JPH09502793A

JPH09502793A - コンデンサーの値の変化を測定し、そして検出するための装置と方法

Info

Publication number: JPH09502793A
Application number: JP6521156A
Authority: JP
Inventors: ワードヒユーイー，ブラドレー; ピサウ，ルクレチユ; ミレア，リビウ
Original assignee: ヒユーイー−ピサウリミテツド
Priority date: 1993-03-15
Filing date: 1994-03-14
Publication date: 1997-03-18
Also published as: WO1994022026A1; EP0689677A4; EP0689677A1; CA2158370A1; US5469364A; US5586042A

Abstract

(57)【要約】方法はコンデンサーの値を測定して、基準値あたりのコンデンサーの値の微小変化を検出する。コンデンサーの静電容量は既知振幅と波形、Ｖを有する入力電圧を実質的に既知、または一定負荷インピーダンス、Ｒを有するＲＣ回路に適用し、そして正確に制御された経過時間間隔、Ｔで抵抗器（６または１６）またはコンデンサー（８または１４）間の電圧をサンプリングすることにより決定されても良い。その方法は、精密、且つ正確に値の微小変化を測定するための検出器回路を作ることを可能にする。センサーセル（３２）とソフトウェアー・アルゴリズムとを組み入れる固体キーパッド（３０）は、環境的に引き起こされた誤り、または構成要素の老化のための誤りにさらされないヒューマン・インターフェイス・システムを提供する。

Description

【発明の詳細な説明】コンデンサーの値における変化を測定し、そして検出するための装置と方法発明の背景本発明は一般的に静電容量要素の値を測定するための方法と装置に、特に基準値についてのコンデンサーの値の微小変化の検出に関する。特に、それはコンデンサーの値を測定するためにそれを直接的にサンプリングするための新しく、改善された単一ステップの方法、その測定を実行するための新しく、改善された検出器回路、そして連続測定が経時的に行われ、そしてサンプル値の変化の傾向が多種類のエンドユーザーのためのコマンド信号、または決定を表現するために識別、分析、そして使用される新しく、改善された方法とに関する。一つの好適形態によれば、本発明は多数の特定産業および商業的用途に適応される新しく、改善された人／機械コントロールコマンド入力インターフェイスを提供するための新しく、改善され、環境的に密閉された、接触不要、固体キーパッドを提供する。静電容量測定についての多くの異なる、良く知られ、そして文書化された方法がある。実例となる例は、ＡＣ永久レジーム内のコンデンサーの値を基準インピーダンスの値との比較に基づくブリッジ方法を含む。コンデンサーを測定するために使用される多種類のブリッジ回路があり、その最も良く知られているものは Sauty 、Wien、Nernst と Schering である共振方法もまた、ＡＣ永久レジーム内で働かせて、コンデンサーの未知の値を得るために同調回路理論を適用することにより微小コンデンサーを測定するのに使用される。間接的な従来技術の方法は、発振器の反応ループ内にテスト中のコンデンサーを含めて、その結果として生じる周波数シフトを測定することに基づいている。更に、従来技術はアクティブフィルター構成内にテスト中のコンデンサーを導入して、その回路の移動特性を測定することをも包含している。他の直接的な方法は、正確に制御した定電流源でテスト中のコンデンサを充／放電して、それから指定された量の時間後にコンデンサー間の電圧を測定するか、または指定された電圧に達するのに必要とされる時間を測定することに基づくＤＣ方法を包含している。直接的方法は、ＡＣジェネレーター、ＡＣ電圧計、または電流計を用いてテスト中のコンデンサーのリアクタンスを測定して、一般化したオームの法則を適用するＡＣ方法を包含している。しかしながら、コンデンサーの静電容量の値の微小変化は伝統的技術を用いて測定するのは難しい。コンデンサーの静電容量の正確な値を知ることがその相対的経時変化を数量化することほどには重要ではない多数の用途がある。１％か、それ以上の分解能を有する静電容量計などの従来装置での汎用的測定は、遅くて、比較的高価である。ファラッドでその値を決定するために単に未知の静電容量の値だけを測定するための一定の用途における必要性を除いて、他の変数についての決定、または変化におけるパラメーターとして静電容量を利用することは、しばしば有利である。例えば、静電容量の変化が、例えばデータをシステム内に入力するための方法として容易に利用されても良い。この事については、静電容量性キーボードについての考えは新しくない。市場に可動部品を持たない固体キーボードの利益を導入するために従来技術において多数の試みがなされている。これらの利益は、キーが装置の前面パネルの背後で作動できるので、キーボードが表面と一体となり、頑丈さ、耐衝撃性、そして長期耐用年数などの美観性を含む。このタイプのむしろ基本的で、ますます重要な例が、装置のオペレーターとシステムコントロール回路との間の十分な隔絶を提供することが望まれるシステム内での静電容量性タッチセンサーの使用において見つけられる。このタイプの入力コントロールパッドの例は、コントロールパネルに組み込まれる電子回路構成に対するだけでなく、キーパッドを通じてコマンドを入力する人間のオペレーターに関しても相当な環境的安全性を提供することが望まれる機械のコントロールパネル用途で見つけられる。大抵の従来技術の静電容量性キーボードは、環境的変化が誤ったキーストローク検出を引き起こす極端な環境的感度で苦しんでいる。環境的変化に対して自己補正する静電容量性キーボードを提供するための従来の努力が、Eichelberger 氏その外の関連米国特許番号４、０３９、９４０；、１４５、７４８；そして４、２９０、０５２で説明される。Eichelberger 氏その外の静電容量性キーパッドシステムは、センサー配列内に各キーパッドの測定されたアナログ信号値をデジタル化するための回路を組み込む。キーパッドの状態についての反復してなされたサンプリングは、与えられたキーの値の検出された変化を明かにする。もしもその変化が所定スレッショルド量よりも上であるならば、タッチ指示が与えられる。その配列は、非接触状態下のコンデンサーセルに対する補正ベースライン値に基づく意図的接触を検出するための所定スレッショルド限度を上げるか、または下げる定期的カリブレーション・サイクリングを受ける。そのカリブレーション・サイクリングは、いずれかの方向に１ステップだけコンデンサーのベースライン値を増分、または減分できる。Eichelberger 氏その外により説明された静電容量性タッチ入力システムは、自己最適化し、そして環境的因子の変化に対して対話的に補正する傾向があるが、これらの特許で考えられた単一ステップ補正は通常遭遇する環境的変化を補正するのに十分に適応されないか、または遅すぎる。故に、従来技術の不足を克服するために、単一ステップで未知のコンデンサーの値を直接的に測定する新しくて、改善された静電容量測定方法と装置を提供することが本発明の目的である。センサーに関して対象物の接近、近さ、そして離遠を感知するための新しくて、改善された近接センサーを提供することが本発明の他の目的である。キーパッドの位置を取り巻く環境的条件の変化により実質的に影響を受けず、オペレーターとアクティブ・キーパッド要素との間の物理的接触を必要とせず、環境的変化と構成要素の老化を補償するためにそのフィールド感度を継続的に、且つ自動的に再カリブレーションし、そしてキー値の変化について意図的キーストロークと、例えば偶然の二重打ち、ボール、または小鳥などの指以外の目標物の衝撃などの他のソースとの間で識別できる新しくて、改善されたキーパッドの形の新しくて、改善された人／機械入力インターフェイスを提供することが本発明の更なる目的である。アナログ電気信号からノイズを低減し、そして環境的因子に対して識別して、調整するために動的適応信号探知を提供するための新しくて、改善された方法を提供することが本発明の他の目的である。ノイズに直面して所定量を超える電気信号の変化を検出するための新しくて、改善された方法を提供することが本発明の他の目的である。発明の要約これらや他の目的に従い、数局面における本発明はコンデンサーの値の微小変化を数量化することに比類なく適している静電容量を測定するための新方法を含む。その方法は非常に速く、非常に敏感で、そして安価で実施可能である。用途の分野は、数多く、そしてアクティブ・フィルターなどの用途のコンデンサーの整合から、好適な障壁を介しての感知、非接触キーボードなどの静電容量性センサーやデータ入力装置までの範囲に及ぶ。既知の物理学的等式だけが利用されるが、原価効率的に本方法を利用するための装置がこれまで有効であったという訳ではない。この静電容量測定方法を利用するために、非常に正確で、安定した時間基準で、ほとんど瞬間的に電圧を測定する方法が必要とされる。実例により、ＤＣ電圧ソース２、スイッチ４、抵抗器６、そしてコンデンサー８とを組み合わせた基本的ＲＣ等価回路１が図１で示される。バッテリー２により生成されたＤＣ電圧とこの相似回路内のスイッチ４は、パルスジェネレーターか、または直列にネットワークを形成する抵抗器６とコンデンサー８とに入力されるステップ電圧を適用する手段を形成する。スイッチ４が時間ｔ＝０のとき閉じているとする。正確にこの時間において、完全に放電したコンデンサーを仮定すると、そのコンデンサー８は無視出来る程のインピーダンス（短絡）として表れ、そして電圧Ｖの全ては抵抗器６の両端子間で見いだされる。ｔが０よりも大きいいかなるポイントにおいても、コンデンサー８は充電し始めて、それ自体の電圧を降下させて、抵抗器６間の電圧を低減する。その抵抗器の電圧は、よく知られている等式に従う：ｖ＝Ｖ＊ｅ^-t/(R*C) （Ｉ）ここでｖは抵抗器６間の電圧に等しい、Ｖは総適用回路電圧を表す、ｅは自然対数の底（２．７１８３）である、ｔは電圧の適用（スイッチ閉）後に経過した秒での時間であるＲは抵抗器６のオームでの抵抗値である、そしてＣはコンデンサー８のファラッドでの静電容量値である。もしそれが決定されるべきである回路内の静電容量の値であるならば、直列抵抗の値と、測定間隔ｔの正確な値とを出来る限り正確に知ることが必要である。その後、次の得られた方程式を用いて、我々は静電容量Ｃを決定出来る：Ｃ＝ｔ／Ｒ＊１／Ｉｎ｛Ｖ／ｖ｝（ＩＩ）ｖとＶの実験的値はそれらが表す比率と同程度重要でないことは等式ＩＩから明白である。サンプリング間隔ｔにおいて総適用回路電圧のどれだけのパーセンテージが抵抗器６（またはその件に対して、たとえ抵抗器６間で降下されないとしてもコンデンサー８間で見いだされるに違いないので、コンデンサー８）間で見いだされるかを知りたいだけである。