JPH0939810A - 電動パワ−ステアリング装置の制御装置 - Google Patents
電動パワ−ステアリング装置の制御装置Info
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- JPH0939810A JPH0939810A JP21651595A JP21651595A JPH0939810A JP H0939810 A JPH0939810 A JP H0939810A JP 21651595 A JP21651595 A JP 21651595A JP 21651595 A JP21651595 A JP 21651595A JP H0939810 A JPH0939810 A JP H0939810A
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- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
- B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
- B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
- B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
- B62D5/0457—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such
- B62D5/046—Controlling the motor
- B62D5/0466—Controlling the motor for returning the steering wheel to neutral position
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Chemical & Material Sciences (AREA)
- Combustion & Propulsion (AREA)
- Transportation (AREA)
- Mechanical Engineering (AREA)
- Power Steering Mechanism (AREA)
- Steering Control In Accordance With Driving Conditions (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 Ｈブリツジ回路を使用した電動パワ−ステア
リング装置のモ−タ制御回路で、ハンドル戻り時の振動
電流の発生を押さえる駆動手段を提供する。 【解決手段】 ＦＥＴ1 をデユ−テイ比Ｄ1 で、ＦＥＴ
3 をＦＥＴ1 のデユ−テイ比Ｄ1 よりも大きい（時間的
に長い）デユ−テイ比Ｄ2 で同時に、それぞれ独立に駆
動する。モ−タ電流Ｉはデユ−テイ比Ｄ1 、Ｄ2 を含む
以下の式で表される。Ｄ2 をＤ1 の一次の関数Ｄ2 ＝ａ
・Ｄ1 ＋ｂ（ａ、ｂは定数）で定義し、駆動条件に基づ
いてａ、ｂを決定するとモ−タ電流Ｉは以下の式で表さ
れ、モ−タ電流Ｉに対するデユ−テイ比Ｄ1 の関係はモ
−タ角速度ωがハンドル戻しの時のモ−タ角速度ωret
よりも小さい領域においても不連続部分が無くなり、振
動電流に基づくノイズの発生を押さえることができる。 Ｉ＝Ｖb / Ｒ｛1- (ＫT ωret ／γＶb)｝・Ｄ1 −ＫT
/ Ｒ (ωret-ω) 。
リング装置のモ−タ制御回路で、ハンドル戻り時の振動
電流の発生を押さえる駆動手段を提供する。 【解決手段】 ＦＥＴ1 をデユ−テイ比Ｄ1 で、ＦＥＴ
3 をＦＥＴ1 のデユ−テイ比Ｄ1 よりも大きい（時間的
に長い）デユ−テイ比Ｄ2 で同時に、それぞれ独立に駆
動する。モ−タ電流Ｉはデユ−テイ比Ｄ1 、Ｄ2 を含む
以下の式で表される。Ｄ2 をＤ1 の一次の関数Ｄ2 ＝ａ
・Ｄ1 ＋ｂ（ａ、ｂは定数）で定義し、駆動条件に基づ
いてａ、ｂを決定するとモ−タ電流Ｉは以下の式で表さ
れ、モ−タ電流Ｉに対するデユ−テイ比Ｄ1 の関係はモ
−タ角速度ωがハンドル戻しの時のモ−タ角速度ωret
よりも小さい領域においても不連続部分が無くなり、振
動電流に基づくノイズの発生を押さえることができる。 Ｉ＝Ｖb / Ｒ｛1- (ＫT ωret ／γＶb)｝・Ｄ1 −ＫT
/ Ｒ (ωret-ω) 。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、電動パワ−ステアリ
ング装置の制御装置に関する。
ング装置の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】車両用の電動パワ−ステアリング装置に
は、操向ハンドルの操作によりステアリングシヤフトに
発生する操舵トルクその他を検出し、その検出信号に基
づいてモ−タの制御目標値である操舵補助指令値を演算
し、電流フイ−ドバツク制御回路において、前記した制
御目標値である操舵補助指令値とモ−タ電流の検出値と
の差を電流制御値として求め、電流制御値によりモ−タ
を駆動して操向ハンドルの操舵力を補助するものがあ
る。
は、操向ハンドルの操作によりステアリングシヤフトに
発生する操舵トルクその他を検出し、その検出信号に基
づいてモ−タの制御目標値である操舵補助指令値を演算
し、電流フイ−ドバツク制御回路において、前記した制
御目標値である操舵補助指令値とモ−タ電流の検出値と
の差を電流制御値として求め、電流制御値によりモ−タ
を駆動して操向ハンドルの操舵力を補助するものがあ
る。
【０００３】このような電動式パワ−ステアリング装置
では、図１４に示すように、４個の電界効果型トランジ
スタＦＥＴ1 〜ＦＥＴ4 をブリツジに接続して第１及び
第２の２つのア−ムを備えたＨブリツジ回路を構成し、
その入力端子間に電源Ｖを、出力端子間に前記モ−タＭ
を接続したモ−タ制御回路が使用されている。
では、図１４に示すように、４個の電界効果型トランジ
スタＦＥＴ1 〜ＦＥＴ4 をブリツジに接続して第１及び
第２の２つのア−ムを備えたＨブリツジ回路を構成し、
その入力端子間に電源Ｖを、出力端子間に前記モ−タＭ
