JPH09503628A - 映像信号から同期情報を抽出する装置 - Google Patents

映像信号から同期情報を抽出する装置

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JPH09503628A
JPH09503628A JP7501398A JP50139895A JPH09503628A JP H09503628 A JPH09503628 A JP H09503628A JP 7501398 A JP7501398 A JP 7501398A JP 50139895 A JP50139895 A JP 50139895A JP H09503628 A JPH09503628 A JP H09503628A
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    • H04N5/00Details of television systems
    • H04N5/04Synchronising
    • H04N5/08Separation of synchronising signals from picture signals

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Abstract

(57)【要約】 本発明は、映像信号から同期情報を抽出する装置に関する。この装置は2閾値同期パルス検出手段(19,20,24,25)を有しており、第1の閾値はパルスの前縁を検出するためのものであり、第2の閾値は同じパルスの後縁を検出するためのものである。詳細にはこれらの閾値は、同期パルス振幅検出器(21)によって定められる。さらに本発明による装置はサンプル・アンド・ホールド手段(27)を有しており、この手段は、同期パルスが検出されたとき、前記の振幅検出器により蓄積コンデンサ(22)に蓄積された電圧を同期パルスに相応する電圧に戻すように構成されている。たとえば本発明は、映像信号から同期信号を抽出するために適用される。

Description

【発明の詳細な説明】 映像信号から同期情報を抽出する装置 本発明は、合成映像信号から同期情報を抽出する装置に関する。一般的には、 本発明による装置は映像分野で利用される。本発明はたとえば集積回路に集積す るのに適している。 第1図には、従来技術による同期情報抽出装置の一例が略示されている。この 装置は、外部のクランプコンデンサ2を介して接続線路1における合成映像帯域 信号(CVBS信号と称する)を受信する。この実例によればCVBS信号は正 の極性を有しており、つまり同期パルスは黒レベルに対し負である方形波によっ て形成されている。さらにこの装置は黒レベル再生ユニット3、低域通過フィル タ4、増幅器5、ピーク検出器6、電圧1/2除算回路8を有しており、これら の素子は直列に配置されている。外部のコンデンサ7は、ピーク検出器6により 供給された電圧値を蓄積する。増幅器5と除算器8の出力側は、比較器9の入力 側と接続されている。 CVBS入力信号は、回路3とコンデンサ2によってこの回路3の内部におけ る黒基準電圧に整合される(”クランプされる)。このクランピングは当業者に 周知の手段によって行われる。 低域通過フィルタ4によって、同期バーストとクロミナンス副搬送波とノイズ 成分が低減される。ピーク検出器6は、増幅器5によってまえもって増幅されこ の実例では反転された同期パルスのピーク電圧の値を検出する。その結果得られ た値は外部のコンデンサ7に蓄積される。同期パルスを検出するための閾値は、 黒レベルとコンデンサ7に保持されている値の和の50%のところに位置してい る。比較器9はこの装置の回路点10において論理信号を供給する。この信号は 閾値を超えたか否かに対応するものである。そしてこの信号が高レベル状態にあ るのはパルスが検出されたとき(閾値を超えた信号のとき)であり、低レベル状 態にあるのはこれとは逆のときである。 この回路は所定の動作条件のもとでは欠点を有する。それというのは実践にお いて、映像信号が理論的なCVBS信号の特性を有することはまれにしかないか らである。第2図には、このような信号の実例のダイアグラムが示されている。 CCIR規格に基づくこの実例によれば、同期パルス11の振幅は理想的には 300mVである。しかし実際の信号の場合、この値は20mV〜800mVの 間を変動する可能性がある。