ｔが０よりも大きいいかなるｔがサンプリング・モーメントとして使用されても良いが、今はｔに対する最適値があることが発見されている。測定の精度、または変化測定の場合、サンプリング・モーメントｔに対する静電容量値の変化（ｄｖ／ｄｃとして）に対する感度は、ｔ＝Ｒ＊Ｃで唯一の最大値をとることが示される。この感度（ｓ）は以下により決定出来る：ｓ（ｔ）＝（Ｖ＊ｔ／Ｒ＊Ｃ²）ｅ^-t/(R*C) （ＩＩＩ）この発明の新しくて、改善された方法に関連する重要な概念が方程式ＩＩＩにある、即ちコンデンサー８の値がより小さくなると、この発明の方法はより指数的に敏感となる。これは、測定された静電容量値がより小さくなると、その値についての変化を検出するための能力が、悪化しないでより著しく良好となることを意味する。非常に小さいコンデンサーの極小変化を検出するためのこの方法の独自の能力には、多数の用途がある、その幾つかは電子工学のこれらの当業者には明白である。上記方程式と議論は幾分理想化した回路モデルと作用を表している。この方法の実際の用途においては、良好な結果を得るためにどれだけタイトにその感度が制御される必要があるのか、即ちどれだけ多くのｔが許容されるのかを知ることが重要である。方程式ＩＩＩの導出は以下の通りである：ｄｖ／ｄＣ＝ｄ（Ｖ＊^e-t/(R*C)）／ｄＣ＝Ｖ＊ｅ^-t/(R*C) ｔ／Ｒ＊Ｃ²＝ｓ（ｔ）（ＩＶ）この関数の極値を決定するために、一次微分が計算されなければならない、そして方程式ｄｓ／ｄｔ＝０が解かれなければならない：ｄｓ／ｄｔ＝Ｖ／Ｒ＊Ｃ² ＊ｄ（ｔ＊ｅ^-t/(R*C)）／ｄｔ＝＞ｄｓ／ｄｔ＝Ｖ／Ｒ＊Ｃ² （ｅ^-t/(R*C)−（ｔ／Ｒ＊Ｃ²）ｅ^-t/(R*C)）（Ｖ）ｄｓ／ｄｔ＝Ｖ＊ｅ^-t/(R*C)／Ｒ＊Ｃ² （１−ｔ／Ｒ＊Ｃ）（ＶＩ）ｓ’（ｔ）＝０→ ｔ＝１／Ｒ＊Ｃ（ＶＩＩ）主関数ｓ（ｔ）は厳密には正で、且つｔ＝０とｔ＝∞の両方に対してゼロに等しい、それは発見された極値の独自点が最大であることを意味する。ｔ＝Ｒ＊Ｃに対して、その感度は以下の通りとなる：ｓ_max ＝ｓ（ｔ＝Ｒ＊Ｃ）＝Ｖ／ｅ＊Ｃ（ＶＩＩＩ）これは、コンデンサー８の初期（基準）値が下がるとその感度が上がり、そして適用された電圧Ｖの値が可能な限り大きくあるべきであることを意味する。この最適値ｔ＝Ｒ＊Ｃからどの程度まで外れることが出来るかを知ることは実施的見地からも重要である。換言すれば、サンプリング・モーメントｔの変化がどのように感度に影響を及ぼすのか？感度包絡線として言及される、幾分異なって表された、サンプリング・モーメントｔあたりの許容値は、最良の結果を得るために知られているべきである。故に、もしもｍが測定モーメント、または包絡線幅であるならば、サンプリング・モーメントｔ₁ ＝ｍ＊ｔ₀に対して、その感度変化は以下の通りに表される：ｓ（ｔ₁ ）／ｓ（ｔ₀ ）＝（Ｖ＊ｍ＊ｔ₀／Ｃ＊Ｒ＊Ｃ）ｅ^-m*10/R*C／（Ｖ＊ｔ₀ ／Ｃ＊Ｒ＊Ｃ）ｅ^-10/R*C ＝ｍ＊ｅ^-t0(m-1)/R*C （ＩＸ）ｍに対してある異なる数値を代入することにより、次の結果が得られる：もしｍ＝０．９８（サンプリング・モーメントの２％変化）で、ｔ₀ がほぼＲＣに等しいならば、感度ｓの０．０２％の変化となる；もしｍ＝１．０２（２％変化）では、同結果の、感度ｓの０．０２％変化が得られる；そしてｍ＝０．０９５（５％変化）に対しては、感度ｓの０．１３％変化が得られる。事実、もしもｍ＝１．２で、サンプリング・モーメントの位置の２０％の変化では、低い１．７％の感度の変化となる。これらの計算は、時間測定の安定性のみがこの方法にとって重要なものであるが、サンプリング・モーメントの絶対位置もその次に重要なものであることを示す。この方法を満足に適用するための主な因子は、瞬時電圧測定を行うために許容出来る手段を提供する。瞬時電圧サンプリングの現在の好適手段は、アナログ／デジタルコンバーター回路である。Ａ／Ｄ回路を用いて、抵抗器間の電圧がサンプルされるときの正確なモーメントｔが事前に決定されて、制御されても良い。そのサンプルはまた、Ａ／Ｄコンバーターにより扱い易い数値に容易に変換される。ここでｎは使用されるＡ／Ｄコンバーターのビット数であり、そしてｋはサンプルの変換された値である（Ａ／Ｄコンバーターの最大能力はＶに等しいと仮定される）ならば、測定される電圧サンプルｖは：ｖ＝ｋ＊Ｖ／２ⁿ （ｘ）ｔ＝Ｒ＊Ｃあたりで、Ａ／Ｄコンバーターの１ステップは以下に等しいコンデンサーの値の変化に等しい： ΔＣ／Ｃ＝ｅ／２ⁿ （ＸＩ）８ビットＡ／Ｄコンバーターに対しては、これは１．０６％の検出可能静電容量値変化（測定精度）に、そして１０ビットＡ／Ｄに対しては注目すべき０．２６％に変換する！新しくて、改善された方法は、この状況において、静電容量の初期値（または基準値）あたりの微小変化に関する用途に対して最適と考えられる、ここで最適サンプリング・モーメントｔは大きな範囲の実用的精度で事前決定されて、制御できる。本発明の別の局面に従って、コンデンサーの値を測定するための、または基準値あたりのコンデンサーの値の変化を検出するための新しくて、改善された回路が検出器回路内に提供される、それは：コンデンサー８と直列接続された実質的には一定の負荷インピーダンス６；その検出回路に既知波形の電圧入力を提供する手段；既知時間間隔Ｔの経過後に負荷インピーダンス、またはコンデンサーから選択された回路要素間の瞬時サンプル電圧ｖを測定する手段、そのサンプリング・モーメントは入力電圧Ｖに対して所定の固定位相関係にある；それによりコンデンサーの値、またはその中の変化はサンプルの値ｖ、経過した時間Ｔ、既知負荷インピーダンスＲ、そして入力電圧Ｖの振幅と波形とを考慮することにより単独で計算、または検出されることからなることを特徴とする。この方法の実用的実施の例が図３に示される。検出器回路の不可欠な機能的要素の全てが示される。図３において、コンデンサー１４は数量化されるべき静電容量を表す。Ｒ＋ＳＣブロック１６は抵抗性要素であり、その用途により必要とされるいかなる信号調節をも含む。マイクロプロセッサー／コントローラー１８とインターフェイス２０とは計算を行って、イールド（分析）手段と成る。パルスジェネレーター２２は別のブロックとして示されるが、マイクロコントローラー１８から出力された緩衝済みクロック信号はこの目的のために働く。アナログ／デジタルコンバーターＡ／Ｄ機能ブロック２４は、瞬時電圧を測定手段に供給する。マイクロコントローラー１８を用いることにより、基準として精密水晶素子２６を採用して、精密発振器を有するデジタルコントロール回路を容易に構成することが出来る。その装置を使用し、そしてそれからの全ての信号を得ることにより、優秀な精密タイミング基準手段を得ることが出来る。パルスジェネレーター２２、サンプリングおよび保持機能、そしてＡ／Ｄ装置２４は同マイクロコントローラー１８により制御できる。マイクロコントローラー１８の時間基準の精度は、Ａ／Ｄコンバーター（８ビットＡ／Ｄコンバーターに対して３９０、６２５ｐｐｍ、そして１０ビットＡ／Ｄコンバーターに対して９７６．５ｐｐｍ）のための誤差よりもはるかに良好であるサンプリング・モーメントｔ（水晶ＴＴＬ発振器に対して約１０から１００ｐｐｍ）の時間の精度と安定度に直接的に変換される。この方法のいかなる用途においても、マイクロコントローラー１８のプログラム可能性局面を使用することは都合が良い。この属性は、テスト中の静電容量性構成要素について経時的に値の変化を検出しようとするところでは特に有用となる。我々は特定の反復時間間隔でテスト中の装置の静電容量を測定するためにその回路をプログラムできる。近接検出用途において、例えば、コンデンサーの値が意図的に変化するところでは、我々はインターフェイスを通じて他のコントロール、または起動回路にいかなる変化をも報告して、そのコンデンサーを反復的にテストするようにその回路をプログラムしても良い。図３において、我々はマイクロコントローラー１８をプログラムすることにより新しくて、改善された方法の提供を始める。マイクロコントローラー１８のプログラムは、次のサイクルの事象を行わせるように構成されなければならない：１．そのプログラムサイクルは、開回路最大電圧Ｖ、基準抵抗器Ｒの値と、Ｃの近似値の獲得と、編入で始めなければならない。大抵の適用では、これらの値は一定と見なされて、事前設定としてプログラムできる。２．マイクロコントローラー１８は、ｔ＝０で電圧ステップ機能をＲＣネットワーク１６に適用するためにパルスジェネレーター２２を起動する。３．約ｔ＝ＲＣにおいて、マイクロコントローラー１８は値ｖをデジタル形式に変換するためにＡ／Ｄ手段２４を起動して、ｋを得る、それは次にマイクロプロセッサー１８に送り返される。４．マイクロプロセッサー１８はプログラムと回路の意図される使用に従って、ｋを分析する。本発明の新しくて、そして改善された方法と検出器回路は、静電容量変化の数量化が意味ある場合には、多用途で使用されても良い。本発明の他の目的や利点は図との関連で行われた本発明の詳細な説明から明白となる：図面の簡単な説明図１は本発明の新しくて、改善された方法のための理論的支持の理解を助けるために提供された理想化したＲＣ回路の略図である。図２は、ステップ電圧入力が適用された後の図１のＲＣ回路の作用を例示するタイミング図のグラフ表示である。図３は本発明の新しくて、改善された方法を実施するための好適検出器回路の略図である。図４はドアー通路開に近接したウインドウ内に表示される電子キー無しドアー入力モジュールとしての使用で示される本発明による固体非接触キーパッドを含む新しくて、改善された人／機械インターフェイスの斜視図である。図５は本発明によるセンサーセルの略図である。図６は本発明の非接触キーパッドの正面のヒューマン・インターフェイス表面の略図である。図７は本発明の非接触キーパッドの展開側面図である。図８は本発明の非接触キーパッド内のセンサー基板の略回路図である。図９は本発明の非接触キーパッド内の検出器基板の略回路図である。図１０は本発明の非接触キーパッド装置の略タイミング図である。発明を実施するための最良の形態本発明の新しくて、そして改善された方法は、特にコンデンサーの値における微小変化を数量化することに最適である。我々は図４−９で示された固体静電容量性キーボード３０の形でこの方法の多数の実用的用途の一つを検討する。この最終使用用途において、我々は電界がオペレーターの指により乱されると可変コンデンサーのように作用する近接トランスデューサーを採用する。静電容量性キーボードの考えは新しくない；可動部分を持たない固体キーボードの利点を市場に導入するために数多くの試みがあった。しかしながら、最終的に各々の従来の試みは、高コスト、複雑さ、そして環境的感度（誤キーストローク検出）のため商業的失敗に終った。