を接続したモ−タ制御回路が使用されている。
【０００４】そして、前記モ−タ制御回路を構成するＨ
ブリツジ回路の互いに対向する２つのア−ムを構成する
２個１組のＦＥＴのうち、第１のア−ムのＦＥＴ1 （或
いは第２のア−ムのＦＥＴ2 ）を電流制御値に基づいて
決定されるデユ−テイ比ＤのＰＷＭ信号（パルス幅変調
信号）で駆動することにより、モ−タ電流の大きさが制
御される。
ブリツジ回路の互いに対向する２つのア−ムを構成する
２個１組のＦＥＴのうち、第１のア−ムのＦＥＴ1 （或
いは第２のア−ムのＦＥＴ2 ）を電流制御値に基づいて
決定されるデユ−テイ比ＤのＰＷＭ信号（パルス幅変調
信号）で駆動することにより、モ−タ電流の大きさが制
御される。
【０００５】また、前記電流制御値の符号に基づいて第
２のア−ムのＦＥＴ3 をＯＮ、第１のア−ムのＦＥＴ4
をＯＦＦ（或いは第２のア−ムのＦＥＴ3 をＯＦＦ、第
１のア−ムのＦＥＴ4 をＯＮ）に制御することにより、
モ−タＭの回転方向が制御される。
２のア−ムのＦＥＴ3 をＯＮ、第１のア−ムのＦＥＴ4
をＯＦＦ（或いは第２のア−ムのＦＥＴ3 をＯＦＦ、第
１のア−ムのＦＥＴ4 をＯＮ）に制御することにより、
モ−タＭの回転方向が制御される。
【０００６】ＦＥＴ3 が導通状態にあるときは、電流は
ＦＥＴ1 、モ−タＭ、ＦＥＴ3 を経て流れ、モ−タＭに
正方向の電流が流れる。また第２のア−ムのＦＥＴ4 が
導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ2 、モ−タＭ、Ｆ
ＥＴ4 を経て流れ、モ−タＭに負方向の電流が流れる。
ＦＥＴ1 、モ−タＭ、ＦＥＴ3 を経て流れ、モ−タＭに
正方向の電流が流れる。また第２のア−ムのＦＥＴ4 が
導通状態にあるときは、電流はＦＥＴ2 、モ−タＭ、Ｆ
ＥＴ4 を経て流れ、モ−タＭに負方向の電流が流れる。
【０００７】このモ−タ制御回路は、同一ア−ム上のＦ
ＥＴが同時に駆動されることがないのでア−ムが短絡さ
れる可能性が低く、信頼性が高いため、広く利用されて
いる（一例として特公平５−１０２７０号公報参照）。
ＥＴが同時に駆動されることがないのでア−ムが短絡さ
れる可能性が低く、信頼性が高いため、広く利用されて
いる（一例として特公平５−１０２７０号公報参照）。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】図１５は、モ−タ電流
Ｉ（モ−タに実際に流れる電流であり、検出電流ｉとは
異なる）とＰＷＭ信号のデユ−テイ比Ｄとの関係を示す
ものである。即ち、操向ハンドルが操作されて操舵トル
クが発生している状態では、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ
比Ｄとの関係は、図１５において線（ａ）で示すように
変化し、制御回路において操舵トルクの検出信号に基づ
いてモ−タの制御目標値である操舵補助指令値Ｉref が
演算され、操舵補助指令値Ｉref とフイ−ドバツクされ
るモ−タ電流の検出値ｉとの差の電流制御値Ｅがモ−タ
駆動回路に出力されるから、モ−タ駆動回路の半導体素
子を制御するデユ−テイ比Ｄはある値をとり、格別の支
障は生じない。
Ｉ（モ−タに実際に流れる電流であり、検出電流ｉとは
異なる）とＰＷＭ信号のデユ−テイ比Ｄとの関係を示す
ものである。即ち、操向ハンドルが操作されて操舵トル
クが発生している状態では、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ
比Ｄとの関係は、図１５において線（ａ）で示すように
変化し、制御回路において操舵トルクの検出信号に基づ
いてモ−タの制御目標値である操舵補助指令値Ｉref が
演算され、操舵補助指令値Ｉref とフイ−ドバツクされ
るモ−タ電流の検出値ｉとの差の電流制御値Ｅがモ−タ
駆動回路に出力されるから、モ−タ駆動回路の半導体素
子を制御するデユ−テイ比Ｄはある値をとり、格別の支
障は生じない。
【０００９】しかしながら、操向ハンドルを切つた後、
セルフアライニングトルクにより操向ハンドルが直進走
行位置に戻るとき（以下、「ハンドル戻し」という）
は、操舵トルクが発生していない状態にあるから、モ−
タの制御目標値である操舵補助指令値Ｉref は零となる
が、モ−タに逆起電力が発生するため、モ−タ電流Ｉと
デユ−テイ比Ｄとの関係は、図１５において線（ｂ）で
示すように、逆起電力に相当するだけ上方に移動変化
し、デユ−テイ比Ｄの値が零の付近でモ−タ電流Ｉとデ
ユ−テイ比Ｄとの関係に不連続部分が生じる。
セルフアライニングトルクにより操向ハンドルが直進走
行位置に戻るとき（以下、「ハンドル戻し」という）
は、操舵トルクが発生していない状態にあるから、モ−
タの制御目標値である操舵補助指令値Ｉref は零となる
が、モ−タに逆起電力が発生するため、モ−タ電流Ｉと
デユ−テイ比Ｄとの関係は、図１５において線（ｂ）で
示すように、逆起電力に相当するだけ上方に移動変化
し、デユ−テイ比Ｄの値が零の付近でモ−タ電流Ｉとデ
ユ−テイ比Ｄとの関係に不連続部分が生じる。
【００１０】一方、フイ−ドバツク制御回路は電流制御
値Ｅを演算しようとするが、操舵補助指令値Ｉref に対
応するデユ−テイ比Ｄがないため、図１５において線
（ｃ）で示すように、モ−タ電流Ｉの不連続部分にほぼ
対応した振幅の振動電流が電流制御値Ｅとして出力され
る。
値Ｅを演算しようとするが、操舵補助指令値Ｉref に対
応するデユ−テイ比Ｄがないため、図１５において線
（ｃ）で示すように、モ−タ電流Ｉの不連続部分にほぼ
対応した振幅の振動電流が電流制御値Ｅとして出力され
る。
【００１１】このような振動電流の発生は、雑音の発生
源となるほかフイ−ドバツク制御の安定性を阻害する原
因ともなるので、その対策が求められていた。この発明
は上記課題を解決することを目的とするものである。
源となるほかフイ−ドバツク制御の安定性を阻害する原
因ともなるので、その対策が求められていた。この発明
は上記課題を解決することを目的とするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】この発明は上記課題を解
決するもので、少なくともステアリングシヤフトに発生
