８及び抵抗Ｒ３５，Ｒ３６より構成される。抵抗Ｒ３５
は、一端に安定化電源電圧Ｖｒｅｇが供給される。抵抗
Ｒ３５の他端には、ダイオード接続されたＮＰＮトラン
ジスタＱ５５のアノード側が接続される。
【００１７】ダイオード接続されたＮＰＮトランジスタ
Ｑ５５のカソード側は、ダイオード接続されたＮＰＮト
ランジスタＱ５６のアノード側に接続される。ダイオー
ド接続されたＮＰＮトランジスタＱ５６のカソード側に
は、ダイオード接続されたＮＰＮトランジスタＱ５７の
アノード側が接続される。ダイオード接続されたＮＰＮ
トランジスタＱ５７のカソード側は、ダイオード接続さ
れたＮＰＮトランジスタＱ５８のアノード側に接続され
る。ダイオード接続されたＮＰＮトランジスタＱ５８の
カソード側は、抵抗Ｒ３６の一端に接続される。抵抗Ｒ
３６の他端は、接地される。 そして、ＮＰＮトランジ
スタＱ５７とＮＰＮトランジスタＱ５６との接続点に基
準電圧が発生する。
Ｑ５５のカソード側は、ダイオード接続されたＮＰＮト
ランジスタＱ５６のアノード側に接続される。ダイオー
ド接続されたＮＰＮトランジスタＱ５６のカソード側に
は、ダイオード接続されたＮＰＮトランジスタＱ５７の
アノード側が接続される。ダイオード接続されたＮＰＮ
トランジスタＱ５７のカソード側は、ダイオード接続さ
れたＮＰＮトランジスタＱ５８のアノード側に接続され
る。ダイオード接続されたＮＰＮトランジスタＱ５８の
カソード側は、抵抗Ｒ３６の一端に接続される。抵抗Ｒ
３６の他端は、接地される。 そして、ＮＰＮトランジ
スタＱ５７とＮＰＮトランジスタＱ５６との接続点に基
準電圧が発生する。
【００１８】比較回路３は、抵抗Ｒ３９，Ｒ４０，Ｒ４
１，ＮＰＮトランジスタＱ５９，Ｑ６０，ＰＮＰトラン
ジスタＱ６１，Ｑ６２より構成され、差動増幅器を構成
している。抵抗Ｒ４０、Ｒ４１の一端には、電源電圧Ｖ
ｃｃが印加される。抵抗Ｒ４０，Ｒ４１の他端には、Ｐ
ＮＰトランジスタＱ６１，Ｑ６２のエミッタが接続され
る。
１，ＮＰＮトランジスタＱ５９，Ｑ６０，ＰＮＰトラン
ジスタＱ６１，Ｑ６２より構成され、差動増幅器を構成
している。抵抗Ｒ４０、Ｒ４１の一端には、電源電圧Ｖ
ｃｃが印加される。抵抗Ｒ４０，Ｒ４１の他端には、Ｐ
ＮＰトランジスタＱ６１，Ｑ６２のエミッタが接続され
る。
【００１９】ＰＮＰトランジスタＱ６１，Ｑ６２はベー
スが互いに接続されており、ＰＮＰトランジスタＱ６２
は、ベースとコレクタとが接続されている。ＰＮＰトラ
ンジスタＱ６１のコレクタは、ＮＰＮトランジスタＱ５
９のコレクタに接続されている。ＮＰＮトランジスタＱ
５９のエミッタは抵抗Ｒ３９を介して、接地される。
スが互いに接続されており、ＰＮＰトランジスタＱ６２
は、ベースとコレクタとが接続されている。ＰＮＰトラ
ンジスタＱ６１のコレクタは、ＮＰＮトランジスタＱ５
９のコレクタに接続されている。ＮＰＮトランジスタＱ
５９のエミッタは抵抗Ｒ３９を介して、接地される。
【００２０】また、ＰＮＰトランジスタＱ６２のコレク
タ及びベースは，ＮＰＮトランジスタＱ６０のコレクタ
に接続される。ＮＰＮトランジスタＱ６０のエミッタ
は、抵抗Ｒ３９を介して接地される。基準電圧生成回路
２で生成された基準電圧Ｖｒｅｆは、ＮＰＮトランジス
タＱ６０のベースに供給される。また、制御される定電
流は、ＮＰＮトランジスタＱ５９のベースに供給され
る。
タ及びベースは，ＮＰＮトランジスタＱ６０のコレクタ
に接続される。ＮＰＮトランジスタＱ６０のエミッタ
は、抵抗Ｒ３９を介して接地される。基準電圧生成回路
２で生成された基準電圧Ｖｒｅｆは、ＮＰＮトランジス
タＱ６０のベースに供給される。また、制御される定電
流は、ＮＰＮトランジスタＱ５９のベースに供給され
る。
【００２１】以上の構成により比較回路３には、基準電
圧回路２から基準電圧Ｖｒｅｆが供給されるとともに制
御電圧Ｖｃｏｎｔが供給され、基準電圧Ｖｒｅｆと制御
電圧Ｖｃｏｎｔとの差に応じた差電流を生成する。生成
された差電流は、制御素子４に供給される。
圧回路２から基準電圧Ｖｒｅｆが供給されるとともに制