デモ目的のために、我々は１５個のキー３２、または「センサーセル」を有するパーソナルコンピューター数値キーパッド配列を構築した、但し、いかに多くのセンサーセル３２が、実際的人間工学や伝送ライン長の限度の範囲内で配列内に組み込まれても良い。我々はセンサーセル３２の配列からのデータを駆動、受信するためにマイクロコントローラーを採用する。図に示された好適形態においては、モトローラ６８ＨＣ０５シリーズのマイクロコントローラーが使用され、それはインターフェイスを標準パーソナルコンピューター・キーボード・ポートに提供するのに利用できる十分な周辺Ｉ／Ｏ接続形態をも有する。この特別のマイクロコントローラーの我々の選択は実際的には任意であった；離散的論理接続形態を含む同様の属性を備えたいかなるそのような装置、または装置数も適当な代替と成る（もし優れていないならば）可能性がある。この例のキーボードは三つの主要構成部品、またはアッセンブリー、即ち、センサーセル配列、関連ハードウェアーを備えたマイクロコントローラー基板、そしてマイクロコントローラー・ソフトウェアーコントロール命令セット、またはプログラミングを含む。全体で、この例の１５個のキー配列キーボード３０は２３個のアクティブ構成要素を有する：各センサー素子に標準２Ｎ２２２２バイポーラトランジスター、モトローラＸＣ６８ＨＣ７０５Ｐ９Ｓマイクロコントローラー、７４０６ＴＴＬチップ、５個のダイオード、そしてＬＥＤ。我々はこの装置の最高の性能とコスト効率がまもなく明白となると確信している。最初に、個々のセンサーセル３２を調べてみる。そのセンサーセル３２は、静電容量測定方法の最初の二つの「手段」要件を満たす近接トランスデューサーである。そのセンサーセル３２は測定されるべき静電容量を提供し、それはオペレータの指、そして／または他の適切な起動体の相対的近接により値が変化する、そして用途により必要とされるどのような信号調節をも含んで、既知、または実質的に一定の値の電気的抵抗要素を提供する。センサーセル・コンデンサー（測定されるべきコンデンサー）の我々の現在の好適形態は、以下のように製造される：図８に示された可変コンデンサー要素３４は、標準プリント回路基板の片面上の銅箔線から作られた、任意に決定された外径０．７５”（我々が必要とした「キー」のサイズに基づく、０．５”から３ ”の実用的サイズの範囲で）を有する一定の間隔をとって配置された二つの同心導電リングで、平面型に構成される。各リングから一本づつ、二本の導電リードが回路基板の反対面に貫通する。外部導電リングからの導電リードはセル入力と見なされ、そして配列内の他のセルからの全ての導電リードに電気的に接続され、そして最終的に既知波形の周期的電圧入力手段に接続される。要素の出力と見なされる他のリードは、信号調節手段に接続される。センサーセルの我々の現在の好適形態はまた、可変コンデンサー要素に物理的に局部化された信号調節と部分出力信号多重化手段をも含む。この信号調節手段は、抵抗要素としても働き、以下のように作られる：図８に示される製造者指定ベータ範囲（ベータの広範囲の変動を回避する）の単一従来型バイポーラＮＰＮトランジスタ３６（２Ｎ２２２２のような）、そして基本共通エミッター増幅構造を供に形成する二つのバイアス抵抗器３８と４０。そのベース抵抗器３８は個々のセルに唯一のものである。そのコレクター抵抗器４０は列内の４つの他のセルにより共有され、そして多重化手段の一部を形成する。配列内では、トランジスタ３６間に異常に広い範囲のベータを持たないことが望まれる。増幅器の入力インピーダンス（ｈｉ．）は抵抗、または負荷インピーダンス回路要素を提供する。この好適形態において、Ｖｃｃ供給はパーソナルコンピューター・キーボード・ポートにより供給され、それは＋５Ｖである。配列内の全てのセル３２への入力は、共通電圧入力手段に結ばれる。セルの出力はトランジスタ３６のコレクターでとられ、そしてそのエミッターはマイクロコントローラー内の電子スイッチを通じて接地される。そのスイッチが閉じられると、エミッターは低に結ばれ、トランジスタ増幅器はアクティブにバイアスされて、出力が現れる。もしそのエミッターが強制的に高に結ばれると、トランジスタ３６はバイアスされず、何の出力も現れない。このエミッターの切替は我々が配列内のセル３２を多重化するのを容易にする、そしてこれは徹底的に後に議論される。センサーセル３２内の共通エミッター増幅器は二つの更に重要なタスクを実行する。第一に、増幅器のｈｉ．（または入力インピーダンス）は既知の値の一連の抵抗要素手段の静電容量測定要件を満たす（実際、この用途においては、特定の実験的量についてよりも動的に一定であることの方がこの値にとってはより重要である）。第二に、その増幅器は、伝送ライン無効パラサイトの影響を低減するためにセンサーセル・コンデンサーの信号を増幅し、そしてインピーダンスを整合させて、信号調節機能を果たす。本発明によれば、ステップ電圧機能はｔ＝０においてセンサーセルの入力に適用される。近似の最適期間ｔ＝ＲＣにおいて、セルの出力がサンプルされる。それから、この値はデジタル形式に変換されて、マイクロコントローラー（ｋ）内に蓄積される。これはほぼ５０ミリ秒毎に一度行われる。図１０に示されたタイミング図は基準化するためではない。この回路で使われたクロック基準値は２Ｍｈｚであるか、または０．５ミリ秒の周期を有する。セル・サンプリング・サイクルはほぼ５０ミリ秒毎に（１０Ｍｓ毎に一列）実行される。実際に回路動作の成功に重大な唯一のタイミング要素は、ｔ＝０とサンプリング・モーメントｔ＝ＲＣ間の経過時間である。そのサンプリング・モーメントＴは、セル・サンプリング・サイクルが実行される度毎に非常に正確に同じでなければならない。共通エミッター増幅器の出力曲線は反転されるか、または入力との位相から１８０度ずれることにも留意すること。これは、その反転が既知であり、且つ考慮に入れられている限り問題ではない。指がセル３２に接近するとどうなるのか？センサーセル・コンデンサー３４は言葉の正確な意味において本当は「静電容量性」ではないので、非常に奇妙である、しかし我々は静電容量性類似物でセンサーセル回路の動作を分析できる。物理学的意味において、センサーセル３２内の「コンデンサー」３４の「プレート」は実際に送受信アンテナペアーである。我々が送信導電体に適用する入力電圧機能は他の導電体に放出されて、数量化可能信号を生成するために増幅される。オペレーターがキーを「押す」と、彼は実際にフィールドエネルギーを減衰、または「奪って」おり、受信信号の強度を減少させる。その回路に関する限り、センサーセル・コンデンサー３４内の静電容量の値はそのセル３２に近接する指で減少した。但し、信号調節増幅器の反転特性のために、センサーセル３２の実出力は指の接近と供に増加する（そのセル３２は静電容量性値、またはｖを得るように見える）。残念ながら、我々と従来技術の両方の装置を含む、実際の静電容量性キーボードで採用される可変コンデンサー３４の明白な静電容量を、オペレーターの指の接近以外の因子に応じても変化できる。湿気、温度、埃、環境的汚染、電気ノイズ、構成要素の老朽化、そして浮遊塵は考慮しなければならない小数因子である。この意味において、センサーセル３２は二重の目的を持っている。それはオペレーターの指の近接を記録するだけでなく、それは環境的変化トランスデューサーの機能を実行するためにもまた要求される。センサーセル３２の独特の属性がそれをこの用途に理想的に適用させる。このキーボードは堅い、非金属障壁の背後から操作できるので、それはすぐ反環境的使用にその用途を見いだす。「キー」起動はフィールドエネルギーの吸収を必要とするので、キーボードを打つ離れた目標物はキーストロークを記録しそうにない。事実上指に、登録、または検出されるべきキーストロークを引き起こすことを要求する。その安全性の利点は明らかである。疑似電磁的、または無線周波数干渉はセンサーセル・コンデンサーの値を増す（セル出力、またはｖを減少させる）傾向があるので、これらの影響は誤ったキーストローク検出を引き起こしそうにもない。従来技術の静電容量性センサーと違って、本発明のセンサーセル３２は、本来アナログであるフィールドじょう乱に対する応答を有する。指がセル３２に接近すればするほど、吸収されたフィールドエネルギーの強度は高くなり、報告されるｖの値も高くなる。従来技術のセンサー、特にEichelberger氏その外により開示されたような変動悪化ためのフィールド内に余分の金属プレートを備えたこれらは、本来明確にデジタルであった、そして指が実際にそのセンサーに接触するまでそれの接近を感知できなかった。これはまた、環境的変化に対する従来技術のセンサーの感度を非常に減少させた。本発明のセンサーセル３２は、指の到着前にフィールドの動揺を感知し始めるのに十分敏感であり、そして従来技術においては気付かずに済ましたであろう環境的条件の変化をも検出することが出来る。この高められたセンサー感度は、環境的補正でのはるかに高い精度と誤ったキーストローク検出についての次の抑制を可能にする。例のキーパッド配列３０の１５個のセンサーセル３２は、電気的に３行５列に配置される。各々の３セル列内の増幅器のトランジスタエミッターは供に結ばれて、マイクロコントローラー内の列特定電子スイッチ（実際はＴＴＬ互換ＨＣＭＯＳ出力）を通じて接地される。各々の行内の５個のセル３２はそれらのコレクター出力を有し、それらは供に結ばれ、そしてマイクロコントローラー内の三つの唯一の入力の一つに接続されている。この構成は、配列３０内の各センサーセル３２の多重化、またはアドレス指定への新規のアプローチを可能にする。我々はほとんど一度に一つのセンサーセル３２の値を調べるだけが必要であるので、我々はそのセルが存在する列のＦＥＴスイッチを起動し（増幅器をオンにする）、それからその行のＡ／Ｄコンバーターチャネルを通じてセルの値をサンプリングすることにより特定セルを調べることが出来る。本発明の静電容量測定の方法の状況で、マイクロコントローラーはセンサーセル配列３０により満たされない残りの要件を果たさなければならない、即ち、既知波形を有する電圧入力手段；精密タイミング基準；瞬時電圧測定手段；そして計算、または分析手段（そして／または前記手段へのインターフェイス）。既製のマイクロコントローラーの使用は、単に簡単さと便宜性を示唆するだけである。我々は離散的論理からの必要な属性を有する回路を設計するか、またはカスタム設計したチップを調達することが出来た。いずれにせよ我々はマイクロコントローラー手段を実施しなければならない、そして次の機能的属性が（前に議論された配列設計に基づいて）包含されなければならない：一つの４ビット（最小限度）アナログ／デジタルコンバーター手段；配列セルアドレス指定手段；プログラムを保持するのに十分なサイズの永久的ソフトウェアー記憶手段（ＲＯＭ）；プログラム実行中にデータを記憶するのに十分なサイズの一時的ソフトウェアー記憶手段（「スクラッチＲＡＭ」）；クロック信号発振器および基準手段；周期的電圧信号入力手段；そして結果の伝達、または通信を可能にするインターフェイス手段。