する操舵トルク信号に基づいて演算された操舵補助指令
値と検出されたモ−タ電流値から演算した電流制御値に
基づいてステアリング機構に操舵補助力を与えるモ−タ
の出力を制御するフイ−ドバツク制御手段を備えた電動
パワ−ステアリング装置の制御装置において、半導体素
子をＨブリツジに接続して構成したブリツジ回路の入力
端子間に電源を、出力端子間に前記モ−タを接続したモ
−タ駆動手段と、前記モ−タ駆動回路を構成するＨブリ
ツジ回路の互いに対向する２つのア−ムを構成する２個
１組の半導体素子のうち、第１のア−ムの半導体素子を
前記電流制御値に基づいて決定される第１のデユ−テイ
比のＰＷＭ信号で駆動し、第２のア−ムの半導体素子を
前記第１のデユ−テイ比の関数で定義される第２のデユ
−テイ比のＰＷＭ信号で駆動するため、前記第１のデユ
−テイ比のＰＷＭ信号と第２のデユ−テイ比のＰＷＭ信
号とをそれぞれ独立して前記モ−タ駆動手段に出力する
制御指令手段とを備えたことを特徴とする。
決するもので、少なくともステアリングシヤフトに発生
する操舵トルク信号に基づいて演算された操舵補助指令
値と検出されたモ−タ電流値から演算した電流制御値に
基づいてステアリング機構に操舵補助力を与えるモ−タ
の出力を制御するフイ−ドバツク制御手段を備えた電動
パワ−ステアリング装置の制御装置において、半導体素
子をＨブリツジに接続して構成したブリツジ回路の入力
端子間に電源を、出力端子間に前記モ−タを接続したモ
−タ駆動手段と、前記モ−タ駆動回路を構成するＨブリ
ツジ回路の互いに対向する２つのア−ムを構成する２個
１組の半導体素子のうち、第１のア−ムの半導体素子を
前記電流制御値に基づいて決定される第１のデユ−テイ
比のＰＷＭ信号で駆動し、第２のア−ムの半導体素子を
前記第１のデユ−テイ比の関数で定義される第２のデユ
−テイ比のＰＷＭ信号で駆動するため、前記第１のデユ
−テイ比のＰＷＭ信号と第２のデユ−テイ比のＰＷＭ信
号とをそれぞれ独立して前記モ−タ駆動手段に出力する
制御指令手段とを備えたことを特徴とする。
【００１３】
【作用】制御指令手段は、モ−タ駆動回路を構成するＨ
ブリツジ回路の互いに対向する２つのア−ムを構成する
２個１組の半導体素子のうち、第１のア−ムの半導体素
子を前記電流制御値に基づいて決定される第１のデユ−
テイ比のＰＷＭ信号で駆動し、第２のア−ムの半導体素
子を前記第１のデユ−テイ比の関数で定義される第２の
デユ−テイ比のＰＷＭ信号で、それぞれ独立に駆動す
る。これにより、ハンドル戻りの状態など操舵トルクが
発生していない状態のときも、デユ−テイ比Ｄの値が零
の付近でモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係に不連
続部分が生じることがなく、電流制御値Ｅとして振動電
流が出力されるおそれがない。
ブリツジ回路の互いに対向する２つのア−ムを構成する
２個１組の半導体素子のうち、第１のア−ムの半導体素
子を前記電流制御値に基づいて決定される第１のデユ−
テイ比のＰＷＭ信号で駆動し、第２のア−ムの半導体素
子を前記第１のデユ−テイ比の関数で定義される第２の
デユ−テイ比のＰＷＭ信号で、それぞれ独立に駆動す
る。これにより、ハンドル戻りの状態など操舵トルクが
発生していない状態のときも、デユ−テイ比Ｄの値が零
の付近でモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係に不連
続部分が生じることがなく、電流制御値Ｅとして振動電
流が出力されるおそれがない。
【００１４】
【実施例】以下、この発明の実施例について説明する。
まずこの発明の基本概念について説明する。先に図１５
により説明した通り、操向ハンドルを切つた後、セルフ
アライニングトルクにより操向ハンドルが直進走行位置
に戻るハンドル戻しの状態では、操舵トルクが発生して
いない状態にあるから、モ−タの制御目標値である操舵
補助指令値Ｉref は零となるが、モ−タに逆起電力が発
生するため、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係
は、図１５において線（ｂ）で示すように、逆起電力に
相当するだけ上方に移動変化し、デユ−テイ比Ｄの値が
零の付近でモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係に不
連続部分が生じ、モ−タ電流Ｉの不連続部分にほぼ対応
した振幅の振動電流が出力され、雑音の発生その他の不
都合が生じる。
まずこの発明の基本概念について説明する。先に図１５
により説明した通り、操向ハンドルを切つた後、セルフ
アライニングトルクにより操向ハンドルが直進走行位置
に戻るハンドル戻しの状態では、操舵トルクが発生して
いない状態にあるから、モ−タの制御目標値である操舵
補助指令値Ｉref は零となるが、モ−タに逆起電力が発
生するため、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係
は、図１５において線（ｂ）で示すように、逆起電力に
相当するだけ上方に移動変化し、デユ−テイ比Ｄの値が
零の付近でモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係に不
連続部分が生じ、モ−タ電流Ｉの不連続部分にほぼ対応
した振幅の振動電流が出力され、雑音の発生その他の不
都合が生じる。
【００１５】このため、この発明では前記したモ−タ電
流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの間の不連続部分を連続させる
ように制御し、即ち、図１６に示すようにハンドル戻り
時におけるモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係を示
す線（ｂ）の上でデユ−テイ比Ｄ＝γのときのモ−タ電
流Ｉを示すｐ点と原点ｏとの間を連続するようにモ−タ
電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係を制御して課題を解決
するものである。
流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの間の不連続部分を連続させる