御電圧Ｖｃｏｎｔが供給され、基準電圧Ｖｒｅｆと制御
電圧Ｖｃｏｎｔとの差に応じた差電流を生成する。生成
された差電流は、制御素子４に供給される。
【００２２】制御素子４は、ＮＰＮトランジスタＱ５４
より構成され、ＮＰＮトランジスタＱ５４のベースには
比較回路３のＰＮＰトランジスタＱ６１のコレクタとＮ
ＰＮトランジスタＱ５９のコレクタとの接続点が接続さ
れ、比較回路３で生成された差に応じた電流が供給さ
れ、エミッターコレクタ間の電流を制御する。また、Ｎ
ＰＮトランジスタＱ５４のエミッタは調整用抵抗Ｒ３
７，Ｒ０を介して接地され、コレクタはカレントミラー
回路６に接続される。なお、比較回路３に供給される制
御電圧は制御素子４のエミッタ−コレクタ電流と調整用
抵抗Ｒ３７、Ｒ０で決まる。
より構成され、ＮＰＮトランジスタＱ５４のベースには
比較回路３のＰＮＰトランジスタＱ６１のコレクタとＮ
ＰＮトランジスタＱ５９のコレクタとの接続点が接続さ
れ、比較回路３で生成された差に応じた電流が供給さ
れ、エミッターコレクタ間の電流を制御する。また、Ｎ
ＰＮトランジスタＱ５４のエミッタは調整用抵抗Ｒ３
７，Ｒ０を介して接地され、コレクタはカレントミラー
回路６に接続される。なお、比較回路３に供給される制
御電圧は制御素子４のエミッタ−コレクタ電流と調整用
抵抗Ｒ３７、Ｒ０で決まる。
【００２３】帰還素子５は、コンデンサＣｎ１より構成
され、制御素子４を構成するＰＮＰトランジスタＱのコ
レクタとベースとの間に接続され、制御素子４により制
御される電流を制御素子４のＮＰＮトランシスタＱ５４
のベースに帰還させる。この帰還素子５であるコンデン
サＣｎ１により制御素子４により制御される電流に変動
があった場合に、帰還素子５であるコンデンサＣｎ１を
介して変動に応じた成分が制御素子４であるＮＰＮトラ
ンジスタＱ５４のベースに帰還され、変動成分を効率よ
く変動成分の吸収を行うことができる。このため、コン
デンサＣｎ１の容量が小さくても電流の変動に対して十
分に対応できる。
され、制御素子４を構成するＰＮＰトランジスタＱのコ
レクタとベースとの間に接続され、制御素子４により制
御される電流を制御素子４のＮＰＮトランシスタＱ５４
のベースに帰還させる。この帰還素子５であるコンデン
サＣｎ１により制御素子４により制御される電流に変動
があった場合に、帰還素子５であるコンデンサＣｎ１を
介して変動に応じた成分が制御素子４であるＮＰＮトラ
ンジスタＱ５４のベースに帰還され、変動成分を効率よ
く変動成分の吸収を行うことができる。このため、コン
デンサＣｎ１の容量が小さくても電流の変動に対して十
分に対応できる。
【００２４】制御素子４により制御された電流Ｉｃはカ
レントミラー回路６に供給される。カレントミラー回路
６は、ＰＮＰトランジスタＱ５０，Ｑ５３，抵抗Ｒ３
２，Ｒ３４，Ｒｎ８１，ノイズ除去用コンデンサＣｎ２
より構成される。ＰＮＰトランジスタＱ５３は、コレク
タとベースが互いに接続され、さらに、コレクタは、制
御素子４であるＮＰＮトランジスタＱ５４のコレクタに
接続される。ＰＮＰトランジスタＱ５３のエミッタに
は、抵抗Ｒ３４を介して電源電圧Ｖｃｃが印加される。
レントミラー回路６に供給される。カレントミラー回路
６は、ＰＮＰトランジスタＱ５０，Ｑ５３，抵抗Ｒ３
２，Ｒ３４，Ｒｎ８１，ノイズ除去用コンデンサＣｎ２
より構成される。ＰＮＰトランジスタＱ５３は、コレク
タとベースが互いに接続され、さらに、コレクタは、制
御素子４であるＮＰＮトランジスタＱ５４のコレクタに
接続される。ＰＮＰトランジスタＱ５３のエミッタに
は、抵抗Ｒ３４を介して電源電圧Ｖｃｃが印加される。
【００２５】また、ＰＮＰトランジスタＱ５０には、エ
ミッタが抵抗Ｒ３２を介して電源電圧Ｖｃｃが印加さ
れ、ベースは、ＰＮＰトランジスタＱ５３のベースに接
続される。ＰＮＰトランジスタＱ５０のコレクタは、抵
抗Ｒｎ８１を介してＩＣ７の内部回路８に接続される。
ミッタが抵抗Ｒ３２を介して電源電圧Ｖｃｃが印加さ
れ、ベースは、ＰＮＰトランジスタＱ５３のベースに接