もっと特定的に、選択されたマイクロコントローラーは次の機能的属性を持つことにより我々の１５個のキーの例におけるこれらの要件を満たす：８ビットＡ／Ｄコンバーター；配列行アドレス指定用４：１アナログＭＵＸ回路、そして列アドレス指定用の５個以上のＴＴL互換出力；２０４８バイトの有効ＲＯＭ；１２８バイトの有効ＲＡＭ；外部水晶基準のみを必要とする内部クロック基準発振回路；ステップ電圧信号発生のためのプログラム可能ＴＴＬ互換出力；そして関連信号ラインを備えたインターフェイスポート。図８−９に示されるように好適形態の略図において、マイクロコントローラーは一般に１０で指定される。チップの実際のピンは１から２８の識別数字により表され、そして接続形態内のそれらの関連信号機能も同様に指示される。ピン１は強制的ＲＥＳＥＴラインである。ピン２、１２、１３、２５はインターフェイス信号ラインを提供する。ピン１１はＣＯＭＭＯＮラインである、それはステップパルス発生手段として働くプログラム可能ＨＣＭＯＳＴＴＬ互換出力であり、故にその配列内の全センサーセル３２の全ての入力に接続される。８本の標準ＨＣＭＯＳＴＴＬ互換出力ラインがある、ピン３から１０、それらはＲＯＷＯからＲＯＷ７として指定される。ＲＯＷＯからＲＯＷ４までの５出力は、コマンド時に増幅器の一定の列を接地するように切り換える、前述の配列セルアドレス指定手段の部分として使用される。残りの３出力、ＲＯＷ５、ＲＯＷ６、ＲＯＷ７は、この用途では未使用であり、接続されない。ピン１４は論理接地である。ピン１６、１７、１８、１９は、前述のように内蔵した４：１ＭＵＸのための入力を形成する。それらは各々ＣＯＬＯからＣＯＬ４までラベル付けされて、特定の行に共通の各センサーセルのコレクター出力に接続される。３行のセル３２しかないので、ＣＯＬ４は必要無く、１５０ＫΩ抵抗器によりＶｃｃにプルアップされる。ピン１５はＡ／Ｄコンバーターにより使用されるＤＣ電圧基準であり、そして配列の観点から、アナログ接地であるので、ＡＧＮＤとラベル付けされる。ライン２０、２１、２２はパーソナルコンピューター・キーボード・インターフェイス標準に従ってＬＥＤ’ｓを点灯するために使用され、そして一般に機能性に対しては不必要である。他の出力、ピン２３がある、それはバッファを通じてスピーカー１２を駆動するために使用される。これは、キーストローク検出に関する可聴フィードバックをユーザーに供給するために使用される。ピン２４の、ＴＥＳＴラインは接続されない。ピン２６と２７とは外部水晶クロック周波数基準に接続するために使用され、そしてＯＳＣ１とＯＳＣ２とラベル付けされる。ピン２８はＶｃｃに接続される。接続形態内の残りの構成要素の目的と機能性とは電子工学の当業者には明白である。この静電容量性キーボードを本当に素晴らしいものにするものは、キーボード検出のための我々のソフトウェアー・アルゴリズムである。誤誘発、環境的ドリフト、そして一定しない操作、従来技術の静電容量性キーボードの特徴は、ソフトウェアー制御キーストローク検出の柔軟性と適応性とで事実上排除される。なぜキーストローク検出がそんなに重大であるのか？単にオペレータの接近する指だけでなく（特に従来技術において）、多数のものがキーの明白な静電容量を変化させるからである。前述されたように、湿気、温度、埃、環境汚染、電気ノイズ、構成要素の老化等は考慮しなければならないほんのわずかな因子でしかない。マイクロコントローラー・ソフトウェア・プログラムはキーストローク検出機能性を提供する以上のことをしなければならない、それは全装置を意図したように機能させるのに必要な命令手段を備えなければならない。そのソフトウェアは、次の特徴を包含しなければならない：１．本発明の方法によりＶとＲＣ変数に対する所定値を考慮に入れた命令順序付け手段；２．配列内の個々のセンサーセル３２をアドレス指定させる命令順序付け手段。３．マイクロコントローラー１０の適正機能的要素にｔ＝０の瞬間にステップ電圧信号をＣＯＭＭＯＮラインに適用させる命令順序付け手段。４．センサーセル３２の出力のサンプルがｔ＝ＲＣの相対的瞬間にとられ、そしてＡ／Ｃコンバーター手段によりデジタル形式に変換されるようにする命令順序付け手段。５．一時的ソフトウェアー記憶手段内の個々のセンサー３２に唯一のロケーションに、センサーセル出力の前記デジタル形式を記憶させる命令順序付け手段。６．配列内の全センサーセル３２の値が一時的ソフトウェアー記憶手段内の唯一のロケーションに記憶されるまでステップ２から５までの完全サイクルを連続的に反復させる命令順序付け手段；以後その命令順序付けは配列サンプリング・サイクル（ＡＳＣ）と呼ぶ。７．連続して複数の配列サンプリング・サイクルを引き起こして、一時的ソフトウェアー記憶手段内の唯一のロケーションに一つ以上のサイクルからの値を記憶する命令順序付け手段。８．パターンの変化が複数の配列サンプリング・サイクルに渡って一つ、そして／または複数のセル値で起こるかどうかを記憶されたセル値の分析に決定させる命令順序付け手段。９．キーストロークを記録して、そして経時セル値の分析が特定キーを起動（または「押す」）ことを試みるオペレーターの指のためセル値の何等かのパターン変化が明確にあるという高い確率を示すならば、適正な応答を適用するための命令順序付け手段。１０．特定のキーを起動（または「押す」）ことを試みるオペレーターの指のためセル値の何等かのパターン変化が明確に無いという高い確率を経時セル値の分析が示すならば、キーストロークの誤った記録を防止するための命令順序付け手段。１１．経時セル値の分析が環境的変化が起こっていることを示すかどうかを決定するための命令順序付け手段、そして環境的補正のための命令順序付け手段。１２．他の装置へのインターフェイスを制御するための命令順序付け手段。ステップ９から１１までの我々の独自の解決案が従来技術に対する我々の装置の優越性の本質であることは明白ではないので、我々は詳細にこれらのステップをカバーする。我々のものをも含む全ての静電容量性キーボードは、配列内のセンサーの静電容量を連続的に測定して、いかなる変化をも調べる。しかしながら、事実上全ての従来技術の静電容量性キーボードは、実施されたハードウェアーに、つまりキーストロークの簡単な決定に頼った；特定静電容量性センサーの値はそのセンサーの特定基準値（通常は過去のセンサー測定や比較活動から得られる）を超える一定の、所定（またはスレッショルド）量（または率）よりも多く変化したかもしそうならば、この変化はキーを「押す」ことを試みるオペレーターのためであるに違いないと考えられるので、キーストロークは記録される。もしそうでなければ、なんらかの変化があるのか？もし幾らかの変化があるが、その変化が所定量よりも小さいならば、その変化は環境的現象のためであるに違いないと考えられ、そして通常は特定カリブレーション・サイクルが行われる時を除いて無視される。キーストロークを示すと見なされるセンサー値の変化の所定スレッショルド量は、単一サンプリング期間中に、環境的条件がどれだけの値の変化を引き起こすかに対して指の接触でどれだけのセンサー値が変化するかについての設計者の評価から通常は得られる。換言すれば：もし新センサー値が基準（または調整された古いセンサー値）と異なり、そしてこの差がスレッショルド量よりも大きいならば、キーストロークを記録する。もし新センサー値が基準センサー値と異なり、そしてこの差がスレッショルド量よりも小さければ、それを無視する。但し、もしこれが特定のカリブレーション・サイクルであるならば、その基準センサー値は変化の方向にある程度調整され、そしてこの調整された値は次の比較で基準センサー値として使用される。基準センサー値の調整の程度は典型的に一つ以上の「ステップ」として言及される、そしてセンサー値を得るためにＡ／Ｄコンバーターを用いるこれらの装置（我々のものも含む）に対しては、一つのステップはセンサー値を定義するために使用される一つの、または連続した複数のビット配置に等しい、それはまた従来技術の議論で一つの「カウント」として言及される。数学的表現のために、我々はセンサー基準値をｋ_r に等しく、新センサー値をｋ_nc、そしてスレッショルド差量をｋ_tcに等しくさせる。もしｋ_nc＝ｋ_r ならば、何もしない。もしｋ_nc≠ｋ_r ならば、その差を調べる。もしｋ_nc≧ｋ_r ＋ｋ_tc、またはｋ_nc≦ｋ_r −ｋ_tcならば、キーストロークを記録する。その後、特定カリブレーション・サイクル時に：もしｋ_r ＜ｋ_nc＜ｋ_r ＋ｋ_tcならば、１ステップでｋ_r を増分する。もしｋ_r ＞ｋ_nc＞ｋ_r −ｋ_tcならば、１ステップでｋ_r を減分する。むしろ単純に思われるが、その通りである。従来技術におけるセンサー値変化の程度に関して、これらの単純な仮定は、用途により、時折誤りから徹底的に危険な程度にまで変動する。もし一瞬大気を通じて発散されるか、または恐らく、電源供給を通じて伝達される非周期的ノイズがｋ_nc≧ｋ_r ＋ｋ_tc条件を満足させるならばどうなるか？もしオペレーターがキーを「押す」、そして「保持する」（或はキーを非常に緩やかに解除する）ならばどうなるか？その装置が外部ドアー近辺、「飛び散る」液体源近辺、または非常に急速に環境的変化が起こり得る場所に設置されるならばどうなるか？キーストロークと特定カリブレーション・サイクルの「衝突」中に何が起こるか？誤ったキーストローク検出が起こる。キーストローク検出を実施するために我々はソフトウェアー手段を用いるという事実は、かってハードウェアーにおいて現実的に可能であったであろう（確かに商業的に実用的であった）よりもセンサーセル値のなんらかの変化についてのより完全な分析を可能にする。ソフトウェア実施は、装置製造中のキーストローク検出方法論への容易な調整、または特殊化用途をも考慮に入れる。説明されたことは我々の好適形態が採用する実際の方法である。提案された方法論に対する相当な変形を、展開して、採用するのは比較的容易であろうことは、当業者には明白となろう。本発明のソフトウェアー・アルゴリズムは、正しいキーストローク検出のための次の特定の有利な属性を有する：・特定のセンサーセル値は、キーを押している場合とキーを解除している場合の両方の事象において、ｋ_nc≧ｋ_r ＋ｋ_tc条件を満足しているということを「ディバウンシング」、または冗長確認。・キーが押されている状態の特定セルのｋ_tcの値を変更して、確認されたキーが押されている状態中にスレッショルド履歴、またはスレッショルドレベル減少を検出。・任意に、装置が緩やかに接近して来る指を環境的変化と間違えるのを防ぎ、劇的な環境変化後にその装置を速やかに動作復帰させる非対称環境調整機構。これは基準値のための一定の「機会のウインドウ」のみを調整させ、そして上方（キーを押している状態に向う）よりもより多くの潜在的下方（キーを押している状態から離れる）調整機会を与えることにより達成される。