ように制御し、即ち、図１６に示すようにハンドル戻り
時におけるモ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係を示
す線（ｂ）の上でデユ−テイ比Ｄ＝γのときのモ−タ電
流Ｉを示すｐ点と原点ｏとの間を連続するようにモ−タ
電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの関係を制御して課題を解決
するものである。
【００１６】具体的にはＦＥＴ3 とＦＥＴ4 を前記した
デユ−テイ比Ｄ1 の１次の関数式で定義されるデユ−テ
イ比Ｄ2 のＰＷＭ信号で駆動するものであり、実施方法
としては、デユ−テイ比Ｄの小さい領域では第１のア−
ムのＦＥＴ1 と第２のア−ムのＦＥＴ3 とを同時に、且
つ異なるデユ−テイ比Ｄで駆動するものである。
デユ−テイ比Ｄ1 の１次の関数式で定義されるデユ−テ
イ比Ｄ2 のＰＷＭ信号で駆動するものであり、実施方法
としては、デユ−テイ比Ｄの小さい領域では第１のア−
ムのＦＥＴ1 と第２のア−ムのＦＥＴ3 とを同時に、且
つ異なるデユ−テイ比Ｄで駆動するものである。
【００１７】なお、デユ−テイ比Ｄ1 がγよりも大きい
領域では、従来の駆動方法、即ちＦＥＴ3 （又はＦＥＴ
4 ）が電流方向によりＯＮ又はＯＦＦに制御される制御
方法による。
領域では、従来の駆動方法、即ちＦＥＴ3 （又はＦＥＴ
4 ）が電流方向によりＯＮ又はＯＦＦに制御される制御
方法による。
【００１８】ここで、まず、従来の駆動方法のようにＦ
ＥＴ3 （又はＦＥＴ4 ）を、ＰＷＭ信号の符号により決
定されるモ−タの回転方向に応じてＯＮ（又はＯＦＦ）
に維持する制御をせず、ＦＥＴ1 （又はＦＥＴ2 ）と同
時に、且つ異なるデユ−テイ比で駆動した場合を検討す
る。
ＥＴ3 （又はＦＥＴ4 ）を、ＰＷＭ信号の符号により決
定されるモ−タの回転方向に応じてＯＮ（又はＯＦＦ）
に維持する制御をせず、ＦＥＴ1 （又はＦＥＴ2 ）と同
時に、且つ異なるデユ−テイ比で駆動した場合を検討す
る。
【００１９】図１７はＦＥＴ1 とＦＥＴ3 を、同時に、
且つ異なるデユ−テイ比で駆動した場合の動作を説明す
る図であり、また、図１８は第１のア−ムのＦＥＴ1 と
第２のア−ムのＦＥＴ3 とを同時に、且つ異なるデユ−
テイ比Ｄで駆動するときのＦＥＴの動作状態とモ−タ端
子間電圧ＶM 、モ−タ端子間電圧ＶM からモ−タ逆起電
力ＫT ωの影響を差し引いた値Ｒｉ、及びモ−タ電流Ｉ
の関係を説明する図である。
且つ異なるデユ−テイ比で駆動した場合の動作を説明す
る図であり、また、図１８は第１のア−ムのＦＥＴ1 と
第２のア−ムのＦＥＴ3 とを同時に、且つ異なるデユ−
テイ比Ｄで駆動するときのＦＥＴの動作状態とモ−タ端
子間電圧ＶM 、モ−タ端子間電圧ＶM からモ−タ逆起電
力ＫT ωの影響を差し引いた値Ｒｉ、及びモ−タ電流Ｉ
の関係を説明する図である。
【００２０】今、ＦＥＴ1 をデユ−テイ比Ｄ1 で駆動す
ると共に、ＦＥＴ3 をＦＥＴ1 のデユ−テイ比Ｄ1 より
も大きい（即ち、時間的に長い）デユ−テイ比Ｄ2 で駆
動し、ＦＥＴ2 とＦＥＴ4 はＯＦＦに維持するものとす
る。図１８の（ａ）及び（ｂ）はＦＥＴ1 及びＦＥＴ3
の時間に対するＯＮ／ＯＦＦの状態を示している。
ると共に、ＦＥＴ3 をＦＥＴ1 のデユ−テイ比Ｄ1 より
も大きい（即ち、時間的に長い）デユ−テイ比Ｄ2 で駆
動し、ＦＥＴ2 とＦＥＴ4 はＯＦＦに維持するものとす
る。図１８の（ａ）及び（ｂ）はＦＥＴ1 及びＦＥＴ3
の時間に対するＯＮ／ＯＦＦの状態を示している。
【００２１】このとき、モ−タ端子間電圧ＶM は図１８
の（ｃ）のように変化する。即ち、まず、ＦＥＴ1 及び
ＦＥＴ3 が共にＯＮ（この状態をモ−ドＡと呼ぶ）のと
きは、モ−タＭの端子間にはバツテリ電圧Ｖb が印加さ
れる。次に、ＦＥＴ1 がＯＦＦでＦＥＴ3 がＯＮ（この
状態をモ−ドＢと呼ぶ）のときはモ−タＭの端子間電圧
は零になる。
の（ｃ）のように変化する。即ち、まず、ＦＥＴ1 及び
ＦＥＴ3 が共にＯＮ（この状態をモ−ドＡと呼ぶ）のと
きは、モ−タＭの端子間にはバツテリ電圧Ｖb が印加さ
れる。次に、ＦＥＴ1 がＯＦＦでＦＥＴ3 がＯＮ（この
状態をモ−ドＢと呼ぶ）のときはモ−タＭの端子間電圧
は零になる。
【００２２】さらにＦＥＴ1 及びＦＥＴ3 が共にＯＦＦ
（この状態をモ−ドＣと呼ぶ）のときは、モ−タＭの端
子間には負方向のバツテリ電圧−Ｖb が印加される。即
ち、モ−ドＣでは、ＦＥＴ1 及びＦＥＴ3 が共にＯＦＦ
であるため、モ−タＭには図１７（ｂ）で示すように、
抵抗ＲL →ＦＥＴ4 の回生ダイオ−ドＤT4→モ−タＭ→
ＦＥＴ2 の回生ダイオ−ドＤT2→電源に至る電流回路が
形成され、モ−タＭの端子間電圧ＶM は負方向のバツテ
リ電圧−Ｖb となる。
（この状態をモ−ドＣと呼ぶ）のときは、モ−タＭの端
子間には負方向のバツテリ電圧−Ｖb が印加される。即
ち、モ−ドＣでは、ＦＥＴ1 及びＦＥＴ3 が共にＯＦＦ
であるため、モ−タＭには図１７（ｂ）で示すように、
抵抗ＲL →ＦＥＴ4 の回生ダイオ−ドＤT4→モ−タＭ→
ＦＥＴ2 の回生ダイオ−ドＤT2→電源に至る電流回路が
形成され、モ−タＭの端子間電圧ＶM は負方向のバツテ
リ電圧−Ｖb となる。
【００２３】ＦＥＴ1 とＦＥＴ3 を同時に、且つ異なる
デユ−テイ比で駆動してモ−タ電流が平衡状態になつた
とき、ＰＷＭ信号の周期がモ−タの電気的時定数に比較
して十分に短い場合には、モ−タ電流Ｉは近似的に以下
の式（１）により表すことができる。
デユ−テイ比で駆動してモ−タ電流が平衡状態になつた
とき、ＰＷＭ信号の周期がモ−タの電気的時定数に比較
して十分に短い場合には、モ−タ電流Ｉは近似的に以下
の式（１）により表すことができる。
【００２４】 Ｉ＝｛（Ｄ1 ＋Ｄ2 −１）・Ｖb ／Ｒ｝−ＫT ω／Ｒ・・・・（１） 但し、Ｄ1 ：デユ−テイ比Ｄ1 、Ｄ2 ：デユ−テイ比Ｄ
2 、Ｖb ：バツテリ電圧、Ｒ：モ−タ端子間抵抗、
ＫT ：モ−タの逆起電力定数、ω：モ−タ角速度 ここで、Ｄ2 ＝ｆ（Ｄ1 ）のように、デユ−テイ比Ｄ2
をデユ−テイ比Ｄ1 の連続した関数とし、ω＝ωret 、