ある1つの伝送期間内でこの値が変化する可能性が あるし、あるいはある1つの伝送から別の伝送へ変わるときにいっそう急激に変 化する可能性がある。 大きな振幅のパルスのあとに、この最初のパルスに 対し急激に減少した振幅を有するパルスが続くと、この小さい方の振幅のパルス が抽出装置により考慮されなくなるおそれがあり、その際、ピーク検出器のコン デンサにおいては、振幅の減衰に追従するために十分迅速に放電する時間がなく なってしまう。この場合、減衰したこのパルスのピークは上述の検出閾値よりも 下に位置しており、そのようなパルスは無視されることになる。1つのパルスか ら別のパルスへの振幅の変化は通常は10%を越えないが、この変化は同じ極性 で所定数のパルスにわたり続く可能性がある。同様の問題は、ある種の形式のク ランプ回路(”IXIとして知られておりXはクランプコンデンサの充電電流と 放電電流との比を表す)を用いた場合にも、フレーム帰線中に生じる。ピーク検 出器(あるいは増幅器により信号が反転されなければボトム検出器)は、クラン ピングを実行する速度に常に追従できるわけではない。両事例とも、ピーク検出 器の蓄積コンデンサのサイズの選定において問題が生じる。この場合、装置の速 度と低電流に対するその感度との間で妥協を見出さなければならない。 自動利得制御(AGC)装置により、振幅変化の引き起こされる可能性がある 。この問題は、搬送波において正の極性で映像信号の振幅変調が行われるSEC AM L 形式の信号であるときに、殊に深刻である。AGCは、パルスの振幅 を画像内容の関数として変化 させる作用を有するものである。 さらに別の問題は、信号がノイズまたはエコーを含んでいるときに生じる。こ の種の障害は、低域通過フィルタ4によっても部分的にしか補正されない。第3 a図には、ノイズを含む同期パルスの実例が示されている。黒基準レベルはVb lackにより示されており、ボトム検出器により蓄積されている値はVtop で表されている。装置の出力側に方形波パルスを生じさせる検出閾値は、1/2 (Vtop+Vblack)である。図示の信号は障害12を有しており、この 障害よってパルスの後縁よりも先に閾値よりも下に戻っている。このことは、第 3b図に示されている出力論理信号において偽パルス13として現れている。し たがって、このような論理信号を利用した回路は障害を受けてしまうことになる 。 したがって本発明の課題は、上述の欠点を抑えることのできる抽出装置を提供 することにある。 本発明によればこの課題は、2閾値同期パルス検出手段を備えた、映像信号か ら同期情報を抽出する装置において、検出閾値は同期パルスの振幅に比例してい ることを特徴とする構成により解決される。 本発明の1つの特有の実施形態によれば、同期パルスの振幅は、振幅検出器に より蓄積コンデンサに蓄積された電圧により表される。 さらに1つの特有の実施形態によれば、前記の2閾 値検出手段はコンデンサを有しており、このコンデンサの一方の入力側は同期パ ルスを表す信号を受信し、他方の入力側は比較閾値を受信する。この場合、2閾 値検出手段は2つの比較閾値を導出する手段を有しており、これらの閾値の各々 は前記比較器の1つの状態に対応づけられている。 1つの特有の実施形態によれば、基準レベル(ここでは黒基準レベル)と同期 パルスの前縁のための閾値(第1の閾値)との間の差の絶対値は、基準レベルと 後縁のための閾値(第2の閾値)との差の絶対値よりも大きくなるように構成さ れている。第1の閾値は第2の閾値よりも大きいということになる。つまり、た とえば黒レベルとすることのできる基準値に関して、絶対値において高いことを 意味する。このようにすれば、前縁を待ち受けているときには、偽信号またはエ コーの振幅は、比較器をトリガするにはいっそう大きいものでなければならなく なる。同様に、検出されたパルスが存在している場合(比較器が適切な状態にあ るとき)、偽信号の振幅は、パルスが検出されていないことに相応する状態へ比 較器を切り替えて戻すようにするにはいっそう大きなものでなければならなくな る。したがって、ノイズに対する耐性あるいは所定のエコーに対する耐性がいっ そう強められる。 1つの特有の実施形態によれば、2つの比較閾値を導出する手段は第1および 第2の抵抗を有しており、 これらの抵抗は、蓄積された電圧に相応する電圧源と基準電圧源との間で直列に 接続されており、所望の閾値電圧を供給するこれら2つの抵抗の中点は、この中 点と基準電圧との間に配置された第2の抵抗中を流れる電流を2重ないし2倍に する電流源と直列にスイッチと接続されている。