我々の機構は、キーストロークとカリブレーション・サイクル「衝突」をも防止する。・任意に、何等かの基準値修正が行われる前に変化の一貫した傾向を強制的に提示させる環境的調整の濾波。これは「傾向カウンタ」の使用として定義される。その濾波方法は、アナログ値のデジタルサンプリング（Ａ／Ｄ手段）が採用されるいかなる回路においてもノイズ低減の方法としてより広範囲の潜在的使用をも持っている。我々のソフトウェアの上記属性は誤ったキーストローク検出を事実上排除して、広範囲の環境と状況で意図される通りに正しく機能するようにその装置を調整する。以下はこれらの属性がいかに得られるかについてのより完全な説明である。電力がその装置に適用されるか、またはリセット状態が起こっている。典型的ハードウェアー自己診断命令系列が実行された後、ソフトウェアー手段が適当な環境構成（初期化）を行わせる。この構造に包含されるのは、ＡＳＣのための必要なルーチン、配列多重化、インターフェイス制御のための割り込みサービスルーチン、そしてメモリ内のカウンタ、フラグ、そして他の命令手段の作成である。全てのカウンタは、中間点で初期化される。第一ＡＳＣが実行され、そして配列内の全てのセル３２から読み出された値が基準値として使用されるべく唯一の、個々のセルアドレス・ロケーションに記憶される。これらの基準値は、一定の条件が満たされる時にのみ修正される。現在の形態において、１６個のカウンタ手段が作成される。１５が２ビットカウンタ（記憶手段サイズが許す限りより大きなものが望ましい）、配列内の１５個のセンサーセル３２の各々に対して一つ。これらのカウンタは配列内の特定セル３２に割り当てられ、そしてセル３２内の値の変化の傾向、即ち「傾向カウンタ」を検出するために使用される。これは、特定セル３２の値が増加するが、キーストローク検出（ｋ_r ＜ｋ_r ＜ｋ_nc＜ｋ_r ＋ｋ_tcとｋ_r ＞ｋ_nc）のためには十分ではないＡＳＣ数を合計することにより行われる。もしｋ_r ＜ｋ_nc＜ｋ_r ＋ｋ_tc がそのセル３２に対して真であり、そして上方カリブレーション・サイクルが実行されているならば、そのカウンタは増分される。もしｋ_r ＞ｋ_ncがそのセル３２に対して真であり、そして下方カリブレーション・サイクルが実行されているならば、傾向カウンタはセンサーセルの電気的反応から知られ、減分される、キーストロークは決して値の減少ではなく、常に増加で表される。１６番目のカウンタはカリブレーション・サイクル・カウンタであり、８ビット幅（７ビットが使用される）である。より大きなサイズのメモリ手段が与えられるならば、１７番目のカウンタは上方と下方との両方にカリブレーション・サイクル・カウンタを提供するために作られ、そしてこれらのカウンタは異なる値を有することとなることに留意することは重要である。ソフトウェアーの現在の（必ずしも好適ではない）形態は、１２８：１の非対称のカリブレーション・タイミング（下方から上方まで）を持っている。好適形態は、用途により、４：１比、１：１比、または１：１２８比でさえ採用しても良い。カリブレーション・サイクルは、二つの条件が一致する時にのみＡＳＣ（従来技術におけるように、独立したサイクルではない）中に入力されるサブルーチンである。上方カリブレーション・サイクルは、アドレス指定されている個々のセルがｋ_r ＜ｋ_nc＜ｋ_r ＋ｋ_tc基準（セルの値はその基準値よりも大きいが、可能キーストローク状態にあると考えられるほど大きくはない）に合致する値を有する時に入力される、そして増分後に、上方カリブレーション・サイクル・カウンタはキャリー（「上方オーバーフロー」）状態となる。下方カリブレーション・サイクルは、セル値が逆の基準ｋ_r ＞ｋ_ncと合致する時に実行される、そして減分後に、下方カリブレーション・カウンタはボロー（「下方アンダーフロー」）状態となる。我々の現在の形態におけるように、我々は上方と下方との両方のカリブレーション・サイクルのために同カリブレーション・サイクル・カウンタを用いることを選択しても良い。そのカウンタは、各々の測定サイクル毎に増分される。最後の７桁がゼロであるならば、それは上方カリブレーション・サイクルである。最後の３桁がゼロ（２進数計算）であるならば、それは下方カリブレーション・サイクルである。それは単一カウンタであるので、その値は独立的でなく、そしてその装置はカリブレーション・サイクル・タイミングの柔軟性において限定されることとなる。好適形態は二つのカウンタを採用する。丁度カリブレーション・サイクル・サブルーチン条件が一致しているだけでは、基準値の調整を意味しない。まだ考慮すべきセルのための傾向カウンタがある。もし上方カリブレーション・サイクルのための状態が特定セルのために一致しているならば、特定セルの傾向カウンタは増分される。下方カリブレーション・サイクルのための状態が一致するならば、セルの傾向カウンタは減分される。上方カリブレーション・サイクルからの傾向カウンタの増分が傾向カウンタのキャリーを引き起こす時にのみ、１ステップだけ増加されるセルの基準値となる。逆に、下方カリブレーション・サイクルからの傾向カウンタの減分が傾向カウンタのボローを引き起こす時にのみ、１ステップだけ減少させるセルの基準値となる。配列内のセルの全ての個々の基準値はこの方法で維持される。カリブレーション・サイクルが実行されたかどうかに関係なく、もしこのＡＳＣ中に読み出されたセルの値がセルの基準値に等しいか、またはｋ_r ＜ｋ_nc＜ｋ_r ＋ｋ_tc、またはｋ_r ＞ｋ_ncのいずれかに一致するならば、我々は次セルを読み出す（ＡＳＣを継続する）前にもう一つの結果を調べなければならない。この特定セルの値は最終ＡＳＣ中のｋ_nc≧ｋ_r ＋ｋ_tc基準に従って見つけられたか？もしそうであるならば、ディバウンシング記録装置などの、キーストローク検出に関連した全ての記録装置はゼロにリセットされる。これは、実際には、キーが解除されているという論理を教える。それでＡＳＣは正常に進む。ＡＳＣ中に、我々は、セルの値がスレッショルド量以上も基準値と異なることを発見する。まず第一に、我々は、有効な動作の試みが行われる時には本発明のセンサーセル３２の出力が増すことを知っている。そこで、もし条件ｋ_nc＞ｋ_r が真であるならば、それは有効なキーストローク条件であるとは見なされない、故に、ｋ_r ＜ｋ_nc＜ｋ_r ＋ｋ_tc条件と同様に扱われる。もしそのセル値がスレッショルド量以上も基準値を上回る、即ちｋ_nc≧ｋ_r ＋ｋ_tcであるならば、このＡＳＣ内の特定セルに対するいかなるカリブレーション活動も妨げられる。それで、我々は以下の質問を尋ねる；このｋ_nc≧ｋ_r ＋ｋ_tc条件はこのＡＳＣ、或は先のＡＳＣ中のいかなる他のセルに対しても真であったか？もしそうでなければ、そのセルアドレスはディバンス記録装置内に記憶され、そしてそのディバンス・フラグは（１に）設定される。次のＡＳＣ中に、我々が基準ｋ_nc≧ｋ_r ＋ｋ_tcと一致するセルの値を見つける。この条件は、このＡＳＣ、或は先のＡＳＣ中のいかなる他のセルに対しても真であったか？はい、そうです。それは真であった。それは同じセルであったか？そうでなければ、その条件は無視される。もしそれが同じキーであるならば、ディバンシング・フラグが設定されるか？そうでなければ、それを設定して、ＡＳＣを継続する。もしディバンシング・フラグが設定されたならば、このセルのスレッショルドレベルを低減し（履歴を適用する）、そしてインターフェイス・サブルーチンを呼び出す；我々は確認されたキープレスを有する。このＡＳＣを終了する。この方法により提供された改善の部分を形成するキーストロークと関連したソフトウェアーの特定エリアに対して、この議論は提示された。ソフトウェア設計の他のエリアは、マイクロコントローラー・プログラミングについての当業者には一般に既知であり、採用される技術の標準に関する。本発明のキーボードは背後に搭載でき、そして．００１から１．０”の厚みの非伝導表面を介して操作できるという事実のため、それは、耐久性と保護とが主に考慮すべきことであるところでの完全な解決策である。この技術は明白に劣っている膜技術と価格競争し得るように製造可能であることに留意することも重要である。この技術は柔軟でもあり；その用途は想像力によってしか限定されない。数例が以下にあげられる：・破壊行為、またはいじり回すことから保護されなければならない自動現金支払機キーパッド、または「無キー」安全装置。・浮遊金属粉や腐食性蒸気が従来のキーパッド、またはキーボードの使用を妨げる産業環境でのデータ入力端末。・プールサイドの設備、または自動洗車システム。・耐衝撃性キーパッドが、産業用クレーンのコントロールパネルなどの小さな囲いの中で必要とされる重製造設備。・ゼロフートプリント端末；工作機械コントロールパネルや研究室のワークステーションに有用な、作業面内に埋め込まれた端末。・特にファーストフード・レストラン内のＰＯＳとキャッシュレジスター。・医学研究室、または食品加工設備などの衛生、または「洗浄」容易性が最大の重要性である用途のキーボード。・「ウインドウを介して」のキー操作が「外部ハードウェアー」無しでより安全な設備環境を提供する博物館、店窓、または他の公共相互展示、または表示。・電子オーブン、レンジ、そして皿洗い器などの器具。・特に膜技術に代る経済効率に優れたものとしてどこにでもキーボードは採用される。本発明のセンサーセル３２は、たとえ従来技術の静電容量測定方法で提供されても、優れた近接センサーとして使用できる。例えば、セル３２それ自身の物理的サイズは、安全システム、または製造の運動制御などの用途で使用するために同じままであるか、または拡大出来る。そのセル３２は小型化にもでき、保護カバーの背後からのタッチスクリーン機能性を提供するために「タッチスクリーン」用途のビデオ表示手段に組み込むことにより使用できる。種々の潜在的属性の組み合せにおける本発明のソフトウェアー・アルゴリズムは、センサー、またはセンサー配列が分析のためにデジタル形式に変換されるデータを収集するために使用されるいかなる用途にも使用できる。冗長変化確認（ディバンシング）モジュールと、変化確認モジュール後のスレショルド値調整の履歴は、多数の異なるデータ獲得目的のために、各々単独で、または供に使用できる。非対称環境変化カリブレーションもまた、定期的に調整されなければならない値の分析「底」があるところではどこにでも、同技術の他のエリア内に潜在的利益を有する。より広範囲の用途における特定の、且つ鋭敏な値については、ソフトウェアー・アルゴリズムの部分として使用される、本発明のノイズ低減、または濾波方法である。前述されたように我々の傾向カウンタを用いて実施すると、この論理的方法手段は、デジタルサンプリング手段がノイズにより影響を受ける事実上いかなる用途においても広範囲の現実性を有する。この方法の適用により効果的に押し潰されるタイプのノイズは、事実上全てのＡ／Ｄコンバーター用途に固有の量子化ノイズと、ホワイト、またはピンクノイズを含む。この方法の唯一の限界は、Ａ／Ｄサンプリング比率が理論的ナイキスト比率よりも高くなければならないことである。但し、電子工業の最近の進歩に基づいて、過剰サンプリングによりナイキスト比率を上回ることは一般的実行となっている。本発明のノイズ低減、または濾波方法は、リアルタイムで実行するために何の複雑な計算も無しに、理解するのが簡単で、実施し易い、非常に速い論理的アルゴリズムである。それが今日有効であるように、それは、非常に良好なノイズ拒絶、高速、単純性、技術的正確さ、そして低実施コストを組み合わせる緩やかな環境の、または他の基準ドリフトを補償するための最良の方法である。本発明は一定の好適形態を参考に説明されてきたが、修正、または変更が添付のクレイムにより定義された本発明の範囲から逸脱することなく当業者によりその中で行われても良い。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者ミレア，リビウアメリカ合衆国イリノイ州 60641 シカゴノースキーストーン 4207 ＃Ｂ