Ｄ1 ＝０のとき、Ｉ＝０となるような関数ｆを定義すれ
ば、０≦ω≦ωret の範囲で、デユ−テイ比Ｄ対モ−タ
電流Ｉ特性に連続性を持たせることができる。
2 、Ｖb ：バツテリ電圧、Ｒ：モ−タ端子間抵抗、
ＫT ：モ−タの逆起電力定数、ω：モ−タ角速度 ここで、Ｄ2 ＝ｆ（Ｄ1 ）のように、デユ−テイ比Ｄ2
をデユ−テイ比Ｄ1 の連続した関数とし、ω＝ωret 、
Ｄ1 ＝０のとき、Ｉ＝０となるような関数ｆを定義すれ
ば、０≦ω≦ωret の範囲で、デユ−テイ比Ｄ対モ−タ
電流Ｉ特性に連続性を持たせることができる。
【００２５】ここで、関数ｆの一例として、以下の一次
関数式（２）を定義する。
関数式（２）を定義する。
【００２６】 Ｄ2 ＝ａ・Ｄ1 ＋ｂ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２） 但し、ａ、ｂは定数。
【００２７】定数ａ、ｂを求めるため、まず、以下の条
件を設定する。
件を設定する。
【００２８】(1) デユ−テイ比Ｄ1 ＝γのとき、デユ−
テイ比Ｄ2 ＝１（100 ％）、但し、γは任意の設定値 (2) デユ−テイ比Ｄ1 ＝０、且つω＝ωret のとき、Ｉ
＝０但し、ωはモ−タ角速度、ωret はハンドル戻り時
のモ−タ角速度とする。
テイ比Ｄ2 ＝１（100 ％）、但し、γは任意の設定値 (2) デユ−テイ比Ｄ1 ＝０、且つω＝ωret のとき、Ｉ
＝０但し、ωはモ−タ角速度、ωret はハンドル戻り時
のモ−タ角速度とする。
【００２９】上記条件(1) は図１６においてデユ−テイ
比Ｄ1 ＝γのときの線（ｂ）上の点ｐの位置を決定する
条件であり、通常の駆動状態に一致する。
比Ｄ1 ＝γのときの線（ｂ）上の点ｐの位置を決定する
条件であり、通常の駆動状態に一致する。
【００３０】また、条件(2) は図１６において線（ｂ）
が原点ｏを通ることを決定する条件である。したがつ
て、上記条件を満たす定数ａ、ｂを求めることにより、
点ｐと原点ｏを結ぶ１次の関数を決定することができ
る。
が原点ｏを通ることを決定する条件である。したがつ
て、上記条件を満たす定数ａ、ｂを求めることにより、
点ｐと原点ｏを結ぶ１次の関数を決定することができ
る。
【００３１】なお、デユ−テイ比Ｄ1 がγよりも大きい
領域では、従来の駆動方法、即ちＦＥＴ3 （又はＦＥＴ
4 ）が電流方向によりＯＮ又はＯＦＦに制御される制御
方法と変わらない。
領域では、従来の駆動方法、即ちＦＥＴ3 （又はＦＥＴ
4 ）が電流方向によりＯＮ又はＯＦＦに制御される制御
方法と変わらない。
【００３２】前記条件を満たす定数ａ、ｂは、以下の式
（３）（４）で表される。
（３）（４）で表される。
【００３３】 ａ＝−ＫT ωret ／γＶb ・・・・・・・・・・・・・・・・（３） ｂ＝１＋ＫT ωret ／Ｖb ・・・・・・・・・・・・・・・・（４） このときのモ−タ電流Ｉは、式（１）のＤ2 に式（２）
を代入し、これに式（３）（４）で決定される定数ａ、
ｂを代入して整理した以下の式（５）で表すことができ
る。
を代入し、これに式（３）（４）で決定される定数ａ、
ｂを代入して整理した以下の式（５）で表すことができ
る。
【００３４】 Ｉ＝Ｖb ／Ｒ｛１−（ＫT ωret ／γＶb ）｝・Ｄ1 −ＫT ／Ｒ（ωret −ω）・・・・・・・・・・・・・・（５） 式（５）によれば、モ−タ電流Ｉとデユ−テイ比Ｄとの
間の関係は、モ−タ角速度ωがハンドル戻り時のモ−タ
角速度ωret よりも小さい領域においても不連続部分が
無くなる。
間の関係は、モ−タ角速度ωがハンドル戻り時のモ−タ
角速度ωret よりも小さい領域においても不連続部分が
無くなる。
【００３５】即ち、ＦＥＴ1 をデユ−テイ比Ｄ1 で駆動
し、これと同時にＦＥＴ3 をデユ−テイ比Ｄ1 とは異な
るデユ−テイ比Ｄ2 で駆動することにより、モ−タ角速
度ωがハンドル戻り時のモ−タ角速度ωret よりも小さ
い領域においても、モ−タ電流Ｉに対してデユ−テイ比
Ｄ1 を連続して変化させることができるのである。
し、これと同時にＦＥＴ3 をデユ−テイ比Ｄ1 とは異な
るデユ−テイ比Ｄ2 で駆動することにより、モ−タ角速
度ωがハンドル戻り時のモ−タ角速度ωret よりも小さ
い領域においても、モ−タ電流Ｉに対してデユ−テイ比
Ｄ1 を連続して変化させることができるのである。
【００３６】次に、図１乃至図３により、この発明を実
施するに適した電動パワ−ステアリング装置の概略を説
明する。図１は電動パワ−ステアリング装置の構成の概
略を説明する図で、操向ハンドル１の軸２は減速ギア
４、ユニバ−サルジョイント５ａ、５ｂ、ピニオンラツ
ク機構７を経て操向車輪のタイロツド８に結合されてい
る。軸２には操向ハンドル１の操舵トルクを検出するト
ルクセンサ３が設けられており、また、操舵力を補助す
るモ−タ１０がクラツチ９、減速ギア４を介して軸２に
結合している。
施するに適した電動パワ−ステアリング装置の概略を説
明する。図１は電動パワ−ステアリング装置の構成の概
略を説明する図で、操向ハンドル１の軸２は減速ギア
４、ユニバ−サルジョイント５ａ、５ｂ、ピニオンラツ
ク機構７を経て操向車輪のタイロツド８に結合されてい
る。軸２には操向ハンドル１の操舵トルクを検出するト
ルクセンサ３が設けられており、また、操舵力を補助す
るモ−タ１０がクラツチ９、減速ギア４を介して軸２に
結合している。
【００３７】パワ−ステアリング装置を制御する電子制
御回路１３は、バツテリ１４からイグニツシヨンキ−１
１を経て電力が供給される。電子制御回路１３は、トル
クセンサ３で検出された操舵トルクと車速センサ１２で
検出された車速に基づいて操舵補助指令値の演算を行
い、演算された操舵補助指令値に基づいてモ−タ１０に
供給する電流を制御する。
御回路１３は、バツテリ１４からイグニツシヨンキ−１
１を経て電力が供給される。電子制御回路１３は、トル
クセンサ３で検出された操舵トルクと車速センサ１２で
検出された車速に基づいて操舵補助指令値の演算を行
い、演算された操舵補助指令値に基づいてモ−タ１０に
供給する電流を制御する。
【００３８】クラツチ９は電子制御回路１３により制御
される。クラツチ９は通常の動作状態では結合してお
り、電子制御回路１３によりパワ−ステアリング装置の