そしてこのスイッチは、パルス が検出されたときは導通状態になり、パルスが検出されなかったときには非導通 状態になるよう制御される。 1つの特有の実施形態によれば、この装置にはクランプコンデンサ、低域通過 フィルタおよび反転増幅器が直列に設けられており、クランプ回路により、増幅 後の信号の黒レベルが基準レベルにあるよう入力信号がクランプされる。そして 増幅器の出力側における信号は同期パルスを表す信号である。 1つの特有の実施形態によれば、前記の振幅検出器はサンプル・アンド・ホー ルド手段を有しており、この手段は、同期パルスが検出されたとき、蓄積コンデ ンサに蓄積された電圧が同期パルスに相応する電圧に戻されるように構成されて いる。 このサンプル・アンド・ホールド手段によって、蓄積コンデンサに蓄積された 電圧をパルスの振幅の生じ得る低減に迅速に整合させることができる。1つの実 施形態によれば、サンプル・アンド・ホールド手段により形成された電流は以下 のようなものである。すなわち、このサンプル・アンド・ホールド手段によって 、 蓄積された電圧とパルスに相応する電圧との間でこのパルスの期間にわたり整合 させることができるようにするため、蓄積された電圧を著しく迅速に変化させる ことができるような電流である。このようにして、2つの閾値により検出がより いっそう精確になる。 1つの特有の実施形態によれば、蓄積コンデンサの電圧を変化させる目的で、 前記のサンプル・アンド・ホールド手段により、振幅検出器により形成される電 流とは逆の電流が形成される。 さらに1つの特有の実施形態によれば、振幅検出器により形成される電流は、 サンプル・アンド・ホールド手段により形成される電流よりも絶対値に関して大 きい強度を有する。 また、1つの特有の実施形態によれば、振幅検出器が電流を通過させていると き、サンプル・アンド・ホールド手段は電流を通過させないように構成されてい る。 1つの特有の実施形態によれば、サンプル・アンド・ホールド手段により形成 された電流は、蓄積コンデンサにより蓄積された電圧と基準電圧との差の関数で ある。 1つの特有の実施形態によれば、上記の電流は上記の電圧差に比例している。 非反転信号の処理が本発明の枠内に入ることは自明である。当業者であれば、 このような適用法を本発明 の説明から実施できる。 本発明による装置のその他の特徴ならびに利点は、添付の図面に示されている 実施例の詳細な説明に示されている。 第1図は、公知の同期情報抽出装置のブロック図である。 第2図は、CCIR規格に沿った信号を表すダイアグラムである。 第3a図は、ノイズを含む同期パルスを表すダイアグラムである。 第3b図は、公知の形式の抽出装置の比較器の出力論理信号を表すダイアグラ ムである。 第4図は、本発明による同期抽出装置の理論的なダイアグラムである。 第5図は、本発明による装置において用いられるピーク検出器とサンプル・ア ンド・ホールド回路の実施例を示す図である。 第6図は、サンプル・アンド・ホールド回路を用いたときの蓄積コンデンサの 電圧の変化を表す図であり、この場合、同期パルスに続いてそれよりも振幅の弱 い別のパルスが生じている。 第7図は、本発明によるヒステリシス回路の実施例を示す電気回路図である。 第8図は、使用されるクランプ回路の特有の実施形態を示す図である。 第4図には本発明による装置のブロック図が示されている。この装置は接続端 子14を有しており、この端子はクランプコンデンサ15を介して、抽出すべき パルスを含む合成映像信号を受信する。さらにこの装置は低域通過フィルタ17 を有しており、このフィルタはクランプされた信号を入力として受信する。さら に低域通過フィルタ17には反転増幅器18が後置接続されている。反転増幅器 18の出力側は一方では比較器19の負の入力側と接続されており、この比較器 の正の入力側は、ヒステリシス回路20により導出された適切な閾値を受信する 。さらに反転増幅器18の出力側は他方では、クランプ回路16の一方の入力側 と接続されている。クランプ回路16は、増幅後に黒レベルが黒基準レベルVb lackにあるよう入力信号をクランプする。また、反転増幅器18の出力側は ピーク検出器回路へも導かれており、この回路は検出された電圧をアース接続さ れた蓄積コンデンサ22に蓄積する。