Claims

【特許請求の範囲】１．コンデンサーの値を測定する方法において：（ａ）静電容量、Ｃの値を有する測定されるべきコンデンサーを提供する；（ｂ）前記コンデンサーを検出器回路に電気的に接続する、前記検出器回路は前記コンデンサーと直列に接続された既知負荷インピーダンス、Ｒ、前記検出器回路に既知波形の入力電圧、Ｖを提供する手段、既知時間間隔、Ｔが経過後測定された負荷インピーダンス、またはコンデンサーから選択された回路要素間の瞬時サンプル電圧、ｖを測定する手段、前記瞬時サンプル電圧、ｖは入力電圧、Ｖに対して所定の固定位相関係にある、そして前記時間間隔、Ｔを正確に制御する手段とを含む；（ｃ）前記検出器回路に前記入力電圧、Ｖを適用する；（ｄ）時間間隔、Ｔ後に回路要素間のサンプル電圧、ｖを測定する；そして（ｅ）サンプル電圧ｖの値、時間間隔Ｔ、既知負荷インピーダンス、Ｒ、そして入力電圧ｖの振幅と波形とから前記コンデンサーの値を計算するステップから成ることを特徴とする。２．（ｆ）前記コンデンサーの計算された値を一時的に記憶するステップを更に含むことを特徴とするステップ（ａ）−（ｅ）を含む請求の範囲第１項に記載の方法。３．前記コンデンサーの計算された値を表示するステップを更に含むことを特徴とするステップ（ａ）−（ｆ）を含む請求の範囲第２項に記載の方法。４．前記瞬時サンプル電圧、ｖは前記負荷インピーダンス、Ｒ間で測定されることを特徴とする請求の範囲第１項に記載の方法。５．前記瞬時サンプル電圧、ｖは測定されている前記コンデンサー間で測定されることを特徴とする請求の範囲第１項に記載の方法。６．コンデンサーの値の変化を測定する方法において：（ａ）静電容量、Ｃの一般に所定値を有する測定されるべきコンデンサーを提供する；（ｂ）前記コンデンサーを検出器回路に電気的に接続する、前記検出器回路は前記コンデンサーと直列に接続された既知負荷インピーダンス、Ｒ、前記検出器回路に既知波形の入力電圧、Ｖを提供する手段、既知時間間隔、Ｔが経過後測定されている負荷インピーダンス、またはコンデンサーから選択された回路要素間の瞬時サンプル電圧、ｖを測定する手段、前記瞬時サンプル電圧、ｖは入力電圧、Ｖに対して所定の固定位相関係にある、そして前記時間間隔、Ｔを正確に制御する手段とを含む；（ｃ）前記検出器回路に前記入力電圧、Ｖを適用する；（ｄ）時間間隔、Ｔ後に回路要素間のサンプル電圧、ｖを測定する；そして（ｅ）単一サンプル電圧ｖの値、時間間隔Ｔ、既知負荷インピーダンス、Ｒ、そして入力電圧ｖの振幅と波形とから前記コンデンサーの値を計算する；そして（ｆ）時間に関して、もしあれば、コンデンサーの値の変化を測定するために種々の時間にステップ（ｃ）−（ｅ）を反復するステップから成ることを特徴とする。７．経時的に行われたコンデンサーに対して計算された値の幾らかを記憶するステップを更に含むことを特徴とする請求の範囲第６項に記載の方法。８．コンデンサーの値の変化を検出する方法において：（ａ）静電容量、Ｃの一般的に所定値を有する測定されるべきコンデンサーを提供する；（ｂ）前記コンデンサーを検出器回路に電気的に接続する、前記検出器回路は前記コンデンサーと直列に接続された実質的に一定の負荷インピーダンス、Ｒ、前記検出器回路に既知波形の入力電圧、Ｖを提供する手段、既知時間間隔、Ｔが経過した後に測定されている負荷インピーダンス、またはコンデンサーから選択された回路要素間の瞬時サンプル電圧、ｖを測定する手段、前記瞬時サンプル電圧、ｖは入力電圧、Ｖに対して所定の固定位相関係にある、そして前記時間間隔、Ｔを正確に制御する手段とを含む；（ｃ）前記検出器回路に前記入力電圧、Ｖを適用する；（ｄ）時間間隔、Ｔ後に回路要素間のサンプル電圧、ｖを測定する；（ｅ）サンプル電圧ｖの値、経過した時間間隔Ｔ、そして入力電圧ｖの振幅と波形とから、割り当てられた変化量を超える、前記コンデンサーの値の変化を検出するステップから成ることを特徴とする。９．前記の割り当てられた変化量は事前プログラムされた量、または動的に決定された量であることを特徴とする請求の範囲第８項に記載の方法。１０．前記検出器回路において、負荷インピーダンスは実質的に抵抗性負荷Ｒであり、前記の適用された入力電圧、Ｖは実質的にステップ波形を有する、そしてコンデンサーの静電容量、Ｃは方程式Ｃ＝Ｔ／Ｒｘ１／Ｉｎ（Ｖ／ｖ）から決定されることを特徴とする請求の範囲第８項に記載の方法。１１．前記検出器回路内の瞬時サンプル電圧、ｖを測定する手段はアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）コンバーターを含む、ここでｎは実質的にＶに等しい最大能力を有する前記（Ａ／Ｄ）コンバーターのビット数、そしてｋはサンプル電圧、Ｖのデジタル化された値であり、そしてコンデンサーの静電容量、Ｃは方程式Ｃ＝Ｔ／Ｒｘ１／Ｉｎ（２ⁿ／ｋ）から決定されることを特徴とする請求の範囲第１０項に記載の方法。１２．前記負荷インピーダンスＲは値の動的変化を表すか、または非線形インピーダンス特性を表すことを特徴とする請求の範囲第８項に記載の方法。１３．前記検出器回路内の前記負荷インピーダンス、Ｒはコンデンサーの値に関連してサンプル電圧、ｖの最大可能値を低減する前記検出器回路内の静電容量性分圧器を作成する大静電容量特性を含むことを特徴とする請求の範囲第８項に記載の方法。１４．前記負荷インピーダンス、Ｒはコンデンサーの静電容量、Ｃに関して変化する比較的大静電容量特性を有することを特徴とする請求の範囲第１３項に記載の方法。１５．前記測定ステップの前に測定されている信号を調整するステップを更に含むことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の方法。１６．前記測定ステップの前に測定されている信号を調整するステップを更に含むことを特徴とする請求の範囲第８項に記載の方法。１７．前記静電容量、Ｃの値の前記変化量は測定された変数それ自体の、または変数の組み合せの関係式を表す処理された数値結果により表される、前記変数はｖ、Ｖ、波形、Ｔ、そしてＲを含むことを特徴とする請求の範囲第８項に記載の方法。１８．幾つかの処理された数値結果をセーブするステップを更に含むことを特徴とする請求の範囲第１７項に記載の方法。１９．前記入力電圧適用ステップは所定の時間間隔で連続的に反復されることを特徴とする請求の範囲第１８項に記載の方法。２０．前記の所定時間間隔は一定間隔か、または不定間隔であることを特徴とする請求の範囲第１９項に記載の方法。２１．時間に関して前記のセーブされた数値結果を分析して、そして前記数値結果の変化の傾向を識別するステップを更に含むことを特徴とする請求の範囲第１８項に記載の方法。２２．配列内に配置された複数のコンデンサーの値の変化量を検出する方法、前記方法において：（ａ）評価されるべきコンデンサーの配列を提供する、前記配列内の各コンデンサーは静電容量、Ｃの一般に所定値を有し、そして前記配列内に関連アドレスを有する；（ｂ）前記コンデンサーの各々を少なくとも一つ以上の検出器回路に電気的に接続する、前記検出器回路は前記コンデンサーの各々と直列に接続された実質的に一定の負荷インピーダンス、前記の少なくとも一つ以上の検出器回路に既知波形の入力電圧、Ｖを提供する手段、既知時間間隔Ｔが経過した後に測定されている負荷インピーダンス、またはコンデンサーから選択された回路要素間の瞬時サンプル電圧、ｖを測定する手段、前記瞬時サンプル電圧、ｖは入力電圧Ｖに対して所定の固定位相関係にある、そして前記時間間隔Ｔを正確に制御する手段とを含む；（ｃ）各コンデンサーを前記の少なくとも一つ以上の検出器回路に結合することにより前記配列内の各アドレスにおける前記コンデンサーの各々の静電容量の値を順次サンプリングする；（ｄ）所定のサンプリング順序で入力電圧、Ｖを前記配列内の前記コンデンサーの各々に適用する；（ｅ）時間間隔Ｔ後にサンプル電圧、ｖを測定する；（ｆ）前記配列内の前記コンデンサーの各々のサンプルされた値の各々に対して処理された数値結果を提供する；前記の処理された数値結果は変数測定、または変数の組み合せの関係式を表す、ここで前記変数はｖ、Ｖ、波形、Ｔ、そしてＲから選択される；そして（ｇ）前記配列内の各アドレスに対して処理された数値結果を記憶するステップとから成ることを特徴とする。２３．前記負荷インピーダンスＲは値の動的変化を表すか、または非線形インピーダンス特性を表すことを特徴とする請求の範囲第２２項に記載の方法。２４．前記の少なくとも一つ以上の検出器回路内の前記負荷インピーダンス、Ｒは前記コンデンサーの各々の静電容量の値、Ｃに関連して、サンプル電圧、ｖの最大可能値を低減する前記の少なくとも一つ以上の検出器回路内の静電容量性分圧器を作成する大静電容量特性を含むことを特徴とする請求の範囲第２２項に記載の方法。２５．前記負荷インピーダンス、Ｒは前記コンデンサーの各々の静電容量の値、Ｃに関して変化する比較的大静電容量特性を有することを特徴とする請求の範囲第２２項に記載の方法。２６．前記配列内の各コンデンサー間の、もしあれば、差を識別するために記憶された結果を分析するステップを更に含むことを特徴とする請求の範囲第２２項に記載の方法。２７．時間間隔をとって、順次サンプリング、計算、そして記憶するステップ、ステップ（ｃ）−（ｅ）を反復して、そして前記配列内の前記コンデンサーの各々に対して前記結果の幾らかをセーブするステップを更に含むことを特徴とする請求の範囲第２２項に記載の方法。２８．前記の時間間隔は定期的間隔と不定期的間隔とから選択されることを特徴とする請求の範囲第２７項に記載の方法。２９．時間に関してセーブされた結果を分析して、配列内の前記コンデンサーの各々に対する結果の変化に関する傾向を識別するステップを更に含むことを特徴とする請求の範囲第２７項に記載の方法。