故障と判断された時、及び電源がＯＦＦとなつている時
に切離される。
される。クラツチ９は通常の動作状態では結合してお
り、電子制御回路１３によりパワ−ステアリング装置の
故障と判断された時、及び電源がＯＦＦとなつている時
に切離される。
【００３９】図２は、電子制御回路１３のブロツク図で
ある。この実施例では電子制御回路１３は主としてＣＰ
Ｕから構成されるが、ここではそのＣＰＵ内部において
プログラムで実行される機能を示してある。例えば、位
相補償器２１は独立したハ−ドウエアとしての位相補償
器２１を示すものではなく、ＣＰＵで実行される位相補
償機能を示す。
ある。この実施例では電子制御回路１３は主としてＣＰ
Ｕから構成されるが、ここではそのＣＰＵ内部において
プログラムで実行される機能を示してある。例えば、位
相補償器２１は独立したハ−ドウエアとしての位相補償
器２１を示すものではなく、ＣＰＵで実行される位相補
償機能を示す。
【００４０】以下、電子制御回路１３の機能と動作を説
明する。トルクセンサ３から入力された操舵トルク信号
は、位相補償器２１で操舵系の安定を高めるために位相
補償され、操舵補助指令値演算器２２に入力される。ま
た、車速センサ１２で検出された車速も操舵補助指令値
演算器２２に入力される。
明する。トルクセンサ３から入力された操舵トルク信号
は、位相補償器２１で操舵系の安定を高めるために位相
補償され、操舵補助指令値演算器２２に入力される。ま
た、車速センサ１２で検出された車速も操舵補助指令値
演算器２２に入力される。
【００４１】操舵補助指令値演算器２２は、入力され位
相補償された操舵トルク信号及び車速信号に基づいて所
定の演算式によりモ−タ１０に供給する電流の制御目標
値である操舵補助指令値Ｉref を演算する。
相補償された操舵トルク信号及び車速信号に基づいて所
定の演算式によりモ−タ１０に供給する電流の制御目標
値である操舵補助指令値Ｉref を演算する。
【００４２】比較器２３、微分補償器２４、比例演算器
２５、積分演算器２６、加算器２７から構成される回路
は、モ−タ電流が操舵補助指令値Ｉref に一致するよう
にフイ−ドバツク制御を行う回路である。
２５、積分演算器２６、加算器２７から構成される回路
は、モ−タ電流が操舵補助指令値Ｉref に一致するよう
にフイ−ドバツク制御を行う回路である。
【００４３】比較器２３では、操舵補助指令値演算器２
２で演算された制御目標値である操舵補助指令値Ｉref
と後述するモ−タ電流検出回路４２で検出されたモ−タ
電流値Ｉが比較され、その差の信号が出力される。
２で演算された制御目標値である操舵補助指令値Ｉref
と後述するモ−タ電流検出回路４２で検出されたモ−タ
電流値Ｉが比較され、その差の信号が出力される。
【００４４】比例演算器２５では、操舵補助指令値Ｉre
f とモ−タ電流値Ｉとの差に比例した比例値が出力され
る。さらに比例演算器２５の出力信号はフイ−ドバツク
系の特性を改善するため積分演算器２６において積分さ
れ、差の積分値の比例値が出力される。
f とモ−タ電流値Ｉとの差に比例した比例値が出力され
る。さらに比例演算器２５の出力信号はフイ−ドバツク
系の特性を改善するため積分演算器２６において積分さ
れ、差の積分値の比例値が出力される。
【００４５】微分補償器２４では、操舵補助指令値Ｉre
f に対するモ−タ電流値Ｉの応答速度を高めるため、操
舵補助指令値Ｉref の微分値に比例した値が出力され
る。
f に対するモ−タ電流値Ｉの応答速度を高めるため、操
舵補助指令値Ｉref の微分値に比例した値が出力され
る。
【００４６】微分補償器２４から出力された操舵補助指
令値Ｉref の微分値、比例演算器２５から出力された操
舵補助指令値Ｉref とモ−タ電流値Ｉとの差に比例した
比例値、積分演算器２６から出力された積分値は加算器
２７において加算演算され、演算結果である電流制御値
Ｅがモ−タ制御回路４１に出力される。モ−タに流れる
電流はモ−タ電流検出回路４２により検出される。
令値Ｉref の微分値、比例演算器２５から出力された操
舵補助指令値Ｉref とモ−タ電流値Ｉとの差に比例した
比例値、積分演算器２６から出力された積分値は加算器
２７において加算演算され、演算結果である電流制御値
Ｅがモ−タ制御回路４１に出力される。モ−タに流れる
電流はモ−タ電流検出回路４２により検出される。
【００４７】図３にモ−タ制御回路４１の構成の一例を
示す。モ−タ制御回路４１は制御指令器４５、ゲ−ト駆
動回路４６、ＦＥＴ1 〜ＦＥＴ4 からなるＨブリツジ回
路等から構成され、制御指令器４５は加算器２７から入
力された電流制御値Ｅに基づいてＦＥＴ1 〜ＦＥＴ4 を
駆動するＰＷＭ信号およびモ−タ回転方向を指示する回
転方向信号を出力する。
示す。モ−タ制御回路４１は制御指令器４５、ゲ−ト駆
動回路４６、ＦＥＴ1 〜ＦＥＴ4 からなるＨブリツジ回
路等から構成され、制御指令器４５は加算器２７から入
力された電流制御値Ｅに基づいてＦＥＴ1 〜ＦＥＴ4 を
駆動するＰＷＭ信号およびモ−タ回転方向を指示する回
転方向信号を出力する。
【００４８】ＦＥＴ1 （ＦＥＴ2 ）は前記した制御指令
器４５から出力されるデユ−テイ比Ｄ１のＰＷＭ信号に
基づいてゲ−トがＯＮ／ＯＦＦされ、ＦＥＴ3 （ＦＥＴ
4 ）はデユ−テイ比Ｄ２のＰＷＭ信号に基づいてゲ−ト
がＯＮ／ＯＦＦされ、実際にモ−タに流れる電流Ｉの大
きさが制御される。
器４５から出力されるデユ−テイ比Ｄ１のＰＷＭ信号に
基づいてゲ−トがＯＮ／ＯＦＦされ、ＦＥＴ3 （ＦＥＴ
4 ）はデユ−テイ比Ｄ２のＰＷＭ信号に基づいてゲ−ト
がＯＮ／ＯＦＦされ、実際にモ−タに流れる電流Ｉの大
きさが制御される。
【００４９】ＦＥＴ1 とＦＥＴ2 のいずれを駆動する
か、またＦＥＴ3 とＦＥＴ4 のいずれを駆動するかはモ
−タの回転方向を決定する回転方向信号により決定され
る。
か、またＦＥＴ3 とＦＥＴ4 のいずれを駆動するかはモ
−タの回転方向を決定する回転方向信号により決定され
る。
【００５０】モ−タ電流検出回路４２は、抵抗Ｒ1 の両
端における電圧降下に基づいて正方向電流の大きさを検
出し、また、抵抗Ｒ2 の両端における電圧降下に基づい
て負方向電流の大きさを検出する。検出されたモ−タ電