このようにして、蓄積された電圧(Vto p)から整合回路23は相応の電圧源を生成し、これは抵抗24へ導かれる。こ の抵抗24と直列に抵抗25が接続されており、さらにこの抵抗25はその他方 の端部で値Vblackの電圧源26および、ヒステリシス回路20のために抵 抗25中を流れる電流を2重ないし2倍にするカレントミラー回路(図示せず) と接続されている。抵抗24と25の間の中点は、出 力比較器19の正の入力側と接続されているとともに、ヒステリシス回路20の 出力側と接続されている。この回路についてはあとで詳細に説明する。 ピーク検出器21と接続されている蓄積コンデンサ22の端子は、サンプル・ アンド・ホールド回路27とも接続されている。 比較器19の出力側からは論理信号が供給され、これは同期パルスが存在して いるときは低レベル状態にあり(増幅器18からの出力信号がヒステリシス回路 20により供給される閾値よりも大きいとき)、逆の場合には高レベル状態にあ る。本発明の実施例によれば、比較器19の出力側に直列に、3つの反転および インピーダンス整合バッファ28,29,30が設けられている。 パルスが検出されたとき、第1のバッファ28の出力側において、高レベル状 態にある信号が得られる。この信号によってヒステリシス回路20が制御される 。 第2のバッファ29の出力側において、比較器19の出力側に生じた信号と同 一の信号が得られる。この信号によってサンプル・アンド・ホールド回路27が 制御される。 さらに第3のバッファ30の出力側では、第1のバッファの出力側に生じた信 号と同一の信号が得られる。そしてこれは本発明による抽出回路の出力信号であ る。 低域通過フィルタ17は、クロミナンス副搬送波な らびにクランプされた映像信号のノイズ成分を減衰させるために用いられる。P AL規格に適合された1つの特有の実施形態によれば、このフィルタは−3dB につき1.5MHzの通過帯域を有し、かつ4.43MHzのカットオフ周波数 fcにおいて−13dBの減衰を有する。 増幅器18によって、検出すべきパルスのダイナミックレンジを増加させるこ とができる。1つの特有の実施形態によればこれは慣用の形式の反転増幅器であ り、A=−15の利得を有する。この反転の結果として、同期パルスの振幅を決 定するためにピーク検出器を使用することになる。 クランプ回路16はクランプコンデンサ15と共働して、増幅後、入力信号の 黒レベルが装置の黒基準レベル(Vblack)にあるようにする。1つの特有 の実施形態によれば、適切な電流によりクランプコンデンサ15を充電または放 電することによりクランプが行われる。 第8図には、この種のクランプ回路の簡略化された実例が示されている。この 場合、回路点14は、それぞれ電流I1とI2を有する2つの電流源32および 33と接続されている。さらにI1の電流源は電源電圧と接続されており、他方 、I2の電流源はアースと接続されている。これら2つの電流源はそれぞれ、比 較器として配置された増幅器31の出力信号およびこ の出力信号を反転した信号により制御される。この場合、増幅器13は、その反 転入力側においてクランプ電圧(装置の黒基準レベル)を受け取り、その非反転 入力側ではろ波され増幅され反転された映像信号を受け取る。この回路における その他の素子は、前述のように配置されている(クランプコンデンサ15、低域 通過フィルタ17および増幅器18)。 増幅器18から到来した信号がVblackよりも小さい場合には、そのつど I2の電流源が作動され、その結果、回路点14における電圧が低減することに なる。この信号がVblackよりも大きい場合には、そのつどI1の電流源が 作動される。 電流I1とI2との間の比は、クランプすべき信号の状態に依存する。CCI R規格に適合したCVBS信号のために、この比をI1/I2=8と等しくなる よう選定するのがよい。 ろ波され増幅され反転された映豫信号はピーク検出器21へも供給される。第 5図には、このピーク検出器の実例の電気回路図が示されている。この実施形態 によれば、ピーク検出器はNPNトランジスタ35,36を有しており、このト ランジスタのエミッタは両方とも同じ電流源I38と接続されており、これはア ースとも接続されている。 トランジスタ35のベースはピーク検出器の入力側として用いられる。トラン ジスタ36のベースは蓄積 コンデンサ22と接続されている。 