３０．前記配列内の少なくとも一つ以上の与えられたアドレスに対して識別された傾向は前記配列内の少なくとも一つ以上の他のアドレスに対する結果の変化の識別された傾向と比較されることを特徴とする請求の範囲第２９項に記載の方法。３１．特定のアドレスの識別された傾向は配列内の他の全てのアドレスの傾向と比較されることを特徴とする請求の範囲第３０項に記載の方法。３２．特定のアドレスの識別された傾向は前記配列内の近隣アドレスに配置されたコンデンサーの各々の傾向と比較されることを特徴とする請求の範囲第３０項に記載の方法。３３．前記配列の範囲内の各アドレスにおけるコンデンサーの各々は前記コンデンサーの各々と関連した信号を調整する手段を更に含み、そして各信号調整手段の出力は前記接続ステップにおいて前記の少なくとも一つ以上の検出器回路に電気的に接続されることを特徴とする請求の範囲第３０項に記載の方法。３４．前記配列内の前記コンデンサーの各々の出力は、前記の所定の順次サンプリング順序に従って一度に一つのコンデンサーづつ、単一検出器回路に電気的に接続されることを特徴とする請求の範囲第３３項に記載の方法。３５．時間間隔をとって、順次サンプリング、計算、そして記憶するステップ、ステップ（ｃ）−（ｇ）を反復して、そして前記配列内の前記コンデンサーの各々に対して前記結果の幾らかをセーブするステップを更に含むことを特徴とする請求の範囲第３４項に記載の方法。３６．時間に関してセーブされた結果を分析する；そして配列内の前記コンデンサーの各々に対する結果の変化に関する傾向を識別するステップを更に含むことを特徴とする請求の範囲第３４項に記載の方法。３７．前記配列内の少なくとも一つ以上の与えられたアドレスに対して識別された傾向は前記配列内の少なくとも一つ以上の他のアドレスに対する結果の変化の識別された傾向と比較されることを特徴とする請求の範囲第３４項に記載の方法。３８．静電容量、Ｃの一般的に所定値を有する少なくとも一つ以上のコンデンサーの値の微小変化を検出して、測定する装置、前記装置において：前記の少なくとも一つ以上のコンデンサーと直列に接続された実質的には一定の抵抗性負荷インピーダンス、Ｒを含む検出器回路、実質的にステップ波形を有する入力電圧、Ｖを前記検出器回路に提供する手段、既知時間間隔Ｔが経過した後に前記負荷間の瞬時サンプル電圧、ｖを測定する手段、前記瞬時サンプル電圧、ｖは入力電圧Ｖに対して所定の固定位相関係にある、そして前記時間間隔Ｔを正確に制御する手段；測定されている前記の少なくとも一つ以上のコンデンサーを前記検出器回路に前記負荷と直列に電気的に接続する手段から成り、それによって、少なくとも一つ以上のコンデンサーを前記検出器回路に接続した時に、前記ステップ入力電圧、Ｖを適用して、そして時間間隔、Ｔ経過後に瞬時電圧、ｖを測定でき、少なくとも一つ以上のコンデンサーの静電容量、Ｃの値は式：Ｃ＝Ｔ／Ｒｘ１／Ｉｎ（Ｖ／ｖ）により決定されることを特徴とする。３９．瞬時電圧、ｖを測定する前記手段は一般にＶに等しい最大能力を有するｎビットアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）コンバーター回路を含む、ここでｎは４以上の整数、そしてｋは測定された瞬時電圧、ｖの変換されたデジタルサンプル値であり、そしてＣの値は式：Ｃ＝Ｔ／Ｒｘ１／Ｉｎ（２ⁿ／ｋ）に従って決定されることを特徴とする請求の範囲第３８項に記載の装置。４０．電圧入力手段を制御するデジタルコントロール回路と電圧、ｖを測定するためのＡ／Ｄコンバーター回路とを更に含む、前記デジタルコントロール回路はマイクロプロセッサーを含むことを特徴とする請求の範囲第３８項に記載の装置。４１．前記時間間隔、Ｔを正確に制御する前記手段は正確で、安定した時間基準を含むことを特徴とする請求の範囲第３８項に記載の装置。４２．前記時間間隔を正確に制御する前記手段は水晶素子を含むことを特徴とする請求の範囲第４１項に記載の装置。４３．前記時間間隔を正確に制御する前記手段はセラミック共振器素子を含むことを特徴とする請求の範囲第４１項に記載の装置。４４．前記時間間隔を正確に制御する前記手段は少なくとも約１０００ｐｐｍの精度を有することを特徴とする請求の範囲第４１項に記載の装置。４５．前記負荷インピーダンス、Ｒは値の動的変化を表すか、または非線形インピーダンス特性を表すことを特徴とする請求の範囲第３８項に記載の少なくとも一つ以上のコンデンサーの値の変化を検出する装置。４６．前記検出器回路内の前記負荷インピーダンス、Ｒは静電容量の値、Ｃに関連して、サンプル電圧、ｖの最大可能値を低減する前記検出器回路内の静電容量性分圧器を作成する大静電容量特性を含むことを特徴とする請求の範囲第３８項に記載の少なくとも一つ以上のコンデンサーの値の変化を検出する装置。４７．前記負荷インピーダンス、Ｒはコンデンサーの静電容量の値、Ｃに関して変化する比較的大静電容量特性を有することを特徴とする請求の範囲第３８項に記載の少なくとも一つ以上のコンデンサーの値の変化を検出する装置。４８．測定されている信号が前記測定ステップの前に調整されることを特徴とする請求の範囲第３８項に記載の少なくとも一つ以上のコンデンサーの値の変化を検出する装置。４９．装置に関する対象物の接近、近さ、そして／または離遠を決定するための近接センサー装置、前記近接センサー装置において：センサー・ロケーションを限定する基板表面；相互に関する電磁フィールド定義内の前記表面上に配置された二つの電極、前記電極間に静電容量が形成される；フィールドじょう乱を引き起こして、前記フィールドじょう乱に関して前記静電容量を変化する前記センサー・ロケーションへのフィールドじょう乱近接内の対象物から成り、センサーに他方のコンデンサーの値が減少すると一方のコンデンサー値が増加する前記対象物に関して可変静電容量分割器の特性を表すようにすることが出来ることを特徴とする。５０．装置に関して対象物の接近、近さ、そして離遠を決定するための近接センサー装置、前記近接センサー装置において：センサー・ロケーションを限定する基板；相互に関する電磁フィールド定義内の前記基板上に配置された送信電極と受信電極とを含み、そして前記電極間に可変静電容量性要素を形成するセンサー；前記センサーと直列に接続可能な実質的に一定な負荷インピーダンスＲを含む検出器回路、前記検出器回路に既知波形の入力電圧、Ｖを提供する手段、既知時間間隔、Ｔが経過した後に前記センサー間の瞬時サンプル電圧、ｖを測定する手段、前記の瞬時サンプル電圧、ｖは入力電圧Ｖに対して所定の固定位相関係にある、そして前記時間間隔、Ｔを正確に制御する手段；前記センサーを前記検出器回路に前記負荷インピーダンス、Ｒと直列に接続する手段；センサーのサンプルされた値を示す数値結果を計算して、記憶する手段、前記数値結果は変数測定、または変数の組み合せの関係式を表す、前記変数は波形、ｖ、Ｖ、Ｔ、そしてＲを含む；そして割り当てられた変化量を超える前記の記憶された結果の変化を時間に関して分析し、そしてもし前記の割り当てられた変化量を超える変化が識別されるならば、センサー起動出力信号を提供する手段から成り、それによって前記センサーへのフィールドじょう乱近接内への対象物の接近、近さ、そして離遠とは、センサーを通じてフィールドエネルギーの量の変化を引き起こし、センサーの静電容量の値を変化させて、その計算されて、記憶された結果をも前記フィールド変化に関して変化させる、それにより第二コンデンサーの静電容量の値が減少すると第一コンデンサーの静電容量の値が増加する、そしてその逆もまた同様である第一と第二の可変コンデンサーのペアーから成る、可変静電容量性分割器の特性を前記対象物に関してセンサーが表すのを可能にすることを特徴とする。５１．前記送信電極と前記受信電極の各々は前記基板の表面上で限定される伝導領域を含むことを特徴とする請求の範囲第５０項に記載の近接センサー。５２．前記基板は実質的に平面構造を有することを特徴とする請求の範囲第５０項に記載の近接センサー。５３．前記基板は曲面構造を有することを特徴とする請求の範囲第５０項に記載の近接センサー。５４．前記送信電極と前記受信電極とは前記基板表面上で限定された同心伝導領域のペアーを含むことを特徴とする請求の範囲第５１項に記載の近接センサー。５５．前記送信電極と前記受信電極の各々は前記基板内で限定された伝導領域を含むことを特徴とする請求の範囲第５０項に記載の近接センサー。５６．前記基板は複数の層を含むラミネートから成ることを特徴とする請求の範囲第５５項に記載の近接センサー。５７．前記伝導領域は前記ラミネート内の内部層の表面上に配置されることを特徴とする請求の範囲第５６項に記載の近接センサー。５８．前記基板はプリント回路基板を含むことを特徴とする請求の範囲第５４項に記載の近接センサー。５９．前記基板はウインドウ部材を含むことを特徴とする請求の範囲第５５項に記載の近接センサー。６０．前記基板は外向表面と内向表面とを有する外部ウインドウ層と、前記ウインドウ層の内向表面と面接触関係で配置され、そして前記ウインドウ層の外向表面近接で起こるフィールドじょう乱変化を検出することが出来る、限定された前記伝導領域をその上に備えた表面を有するプリント回路基板層とを含むラミネートから成ることを特徴とする請求の範囲第５５項に記載の近接センサー。６１．調整された信号出力を提供するための前記受信電極に結合された信号を調整する手段を更に含むことを特徴とする請求の範囲第５０項に記載の近接センサー。６２．前記信号調整手段は前記センサーに近接して配置されることを特徴とする請求の範囲第６１項に記載の近接センサー。６３．前記ウインドウ部材は絶縁材料の層を介してタッチスクリーン能力を提供する表示装置を含むことを特徴とする請求の範囲第５９項に記載の近接センサー。６４．前記センサーは０．１平方インチ以上で、且つ約１０．０平方インチ以下の関連表面を有し、そして絶縁材料の層を介して指の意図的接近を検出するように適応されることを特徴とする請求の範囲第５７項に記載の近接センサー。６５．前記センサーは絶縁材料の層を介して対象物の存在、または近接を検出するように適応されることを特徴とする請求の範囲第５７項に記載の近接センサー。６６．前記センサーは絶縁材料の層を介して侵入物の存在、または近接を検出するために適応された壁、またはウインドウから選択された基板内で限定されることを特徴とする請求の範囲第５０項に記載の近接センサー。６７．