流値Ｉは比較器２３にフイ−ドバツクして入力される
（図２参照）。
端における電圧降下に基づいて正方向電流の大きさを検
出し、また、抵抗Ｒ2 の両端における電圧降下に基づい
て負方向電流の大きさを検出する。検出されたモ−タ電
流値Ｉは比較器２３にフイ−ドバツクして入力される
（図２参照）。
【００５１】次に、上記した制御指令器４５の構成を説
明する。図４は制御指令器の第１実施例で、マイクロプ
ロセツサ４５１と２つのＰＷＭタイマ４５２、４５３か
ら構成される。この構成では、入力された電流制御値Ｅ
に基づいてＰＷＭタイマ４５２を作動させてデユ−テイ
比Ｄ1 の時間幅のＰＷＭ信号Ｄ１を出力すると共に、同
時にマイクロプロセツサ４５１にＰＷＭ信号Ｄ１を入力
し、先に説明した関数式（２）に基づいてデユ−テイ比
Ｄ2 を演算し、ＰＷＭタイマ４５３を作動させてデユ−
テイ比Ｄ2 の時間幅のＰＷＭ信号Ｄ２を演算出力する。
明する。図４は制御指令器の第１実施例で、マイクロプ
ロセツサ４５１と２つのＰＷＭタイマ４５２、４５３か
ら構成される。この構成では、入力された電流制御値Ｅ
に基づいてＰＷＭタイマ４５２を作動させてデユ−テイ
比Ｄ1 の時間幅のＰＷＭ信号Ｄ１を出力すると共に、同
時にマイクロプロセツサ４５１にＰＷＭ信号Ｄ１を入力
し、先に説明した関数式（２）に基づいてデユ−テイ比
Ｄ2 を演算し、ＰＷＭタイマ４５３を作動させてデユ−
テイ比Ｄ2 の時間幅のＰＷＭ信号Ｄ２を演算出力する。
【００５２】ゲ−ト駆動回路４６は、例えば図５に示す
ような４個のアンド回路ＡＮ1 〜ＡＮ4 と１個のノツト
回路ＮＴ1 から構成される回路が提案される。
ような４個のアンド回路ＡＮ1 〜ＡＮ4 と１個のノツト
回路ＮＴ1 から構成される回路が提案される。
【００５３】この回路によれば、回転方向信号がＯＮ
（例えば正方向回転を示す）でＰＷＭ信号Ｄ１及びＤ２
が入力されたとすると、アンド回路ＡＮ2 の出力により
ＦＥＴ2 が駆動されるとともに、アンド回路ＡＮ4 の出
力によりＦＥＴ4 が駆動される。このとき、ノツト回路
ＮＴ1 の出力はＯＦＦであるから、アンド回路ＡＮ1 及
びＡＮ3 の出力はなく、ＦＥＴ1 、ＦＥＴ3 はＯＦＦと
なる。
（例えば正方向回転を示す）でＰＷＭ信号Ｄ１及びＤ２
が入力されたとすると、アンド回路ＡＮ2 の出力により
ＦＥＴ2 が駆動されるとともに、アンド回路ＡＮ4 の出
力によりＦＥＴ4 が駆動される。このとき、ノツト回路
ＮＴ1 の出力はＯＦＦであるから、アンド回路ＡＮ1 及
びＡＮ3 の出力はなく、ＦＥＴ1 、ＦＥＴ3 はＯＦＦと
なる。
【００５４】回転方向信号がＯＦＦ（例えば負方向回転
を示す）で、ＰＷＭ信号Ｄ１及びＤ２が入力されたとす
ると、ノツト回路ＮＴ1 の出力はＯＮとなるから、アン
ド回路ＡＮ1 の出力によりＦＥＴ1 が駆動されるととも
に、アンド回路ＡＮ3 の出力によりＦＥＴ3 が駆動され
る。このとき、アンド回路ＡＮ2 及びＡＮ4 の出力はな
く、ＦＥＴ2 、ＦＥＴ4 はＯＦＦとなる。
を示す）で、ＰＷＭ信号Ｄ１及びＤ２が入力されたとす
ると、ノツト回路ＮＴ1 の出力はＯＮとなるから、アン
ド回路ＡＮ1 の出力によりＦＥＴ1 が駆動されるととも
に、アンド回路ＡＮ3 の出力によりＦＥＴ3 が駆動され
る。このとき、アンド回路ＡＮ2 及びＡＮ4 の出力はな
く、ＦＥＴ2 、ＦＥＴ4 はＯＦＦとなる。
【００５５】図６は制御指令器の第２実施例で、マイク
ロプロセツサ４５１と２つのＤ／Ａ変換器４５４、４５
５、２つのコンパレ−タ４５６、４５７、及び信号発生
器４５８から構成される。
ロプロセツサ４５１と２つのＤ／Ａ変換器４５４、４５
５、２つのコンパレ−タ４５６、４５７、及び信号発生
器４５８から構成される。
【００５６】この構成では入力された電流制御値Ｅに基
づいてデユ−テイ比Ｄ1 に相当するアナログ信号ＡＤ1
、及び関数式（２）の演算の結果得られたデユ−テイ
比Ｄ2に基づいてこれに相当するアナログ信号ＡＤ2 を
得、コンパレ−タ４５６、４５７により信号発生器４５
８から出力されるＰＷＭ信号の１サイクルに対応する波
長の鋸歯状波信号或いは三角波信号とアナログ信号ＡＤ
1 及びＡＤとを比較し、アナログ信号ＡＤ1 及びＡＤの
電圧に相当する時間幅のＰＷＭ信号Ｄ１及びＰＷＭ信号
Ｄ２を出力するものである。図７に鋸歯状波信号発生回
路の一例を、図８に三角波信号発生回路の一例を示す
が、信号発生回路は公知の回路であるから説明は省略す
る。
づいてデユ−テイ比Ｄ1 に相当するアナログ信号ＡＤ1
、及び関数式（２）の演算の結果得られたデユ−テイ
比Ｄ2に基づいてこれに相当するアナログ信号ＡＤ2 を
得、コンパレ−タ４５６、４５７により信号発生器４５
８から出力されるＰＷＭ信号の１サイクルに対応する波
長の鋸歯状波信号或いは三角波信号とアナログ信号ＡＤ
1 及びＡＤとを比較し、アナログ信号ＡＤ1 及びＡＤの
電圧に相当する時間幅のＰＷＭ信号Ｄ１及びＰＷＭ信号
Ｄ２を出力するものである。図７に鋸歯状波信号発生回
路の一例を、図８に三角波信号発生回路の一例を示す
が、信号発生回路は公知の回路であるから説明は省略す
る。
【００５７】図９は、コンパレ−タ４５６、４５７によ
り信号発生器４５８から出力される鋸歯状波信号とアナ
ログ信号ＡＤ1 、ＡＤ2 とを比較して出力されるＰＷＭ
信号Ｄ１及びＰＷＭ信号Ｄ２、及びモ−タに印加される
電圧の波形を示したもので、図１０は三角波信号とアナ
ログ信号ＡＤ1 、ＡＤ2 とを比較して出力されるＰＷＭ
信号Ｄ１及びＰＷＭ信号Ｄ２、及びモ−タに印加される
電圧の波形を示したものである。図９と図１０を比較す
ると明らかであるが、三角波信号の場合はＰＷＭ信号Ｄ
１のＰＷＭ信号Ｄ２の立上り位置にずれがあり、モ−タ
に印加される電圧波形も相違するが、その動作に実質的
な差異が生じるものではない。
り信号発生器４５８から出力される鋸歯状波信号とアナ
ログ信号ＡＤ1 、ＡＤ2 とを比較して出力されるＰＷＭ
信号Ｄ１及びＰＷＭ信号Ｄ２、及びモ−タに印加される
電圧の波形を示したもので、図１０は三角波信号とアナ
ログ信号ＡＤ1 、ＡＤ2 とを比較して出力されるＰＷＭ
信号Ｄ１及びＰＷＭ信号Ｄ２、及びモ−タに印加される
電圧の波形を示したものである。図９と図１０を比較す