続される。ＰＮＰトランジスタＱ５０のコレクタは、抵
抗Ｒｎ８１を介してＩＣ７の内部回路８に接続される。
【００２６】ノイズ除去用のコンデンサＣｎ２は、電源
電圧ＶｃｃとＰＮＰトランジスタＱ５０，Ｑ５３のベー
スとの間に接続され、ＰＮＰトランジスタＱ５０，Ｑ５
３のベースに生じる変動を吸収する。制御素子４により
制御された電流がカレントミラー回路６を構成するＰＮ
ＰトランジスタＱ５０、Ｑ５３のベース、及び、ＰＮＰ
トランジスタＱ５３のコレクタに供給される。カレント
ミラー回路６から出力された電流は、定電流としてＩＣ
７内の他の内部回路８に供給される。
電圧ＶｃｃとＰＮＰトランジスタＱ５０，Ｑ５３のベー
スとの間に接続され、ＰＮＰトランジスタＱ５０，Ｑ５
３のベースに生じる変動を吸収する。制御素子４により
制御された電流がカレントミラー回路６を構成するＰＮ
ＰトランジスタＱ５０、Ｑ５３のベース、及び、ＰＮＰ
トランジスタＱ５３のコレクタに供給される。カレント
ミラー回路６から出力された電流は、定電流としてＩＣ
７内の他の内部回路８に供給される。
【００２７】また、図１において一点鎖線で囲まれた部
分がＩＣ７の内部となり端子Ｔ１に外付けの抵抗Ｒ０が
接続され、この外付けの抵抗Ｒ０を調整することにより
ＩＣ内の内部回路８に供給される電流値の調整が可能に
なる。上記の本実施例によれば、帰還素子５を構成する
コンデンサＣｎ１を制御素子４を構成するＮＰＮトラン
ジスタＱ５４のコレクターベース間に接続することによ
り帰還素子５を構成するコンデンサＣｎ１及びノイズ除
去用コンデンサＣｎ２によりノイズなどによる電流の変
動を吸収できるとともに、コンデンサＣｎ１によりノイ
ズなどの周波数成分となる高周波領域での制御素子４を
構成するＮＰＮトランジスタＱ５４のコレクタからベー
スへの帰還量を増加させることができ、したがって、高
周波領域でのＮＰＮトランジスタＱ５４の利得を低下さ
せることができ、端子Ｔ１からノイズが侵入してもノイ
ズを含む周波数領域でのＮＰＮトランジスタＱ５４の利
得は小さいため、カレントミラー回路６に供給される電
流へのノイズの影響は小さく、電流の変動を低減でき
る。
分がＩＣ７の内部となり端子Ｔ１に外付けの抵抗Ｒ０が
接続され、この外付けの抵抗Ｒ０を調整することにより
ＩＣ内の内部回路８に供給される電流値の調整が可能に
なる。上記の本実施例によれば、帰還素子５を構成する
コンデンサＣｎ１を制御素子４を構成するＮＰＮトラン
ジスタＱ５４のコレクターベース間に接続することによ
り帰還素子５を構成するコンデンサＣｎ１及びノイズ除
去用コンデンサＣｎ２によりノイズなどによる電流の変
動を吸収できるとともに、コンデンサＣｎ１によりノイ
ズなどの周波数成分となる高周波領域での制御素子４を
構成するＮＰＮトランジスタＱ５４のコレクタからベー
スへの帰還量を増加させることができ、したがって、高
周波領域でのＮＰＮトランジスタＱ５４の利得を低下さ
せることができ、端子Ｔ１からノイズが侵入してもノイ
ズを含む周波数領域でのＮＰＮトランジスタＱ５４の利
得は小さいため、カレントミラー回路６に供給される電
流へのノイズの影響は小さく、電流の変動を低減でき
る。
【００２８】図２に本発明の第２実施例の回路構成図を
示す。同図中、同一構成部分には、同一符号を付し、そ
の説明は省略する。本実施例の定電流回路１０は、制御
素子４を構成するＮＰＮトランジスタＱ５４のコレクタ
とカレントミラー回路６を構成するＰＮＰトランジスタ
Ｑ５３のコレクタとの間に帰還量増加手段となる抵抗Ｒ
ｎを接続した構成としてなる。
示す。同図中、同一構成部分には、同一符号を付し、そ
の説明は省略する。本実施例の定電流回路１０は、制御
素子４を構成するＮＰＮトランジスタＱ５４のコレクタ
とカレントミラー回路６を構成するＰＮＰトランジスタ
Ｑ５３のコレクタとの間に帰還量増加手段となる抵抗Ｒ
ｎを接続した構成としてなる。
【００２９】本実施例によれば、抵抗Ｒｎにより制御素
子４の制御端子となるＮＰＮトランジスタＱ５４のベー