人から機械への入力コマンドインターフェイスにおいて：外側に面する人間接触表面を有する入力インターフェイス・ロケーションを限定するコントロールパネル；配列内のセンサーセル・ロケーション上に置かれる人間接触表面上に定義されたキーに関して指の接近と離遠を感知することによる意図的指入力コントロールコマンドを検出するための前記人間接触表面の反対側の前記コントロールパネルに近接した基板上に配置された配列内に配置された複数の近接センサーセル、前記の複数のセンサーセルの各々は前記配列内の関連アドレスを含む；各センサーセルは相互の電磁フィールド定義関係で前記基板上に配置され、そして電極間に可変静電容量性要素を形成する送信電極と受信電極、前記配列内の前記の複数のセンサーセルの各々の調整された信号出力を提供するための前記受信電極と関連した信号を調整する手段とを含む；前記配列内の複数のセンサーセルの各々に既知波形を有する入力電圧、Ｖを提供する手段、既知時間間隔、Ｔが経過した後に前記センサー調整要素から出力された瞬時サンプル電圧、ｖを測定する手段、前記瞬時サンプル電圧、ｖは入力電圧、Ｖに対して所定の固定位相関係にある、そして前記時間間隔、Ｔを正確に制御するための安定、且つ正確な時間基準を提供する手段を含む検出器回路；前記検出器回路に送信電極と各々の複数のセンサーセルの各々の調整した信号出力とを順次接続する手段を含む所定の順次サンプリング順序で前記配列内の前記の複数のセンサーセルの各々を連続的にサンプリングする手段；サンプルされた各セルと各々の連続したサンプリング系列の処理した数値結果を計算して、記憶する手段、前記の処理された数値結果は変数測定、または変数の組み合せの関係式を表す、前記変数はｖ、Ｖ、波形、そしてＴを含む；指の接近と離遠とに関連した傾向の変化を識別して、意図的指接近入力コマンドが起こったという信頼できる決定を提供するために経時的に与えられたセンサーセルに対して記憶された結果の変化の傾向に関する情報を分析して記憶する手段；そしてコマンド信号を形成して、そして前記指接近入力コマンドの各々に応じて前記機械に前記コマンド信号を伝達する手段から成ることを特徴とする。６８．電気ノイズに直面して割り当てられた変化量を超えるアナログ電気入力信号の値の変化を検出する方法、前記方法において：（ａ）前記電気入力信号のための基準値と前記第一割り当て変化量のための第一値とを提供する；（ｂ）アナログ入力信号をサンプリングして、そして前記アナログ入力信号のサンプルされた値を表す処理された数値結果を記憶する；（ｃ）ステップ（ｂ）で得られて、記憶された数値結果とステップ（ａ）で提供された前記基準値間の差を前記の割り当てられた変化量と比較する；（ｄ）二つの連続したサンプリング・ステップのためのステップ（ｃ）からの比較された値が第一割り当て変化量を超えるならば信号はその割り当て変化量を超えて変化することを識別する；（ｅ）前記の第一割り当て変化量の値をより小さい第二割り当て変化量まで低減する；（ｆ）二つの連続したサンプリング・ステップに対する二つの連続した比較が前記第二割り当て変化量よりも大きくなるまで前記比較ステップを継続する、それにより前記アナログ信号がその正常基準値まで戻ったことを識別する；そして（ｇ）前記第二割り当て変化量の値を前記第一割り当て変化量まで増加するステップから成ることを特徴とする。６９．割り当てられた変化量を超え、且つ電気ノイズに直面してコンデンサーの値の変化を検出する方法において：（ａ）静電容量、Ｃの一般に所定基準値を有する測定されるべきコンデンサーを提供し、そして前記の割り当てられた変化量に対して第一値を割り当てる；（ｂ）前記コンデンサーを検出器回路に電気的に接続する、前記検出器回路は前記コンデンサーと直列に接続される実質的に一定の負荷インピーダンス、Ｒ、前記検出器回路に既知波形の入力電圧、Ｖを提供する手段、既知時間間隔、Ｔが経過した後に測定されている負荷インピーダンス、またはコンデンサーから選択された回路要素間の瞬時サンプル電圧、ｖを測定する手段、前記瞬時サンプル電圧、ｖは入力電圧、Ｖに対して所定の固定位相関係にある、そして前記時間間隔、Ｔを正確に制御する手段とを含む；（ｃ）前記検出器回路に前記入力電圧、Ｖを適用して、時間間隔、Ｔ後に回路要素間のサンプル電圧、Ｖを測定する；（ｄ）サンプル電圧、Ｖ、経過時間、Ｔ、そして入力電圧、Ｖの振幅と波形から、割り当てられた変化量を超える、前記コンデンサーの値の変化を検出する；（ｅ）サンプル電圧、ｖをサンプルする；（ｆ）前記アナログ入力信号のサンプルされた値を表す処理された数値結果を記憶する；（ｇ）ステップ（ｆ）で得られて、記憶された数値結果とステップ（ａ）で提供された前記基準値間の差を前記第一割り当て変化量と比較する；（ｈ）二つの連続したサンプリング・ステップに対するステップ（ｇ）からの比較された値が第一割り当て変化量を超えるならば信号は割り当てられた変化量を超えて変化することを識別する；（ｉ）前記第一割り当て変化量の値をより小さい第二割り当て変化量まで低減する；（ｊ）二つの連続したサンプリング・ステップに対する二つの連続した比較が前記第二割り当て変化量よりも大きくなるまで前記比較ステップを継続する、それにより前記アナログ信号がその正常基準値まで戻ったことを識別する；そして（ｋ）前記第二割り当て変化量の値を前記第一割り当て変化量まで増加するステップから成ることを特徴とする。７０．割り当てられた変化量を超え、且つ電気ノイズに直面して配列内に配置された複数のコンデンサーの値の変化を検出する方法、前記方法において：（ａ）評価されるべき複数のコンデンサーの配列を提供する、前記配列内の複数のコンデンサーの各々は静電容量、Ｃの一般に所定基準値を有する、そして前記配列内に関連アドレスを有し、そして前記割り当て変化量に対して第一値を割り当てる；（ｂ）前記の複数のコンデンサーの各々を少なくとも一つ以上の検出器回路に電気的に接続する、前記の少なくとも一つ以上の検出器回路は前記の複数のコンデンサーの各々と直列に接続された実質的には一定の負荷インピーダンス、Ｒ、前記の少なくとも一つ以上の検出器回路に既知波形の入力電圧Ｖを提供する手段、既知時間間隔、Ｔが経過した後に測定されている負荷インピーダンス、またはコンデンサーから選択された回路要素間の瞬時サンプル電圧、ｖを測定する手段、前記瞬時サンプル電圧、ｖは入力電圧、Ｖに対して所定の固定位相関係にある、そして前記時間間隔、Ｔを正確に制御する手段とを含む；（ｃ）複数のコンデンサーの各々を前記の少なくとも一つ以上の検出器回路を結合することにより前記配列内の各アドレスにおける複数のコンデンサーの各々の値を順次サンプリングする；（ｄ）前記配列内の複数のコンデンサーの各々に所定サンプリング順序で入力電圧、Ｖを適用する；（ｅ）時間間隔、Ｔ後にサンプル電圧、ｖを測定する；（ｆ）前記配列内の複数のコンデンサーの各々の各々のサンプルされた値に対して処理された数値結果を提供する、前記の処理された数値結果は変数測定、または変数の組み合せの関係式を表す、ここで前記変数はｖ、Ｖ、波形、Ｔ、そしてＲから選択される；（ｇ）前記配列内の各アドレスに対して処理された数値結果を記憶する；（ｈ）ステップ（ｇ）で得られて、記憶された数値結果とステップ（ａ）で提供された前記基準値間の差を前記の割り当てられた変化量と比較する；（ｉ）二つの連続したサンプリング・ステップに対するステップ（ｈ）からの比較された値が割り当てられた変化量を超えるならば信号は割り当てられた変化量を超えて変化することを識別する；（ｊ）前記第一割り当て変化量の値をより小さい第二割り当て変化量まで低減する；（ｋ）二つの連続したサンプリングステップに対する二つの連続した比較が前記第二割り当て変化量よりも大きくなるまで前記比較ステップを継続する、それにより前記アナログ信号がその正常基準値まで戻ったことを識別する；そして（ｌ）前記第二割り当て変化量の値を前記第一割り当て変化量まで増加するステップから成ることを特徴とする。７１．アナログ電気信号と関連した電気ノイズを低減して、前記アナログ信号の濾波したデジタル表現を提供する方法、前記方法において：（ａ）ノイズに直面してアナログ電気信号を提供する；（ｂ）可逆カウンタを提供する；（ｃ）デジタル化された信号値の連続を提供するために前記アナログの時には変化の予測率よりも高い率で前記アナログ信号をデジタル化する；（ｄ）メモリ内に前記デジタル化された信号値を記憶する手段を提供する；（ｅ）メモリ内に第一の前記デジタル化された信号値を記憶する；（ｆ）次のデジタル化された信号値を読み出す；（ｇ）記憶された値に対して前記の次の値を比較する；（ｈ）もしも次の値が記憶された値よりも大きければ増分し、そして次の値が記憶された値よりも小さければ前記カウンタを減分する；（ｉ）もしもカウンタがオーバーフローを有し、そしてキャリー信号を発生していれば記憶された値を１カウントだけ上方向に調整する；（ｊ）もしもカウンタがアンダーフローを有し、そしてボロー信号を発生していれば記憶された値を１カウントだけ下方向に調整する；（ｋ）前記入力信号の全ての後続読み出しサイクルに対してステップ（ｆ）− （ｊ）を反復する、ここでメモリ内に記憶された値はアナログ電気信号の濾波された値であることを特徴とする。７２．ステップ（ｉ）と（ｊ）において、もし記憶された値の二つ以上の連続調整が同方向で行われるならば記憶された値は１ステップ以上調整されることを特徴とする請求の範囲第７１項に記載のノイズ低減方法。７３．記憶された値が各調整ステップで変更されるステップ数は同方向で行われた連続調整数に依存することを特徴とする請求の範囲第７１項に記載のノイズ低減方法。７４．記憶された値を調整するために使用されたステップ数は先の調整の履歴に依存することを特徴とする請求の範囲第７１項に記載のノイズ低減方法。７５．入力信号内で検出された変化傾向に応じて多数の読み出しサイクル後に前記カウンタの長さを動的に調整するステップを更に含むことを特徴とする請求の範囲第７１項に記載のノイズ低減方法。７６．請求の範囲第７１−７５項で説明された方法のいずれかを採用する環境的変化を探知して補償する方法。７７．環境的条件、そして／または老化のため変化する電子構成要素の値を補償するためにも使用される請求の範囲第７６項で説明されたような環境的変化を探知する方法。７８．請求の範囲６８で提示された方法で使用される基準値を調整するために使用される請求の範囲第７７項に記載の方法。７９．信号変化が環境的自己調整機構により補償されないそのような場合において、緩やかな速度で入力信号をサンプリングすることにより環境的変化を探知するステップを更に含むことを特徴とする請求の範囲第７８項で説明されるように環境的変化を探知して、補償する方法。８０．環境的変化の探知が他方の方向におけるよりも一方の方向においてより速く出来る非対称的方法で使用される請求の範囲第７９項に記載の方法。８１．非対称は：（ａ）上向きと下向きのカリブレーション・サイクルを定義して、カウンタを前記カリブレーション・サイクルの各々と関連付ける；（ｂ）異なる値で前記カウンタを初期化する、それにより前記非対称を作成する；（ｃ）各読み取りサイクル時に両カウンタを減分する；（ｄ）関連カウンタがアンダーフローを有し、そしてボロー条件を発生する時にのみ上向きカリブレーション・サイクル実行する；（ｅ）関連カウンタがオーバーフローを有し、そしてボロー条件を発生する時にのみ下向きカリブレーション・サイクル実行する；（ｆ）ステップ（ｃ）から（ｅ）を連続的に反復する。