トランジスタ36のコレクタは装置の電源電圧と接続されている。 さらにこの検出回路は3つのPNPトランジスタ39,40,41を有してお り、これらによってカレントミラー回路が形成されている。トランジスタ39お よび40のコレクタはNPNトランジスタ35のコレクタと接続されている。ト ランジスタ39および40のエミッタは負荷抵抗42と接続されており、さらに この抵抗自体は電源電圧と接続されており、他方、トランジスタ39および40 のコレクタはそれらのベースと接続されている。そしてこれらのベースはトラン ジスタ41のベースと接続されており、このトランジスタ41のコレクタは蓄積 コンデンサ22と接続されている。さらに、トランジスタ41のエミッタは負荷 抵抗43と接続されており、これは電源電圧とも接続されている。NPNトラン ジスタ35のベース(ピーク検出器の入力端子)に加わる電圧がコンデンサ22 により蓄積された電圧よりも高いと、トランジスタ35は導通状態になるのに対 し、トランジスタ36は阻止状態になる。この場合、電流Iは実質的にトランジ スタ35、トランジスタ39および40ならびに負荷42を通過する。そしてカ レントミラー回路(39,40,41)を介して、同じ電流Iによりコンデンサ 22が充電される。 NPNトランジスタ35のベースに加わる電圧が蓄積された電圧よりも低いと 、トランジスタ36は導通状態になるのに対し、トランジスタ35は阻止状態に なる。NPNトランジスタのβパラメータの関数である電流によって、コンデン サは実質的にトランジスタ36のベースを介してゆっくりと放電する。 したがってコンデンサ22は、求めているピーク電圧に対応する電圧まで充電 される。 蓄積された電圧を、この電圧の変動を引き起こすことなく抽出装置の他の回路 により用いることができるよう整合段23が設けられている。この整合段により 、蓄積された電圧から同じ値の電圧源が形成される。この種の回路段の構成は慣 用的なものであり、ここではこれ以上は詳しく説明しない。 本発明による抽出装置はサンプル・アンド・ホールド回路27も有しており、 これはコンデンサ22を放電させる。第5図には、1つの特有の実施形態が示さ れている。この回路は第1のNPNトランジスタ45を有しており、このトラン ジスタのベースはコレクタと接続されており、さらにこのコレクタ自体は電流源 (図示せず)と接続されている。1つの特有の実施形態によれば、この電流は差 (Vtop−Vblack)の関数である。1つの特有の実施形態によれば、こ の電流は(Vtop−Vblack)に比例している。この種の電流源の構成は 当業者に周知である。トラン ジスタ45のエミッタは負荷抵抗46と接続されており、この抵抗の他方の端子 はアースされている。 トランジスタ45のベースは第2のNPNトランジスタ44のベースとも接続 されており、このトランジスタ44のコレクタはコンデンサ22(図示のとおり コンデンサにおけるアースされていない方の端子)と接続されている。さらにト ランジスタ44のエミッタは、負荷抵抗47と接続されているとともに第3のN PNトランジスタ48のエミッタとも接続されている。 トランジスタ48のコレクタは電源電圧と接続されており、他方、そのベース は、第2の反転バッファ29により反転された論理信号出力によって作動される 。したがって、パルスが検出されなければトランジスタ48は導通状態にある。 パルスが検出されなかった場合、トランジスタ44のコレクタのエミッタ−ベ ース電圧は、トランジスタを阻止状態にするものである。したがってこの場合、 コンデンサ22を放電させるための電流は生じない。 パルスが検出された場合、トランジスタ48は阻止状態になる。この場合、ト ランジスタ44と45はカレントミラーとして動作し、(Vtop−Vblac k)に比例する放電電流がコンデンサ22から流れる。 第6図には、蓄積された電圧Vtopの変化が略示されている。同期パルス4 9に続いて、それよりも低い振幅のパルス50が生じている。この同期パルスは 、 その振幅が(パルス50の前縁に対応する)第1の検出閾値よりも高いときに検 出される。そしてこれまでは小さかった放電電流はいっそう大きくなり、これは (Vtop−Vblack)に比例している。これは電圧降下の変化として表さ れ、この電圧降下はパルスの直前まではβに依存してわずかな傾斜51で直線的 に降下していたものである。