スに帰還されるノイズ成分の帰還量を増加させることが
出来る。このため、図１に示した定電流回路１に比べて
高周波領域での制御素子４を構成するＮＰＮトランジス
タＱ５４の利得をさらに低下させることができ、ノイズ
に対して制御素子４をよりアクティブに動作させること
が出来るため、より効率的にノイズ成分の除去が出来
る。したがって、第１実施例のに示す定電流回路に比べ
て高周波領域において制御素子４であるＮＰＮトランジ
スタＱ５４の利得をさらに低下させることができる。
子４の制御端子となるＮＰＮトランジスタＱ５４のベー
スに帰還されるノイズ成分の帰還量を増加させることが
出来る。このため、図１に示した定電流回路１に比べて
高周波領域での制御素子４を構成するＮＰＮトランジス
タＱ５４の利得をさらに低下させることができ、ノイズ
に対して制御素子４をよりアクティブに動作させること
が出来るため、より効率的にノイズ成分の除去が出来
る。したがって、第１実施例のに示す定電流回路に比べ
て高周波領域において制御素子４であるＮＰＮトランジ
スタＱ５４の利得をさらに低下させることができる。
【００３０】また、第１実施例と同様の周波数特性を得
るときに、コンデンサＣｎ１，Ｃｎ２の容量をより小さ
い値に設定できる。なお、帰還素子５のコンデンサＣｎ
１を小型化するには、帰還量増加手段である抵抗Ｒｎの
値を、抵抗Ｒｎが接続されるカレントミラー回路６のＰ
ＮＰトランジスタＱ５３と制御素子４のＮＰＮトランジ
スタＱ５４が飽和領域に入る直前の値に設定すればよ
い。
るときに、コンデンサＣｎ１，Ｃｎ２の容量をより小さ
い値に設定できる。なお、帰還素子５のコンデンサＣｎ
１を小型化するには、帰還量増加手段である抵抗Ｒｎの
値を、抵抗Ｒｎが接続されるカレントミラー回路６のＰ
ＮＰトランジスタＱ５３と制御素子４のＮＰＮトランジ
スタＱ５４が飽和領域に入る直前の値に設定すればよ
い。
【００３１】図３、図４に本発明の周波数特性を説明す
るための図を示す。なお、図３、図４は、基準電圧Ｖｒ
ｅｆを２ｖとし、抵抗、コンデンサの具体的な値は、各
回路構成図中に示し、外部端子Ｔ１には、ノイズ源９か
らコンデンサＣｎ０を介して疑似的にノイズ信号を供給
して測定を行った。
るための図を示す。なお、図３、図４は、基準電圧Ｖｒ
ｅｆを２ｖとし、抵抗、コンデンサの具体的な値は、各
回路構成図中に示し、外部端子Ｔ１には、ノイズ源９か
らコンデンサＣｎ０を介して疑似的にノイズ信号を供給
して測定を行った。
【００３２】図３はノイズ除去用のコンデンサを同一の
容量とした場合の特性を示す。同図中、破線が図１の本
発明の一実施例の回路の特性、一点鎖線が図２の本発明
の他の実施例の回路の特性、実線が図５の従来の回路の
特性を示す。図３に示されるようにノイズ成分が含まれ
る高周波領域で、図１の本発明の回路は図５の従来の回
路に比べて十分にノイズを低下させることが出来ること
が分かる。また、図２の回路では、抵抗により帰還量が
増加されるため、更にノイズを低下させることが出来る
ことが分かる。
容量とした場合の特性を示す。同図中、破線が図１の本
発明の一実施例の回路の特性、一点鎖線が図２の本発明
の他の実施例の回路の特性、実線が図５の従来の回路の
特性を示す。図３に示されるようにノイズ成分が含まれ
る高周波領域で、図１の本発明の回路は図５の従来の回
路に比べて十分にノイズを低下させることが出来ること
が分かる。また、図２の回路では、抵抗により帰還量が
増加されるため、更にノイズを低下させることが出来る
ことが分かる。
【００３３】図４の破線は、図５に示される従来の回路
のノイズ除去用コンデンサの容量を１６０ｐＦと大きく
したもので、実線は図２に示す回路の特性を示す。図４
に示すように図５に示す従来の回路の特性を図２に示す
本発明の他の実施例の特性とほぼ同等なものとするため
には、ノイズ除去用のコンデンサの容量を１６０ｐＦと
ＩＣ内に形成するにはあまりに大きくする必要があり、
本発明の回路がいかに効率的にノイズの除去が行えるか
が分かる。
のノイズ除去用コンデンサの容量を１６０ｐＦと大きく