その際、コンデンサ22は、同期パルス電圧に達す るまで急速に放電する。この時点から、ピーク検出器は再び作動状態になり、先 に述べたようにしてコンデンサ22を再び充電する。ピーク検出器の充電電流は 、サンプル・アンド・ホールド回路27の放電電流よりも常に大きいものである ので、コンデンサ22に蓄積された電圧は、パルス50の振幅に対応する電圧よ りも著しく下に降下することはない。 1つの変形実施例によれば、コンデンサ22の充電電流とサンプル・アンド・ ホールド回路により生成される放電電流との間にいかなる特定の種類の関係も存 在しないように構成されている。この場合には図示されていない回路素子が設け られており、この回路素子は、ピーク検出器21がコンデンサ22を充電してい るときに回路27の放電電流を阻止する。したがって、充電電流と放電電流のコ ンフリクトが回避される。 同期パルスの後縁は一般的に(4〜4.7μsの期間を有するパルスに関し1 00〜200nsのオーダ で)著しく急峻であるので、この後縁の検出閾値が低く選定されていると、コン デンサはあまり放電しない。 この第2の検出閾値に達すると、サンプル・アンド・ホールド回路27のトラ ンジスタ48は再び導通状態になり、電圧降下は再び傾斜51を有するようにな る。 本発明による装置にはヒステリシス回路20も設けられている。この回路によ って、比較器19に対しこの比較器の状態に応じて2つの異なる比較閾値を供給 することができる。 第7図には、この回路20の1つの特有の実施形態の電気回路図が示されてい る。この図にも比較器19、反転バッファ28ならびに抵抗24,25が示され ている。このヒステリシス回路は、バッファ28による論理信号出力により制御 されるスイッチ52を有しており、このスイッチは検出された同期パルスが存在 しているときのみ導通状態にあるように構成されている。このスイッチ52は、 抵抗24,25の中点(ひいては比較器19の相応の入力側)を電流源53と接 続する。この電流源53を流れる電流13は抵抗24,25を流れる電流と同じ であり、この電流はカレントミラーにより2重ないし2倍にされたものであって 、これは第7図には示されていないが、矢印54によりシンボリックに表されて いる。 スイッチ52が開いているとき(したがってパルス が検出されないとき)、2つの抵抗の中点に生じる閾値電圧は、 Vthreshold=2/3 Vtop+1/3 Vblack である。 これは、R25=2×R24である1つの特有の実施例の事例の場合であり、 この場合、R24とR25はそれぞれ抵抗24と25の値を表す。 したがってこの閾値は、1つのパルスの前縁を検出するための閾値に相応する 。 同様に、スイッチ52が閉じているとき、 Vthreshold=1/2 Vtop+1/2 Vblack である。 この閾値は、1つのパルスの後縁を検出するための閾値に相応する。 第1の閾値をVtop+Vblackに近づけて選定すればするほど、比較器 を切り替えるために生じ得るノイズの振幅はいっそう大きくなければならない。 同様に、第2の閾値をVblackに近づけて選定すればするほど、蓄積された ピーク電圧に対してノイズの振幅はいっそう大きくなければならない。 本発明はたとえば、SECAM,PALまたはNTSC信号から同期パルスを 抽出するために適用され、たとえば、伝送のための搬送波において正の極性で信 号の変調が行われる場合に適している。さらに、検出すべきパルスの極性に依存 して、ピーク検出器ではな くボトム検出器が用いられることになる。この場合、蓄積コンデンサは、アース ではなく電源電圧と接続される。また、サンプル・アンド・ホールド回路は、こ れにより生成される電流が最小値検出器により生成される電流に対し常に逆であ るように変形されることになる。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 1.2閾値同期パルス検出手段(19,20,24,25)を備えた、映像信号 から同期情報を抽出する装置において、 検出閾値は同期パルスの振幅に比例していることを特徴とする、 映像信号から同期情報を抽出する装置。 2.前記同期パルスの振幅は、振幅検出器(21)により蓄積コンデンサ(22 )に蓄積された電圧(Vtop)により表される、請求項1記載の装置。 3.