したもので、実線は図２に示す回路の特性を示す。図４
に示すように図５に示す従来の回路の特性を図２に示す
本発明の他の実施例の特性とほぼ同等なものとするため
には、ノイズ除去用のコンデンサの容量を１６０ｐＦと
ＩＣ内に形成するにはあまりに大きくする必要があり、
本発明の回路がいかに効率的にノイズの除去が行えるか
が分かる。
【００３４】以上のように、本実施例によれば、電流の
変動量を制御素子４に帰還素子５を介して帰還させるこ
とにより電流の変動を効果的に低減できるため、帰還素
子５の容量を大きくすることなく電流の変動を十分に低
減できる。したがって、ＩＣ化し、内部容量を大きく出
来ない場合などでも小さなコンデンサの容量でも十分に
効果的に電流の変動を低減できるため、簡単な構成で、
ＩＣ化された回路の性能を容易に向上させることが出来
る。
変動量を制御素子４に帰還素子５を介して帰還させるこ
とにより電流の変動を効果的に低減できるため、帰還素
子５の容量を大きくすることなく電流の変動を十分に低
減できる。したがって、ＩＣ化し、内部容量を大きく出
来ない場合などでも小さなコンデンサの容量でも十分に
効果的に電流の変動を低減できるため、簡単な構成で、
ＩＣ化された回路の性能を容易に向上させることが出来
る。
【００３５】
【発明の効果】上述の如く、本発明の請求項１によれ
ば、帰還手段により出力定電流の変動を吸収するととも
に、その変動を電流制御手段に帰還させることにより、
さらに、電流の変動を低減させることができるため、比
較的小さな容量で十分に電流の変動を低減できる等の特
長を有する。
ば、帰還手段により出力定電流の変動を吸収するととも
に、その変動を電流制御手段に帰還させることにより、
さらに、電流の変動を低減させることができるため、比
較的小さな容量で十分に電流の変動を低減できる等の特
長を有する。
【００３６】請求項２によれば、帰還量増加手段により
電流制御手段に帰還される変動量を増加させることによ
り、さらに、効果的に電流の変動を低減できる等の特長
を有する。請求項３によれば、上記請求項１又は２に記
載の定電流回路を半導体装置に内蔵することにより比較
的小さな容量のコンデンサで変動の小さな定電流を提供
できるため、半導体装置の性能を向上させることが出来
る等の特長を有する。
電流制御手段に帰還される変動量を増加させることによ
り、さらに、効果的に電流の変動を低減できる等の特長
を有する。請求項３によれば、上記請求項１又は２に記
載の定電流回路を半導体装置に内蔵することにより比較
的小さな容量のコンデンサで変動の小さな定電流を提供
できるため、半導体装置の性能を向上させることが出来
る等の特長を有する。
【図１】本発明の第１実施例の回路構成図である。
【図２】本発明の第２の実施例の回路構成図である。
【図３】本発明の第１、第２実施例の周波数特性図であ
る。
る。
【図４】本発明の第２実施例の周波数特性図である。
【図５】従来の一例の回路構成図である。
１ 定電流回路 ２ 基準電圧生成回路 ３ 比較回路 ４ 制御素子 ５ 帰還素子 ６ カレントミラー回路 ７ ＩＣ ８ 内部回路 ９ ノイズ源 Ｃｎ１，Ｃｎ２ ノイズ除去用コンデンサ Ｒｎ ノイズ除去用抵抗 Ｑ５４ 制御用ＮＰＮトランジスタ
Claims (3)
- 【請求項１】出力定電流を検出し、その電流値に応じた
検出信号を生成する電流検出手段と、該電流検出手段で
生成された検出信号が制御端子に供給され、該検出信号
に応じて前記出力定電流を一定に制御する電流制御手段
とを具備する定電流回路において、 前記出力定電流の出力端子と前記制御端子との間に設け
られ、前記出力定電流の変動を吸収すると共に、該変動
を前記電流制御手段の前記制御端子に帰還する帰還手段
を有することを特徴とする定電流回路。 - 【請求項２】前記出力定電流を出力する出力端子と前記
帰還手段との間に接続され前記帰還手段を介して前記電
流制御手段に帰還される変動を増加させる帰還量増加手
段と有することを特徴とする請求項１記載の定電流回
路。 - 【請求項３】定電流回路を内蔵した半導体装置におい