前記2閾値検出手段は比較器(19)を有しており、該比較器の一方の入力 側は同期パルスを表す信号を受信し、該比較器の他方の入力側は比較閾値を受信 し、前記2閾値検出手段は2つの比較閾値を導出するための手段(20,24, 25)を有しており、該閾値の各々は前記比較器(19)の1つの状態に対応づ けられている、請求項1または2記載の装置。 4.前記同期パルスの振幅は基準レベル(Vblack)に対して規定されてお り、パルスが検出されていないことに相応する比較器(19)の状態に対応づけ られた第1の比較閾値と基準レベル(Vblack)との差は、パルスが検出さ れたことに相応する比較器(19)の状態に対応づけられた第2の閾 値と前記の基準レベルとの差よりも大きい、請求項1〜3のいずれか1項記載の 装置。 5.2つの比較閾値を導出する前記の手段は第1および第2の抵抗(24,25 )を有しており、該抵抗は、一方では蓄積された電圧(Vtop)に対応する電 圧源と他方では基準電圧(Vblack)との間で、直列に接続されており、所 望の閾値電圧を供給するこれら2つの抵抗の中点は、電流源(53)と直列接続 されたスイッチ(52)と接続されており、該電流源(53)は前記の中点と基 準電圧(Vblack)との間に配置された第2の抵抗(25)中を流れる電流 を2重にし、前記スイッチは、パルスが検出されたときには導通状態になりパル スが検出されなかったときには非導通状態になるよう制御される、請求項1〜4 のいずれか1項記載の装置。 6.クランプコンデンサ(15)と低域通過フィルタ(17)と反転増幅器(1 8)とが直列に設けられており、増幅後の信号の黒レベルが基準レベル(Vbl ack)にあるよう、クランプ回路(16)により入力信号がクランプされ、増 幅器(18)の出力側における信号は同期パルスを表す信号である、請求項4ま たは5記載の装置。 7.同期パルスが検出されたときに、蓄積コンデンサ(22)に蓄積された電圧 を同期パルスに相応する電圧に戻すためにサンプル・アンド・ホールド手段 (27)が設けられている、請求項2〜6のいずれか1項記載の装置。 8.前記サンプル・アンド・ホールド手段(27)は、コンデンサ(22)の電 圧を変化させるために、振幅検出器により形成された電流に対し逆の電流を形成 する、請求項7記載の装置。 9.振幅検出器により形成された電流は、サンプル・アンド・ホールド手段によ り形成された電流よりも絶対値に関して大きな強度を有する、請求項8記載の装 置。 10.前記サンプル・アンド・ホールド手段(27)は、振幅検出器が電流を通過 させているときは電流を通過させない、請求項8記載の装置。 11.前記サンプル・アンド・ホールド手段(27)により形成された電流は、蓄 積コンデンサ(22)に蓄積された電圧と基準電圧(Vblack)との差の関 数である、請求項8〜10のいずれか1項記載の装置。 12.前記電流は前記電圧差に比例している、請求項11記載の装置。 13.前記振幅検出器(21)はピーク検出器であり、該ピーク検出器は、蓄積コ ンデンサ(22)の電圧が増幅器(18)による信号出力電圧よりも小さいとき に前記蓄積コンデンサ(22)を充電する、請求項2〜12のいずれか1項記載 の装置。 14.前記サンプル・アンド・ホールド手段(27)は第1のNPNトランジスタ (45)を有しており、該第1のNPNトランジスタのベースはコレクタと接続 されており、該コレクタ自体は電流源と接続されており、前記第1のトランジス タ(45)のエミッタは第1の負荷抵抗(46)と接続されており、該負荷抵抗 の他方の端子はアースされており、前記第1のトランジスタ(45)のベースは 第2のNPNトランジスタ(44)のベースとも接続されており、該第2のNP Nトランジスタのコレクタは蓄積コンデンサ(22)におけるアースされていな い端子と接続されており、前記第2のトランジスタ(44)のエミッタは一方で は第2の負荷抵抗(47)と接続されており、該負荷抵抗の他方の端子はアース されており、前記第2のトランジスタ(44)のエミッタは他方では第3のNP Nトランジスタ(48)のエミッタと接続されており、前記第2のトランジスタ のコレクタは電源電圧と接続されており、該トランジスタのベースは、比較器( 19)による論理信号出力により作動され、前記第3のトランジスタ(48)は 同期パルスが検出されたときに導通状態になる、請求項7〜13のいずれか1項 記載の装置。
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