て、 前記定電流回路として、請求項１又は２記載の定電流回
路を内蔵した半導体装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7208211A JPH0954621A (ja) | 1995-08-15 | 1995-08-15 | 定電流回路及びそれを内蔵した半導体装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7208211A JPH0954621A (ja) | 1995-08-15 | 1995-08-15 | 定電流回路及びそれを内蔵した半導体装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0954621A true JPH0954621A (ja) | 1997-02-25 |
Family
ID=16552519
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7208211A Pending JPH0954621A (ja) | 1995-08-15 | 1995-08-15 | 定電流回路及びそれを内蔵した半導体装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0954621A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007068061A (ja) * | 2005-09-02 | 2007-03-15 | Hoya Corp | 電子回路 |
| US7259615B2 (en) | 2004-02-16 | 2007-08-21 | Sony Corporation | Bias voltage supply circuit and radio-frequency amplification circuit |
| JP2010072797A (ja) * | 2008-09-17 | 2010-04-02 | Mitsumi Electric Co Ltd | 直流電源装置および電源制御用半導体集積回路 |
| JP2014191542A (ja) * | 2013-03-27 | 2014-10-06 | New Japan Radio Co Ltd | 電流源回路 |
| JP2017097606A (ja) * | 2015-11-24 | 2017-06-01 | 株式会社東海理化電機製作所 | 半導体集積回路及び定電流駆動システム |
-
1995
- 1995-08-15 JP JP7208211A patent/JPH0954621A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7259615B2 (en) | 2004-02-16 | 2007-08-21 | Sony Corporation | Bias voltage supply circuit and radio-frequency amplification circuit |
| JP2007068061A (ja) * | 2005-09-02 | 2007-03-15 | Hoya Corp | 電子回路 |
| JP2010072797A (ja) * | 2008-09-17 | 2010-04-02 | Mitsumi Electric Co Ltd | 直流電源装置および電源制御用半導体集積回路 |
| JP2014191542A (ja) * | 2013-03-27 | 2014-10-06 | New Japan Radio Co Ltd | 電流源回路 |
| JP2017097606A (ja) * | 2015-11-24 | 2017-06-01 | 株式会社東海理化電機製作所 | 半導体集積回路及び定電流駆動システム |
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