ると明らかであるが、三角波信号の場合はＰＷＭ信号Ｄ
１のＰＷＭ信号Ｄ２の立上り位置にずれがあり、モ−タ
に印加される電圧波形も相違するが、その動作に実質的
な差異が生じるものではない。
【００５８】図１１は制御指令器の第３実施例で、マイ
クロプロセツサ４５１とＤ／Ａ変換器４５４、デユ−テ
イ関数発生器４５９、２つのコンパレ−タ４５６、４５
７、及び信号発生器４５８から構成される。
クロプロセツサ４５１とＤ／Ａ変換器４５４、デユ−テ
イ関数発生器４５９、２つのコンパレ−タ４５６、４５
７、及び信号発生器４５８から構成される。
【００５９】この構成では入力された電流制御値Ｅに基
づいてデユ−テイ比Ｄ1 に相当するアナログ信号ＡＤ1
を得、また関数式（２）に基づく関数発生回路を備えた
デユ−テイ関数発生器４５９において、アナログ信号Ａ
Ｄ1 を入力としてデユ−テイ比Ｄ2 に相当するアナログ
信号ＡＤ2 を得、コンパレ−タ４５６、４５７により信
号発生器４５８から出力されるＰＷＭ信号の１サイクル
に対応する波長の鋸歯状波信号或いは三角波信号とアナ
ログ信号ＡＤ1 及びＡＤとを比較し、アナログ信号ＡＤ
1 及びＡＤの電圧に相当する時間幅のＰＷＭ信号Ｄ１及
びＰＷＭ信号Ｄ２を出力するものである。デユ−テイ関
数発生器４５９は、例えば図１２、図１３に示すような
一般的オペアンプを使用したアナログ回路の組み合わせ
による構成が提案される。
づいてデユ−テイ比Ｄ1 に相当するアナログ信号ＡＤ1
を得、また関数式（２）に基づく関数発生回路を備えた
デユ−テイ関数発生器４５９において、アナログ信号Ａ
Ｄ1 を入力としてデユ−テイ比Ｄ2 に相当するアナログ
信号ＡＤ2 を得、コンパレ−タ４５６、４５７により信
号発生器４５８から出力されるＰＷＭ信号の１サイクル
に対応する波長の鋸歯状波信号或いは三角波信号とアナ
ログ信号ＡＤ1 及びＡＤとを比較し、アナログ信号ＡＤ
1 及びＡＤの電圧に相当する時間幅のＰＷＭ信号Ｄ１及
びＰＷＭ信号Ｄ２を出力するものである。デユ−テイ関
数発生器４５９は、例えば図１２、図１３に示すような
一般的オペアンプを使用したアナログ回路の組み合わせ
による構成が提案される。
【００６０】コンパレ−タ４５６、４５７、信号発生器
４５８などは、第２実施例のものと同じであり、また、
コンパレ−タ４５６、４５７の出力も第２実施例におい
て図９、図１０により説明したものと変わらない。
４５８などは、第２実施例のものと同じであり、また、
コンパレ−タ４５６、４５７の出力も第２実施例におい
て図９、図１０により説明したものと変わらない。
【００６１】以上説明したとおり、この発明では、第２
のア−ムの半導体素子を第１のデユ−テイ比の関数で定
義される第２のデユ−テイ比のＰＷＭ信号で駆動するも
のであり、実施例ではデユ−テイ比Ｄ2 をデユ−テイ比
Ｄ1 の１次の関数として定義している。しかし、これに
限られず、デユ−テイ比の値が零の付近の境界領域にお
いて、モ−タ電流とデユ−テイ比の関係を連続的に変化
させることができる適当な関数を定義してもよい。
のア−ムの半導体素子を第１のデユ−テイ比の関数で定
義される第２のデユ−テイ比のＰＷＭ信号で駆動するも
のであり、実施例ではデユ−テイ比Ｄ2 をデユ−テイ比
Ｄ1 の１次の関数として定義している。しかし、これに
限られず、デユ−テイ比の値が零の付近の境界領域にお
いて、モ−タ電流とデユ−テイ比の関係を連続的に変化
させることができる適当な関数を定義してもよい。
【００６２】
【発明の効果】以上説明したとおり、この発明の電動パ
ワ−ステアリング装置の制御装置は、モ−タ駆動回路を
構成するＨブリツジ回路の互いに対向する２つのア−ム
を構成する２個１組の半導体素子のうち、第１のア−ム
の半導体素子を前記電流制御値に基づいて決定される第
１のデユ−テイ比のＰＷＭ信号で駆動し、第２のア−ム
の半導体素子を前記第１のデユ−テイ比の関数で決定さ
れる第２のデユ−テイ比のＰＷＭ信号で、それぞれ独立
に駆動するものである。
ワ−ステアリング装置の制御装置は、モ−タ駆動回路を
構成するＨブリツジ回路の互いに対向する２つのア−ム
を構成する２個１組の半導体素子のうち、第１のア−ム
の半導体素子を前記電流制御値に基づいて決定される第
１のデユ−テイ比のＰＷＭ信号で駆動し、第２のア−ム
の半導体素子を前記第１のデユ−テイ比の関数で決定さ
れる第２のデユ−テイ比のＰＷＭ信号で、それぞれ独立
に駆動するものである。
【００６３】これにより、ハンドル戻り時などで操舵ト
ルクが発生していない状態のときも、デユ−テイ比の値
が零の付近でモ−タ電流とデユ−テイ比との間に不連続
部分がなくなるので振動電流が発生せず、雑音の発生や
フイ−ドバツク制御の安定性を阻害することがない。
ルクが発生していない状態のときも、デユ−テイ比の値
が零の付近でモ−タ電流とデユ−テイ比との間に不連続
部分がなくなるので振動電流が発生せず、雑音の発生や
フイ−ドバツク制御の安定性を阻害することがない。
【図１】電動式パワ−ステアリング装置の構成の概略を
説明する図。
説明する図。
【図２】電動式パワ−ステアリング装置の電子制御回路
のブロツク図。
のブロツク図。
【図３】モ−タ駆動回路の構成を示す回路ブロツク図。
【図４】制御指令器の第１実施例の構成を示す回路ブロ
ツク図。
ツク図。
【図５】ゲ−ト駆動回路の構成の一例を示す回路ブロツ
ク図。
ク図。
【図６】制御指令器の第２実施例の構成を示す回路ブロ
ツク図。
ツク図。
【図７】鋸歯状波信号発生回路の構成の一例を示す回路
ブロツク図。
ブロツク図。
【図８】三角波信号発生回路の構成の一例を示す回路ブ
ロツク図。
ロツク図。
【図９】第２実施例における鋸歯状波信号波形とＰＷＭ
信号のデユ−テイ比及びモ−タ電圧を説明する図。
信号のデユ−テイ比及びモ−タ電圧を説明する図。
【図１０】第２実施例における三角波信号波形とＰＷＭ
信号のデユ−テイ比及びモ−タ電圧を説明する図。
信号のデユ−テイ比及びモ−タ電圧を説明する図。
【図１１】制御指令器の第３実施例の構成を示す回路ブ
ロツク図。
ロツク図。
【図１２】第３実施例のデユ−テイ関数発生器の一例を
示す回路ブロツク図。
示す回路ブロツク図。
【図１３】第３実施例のデユ−テイ関数発生器の一例を
示す回路ブロツク図。
示す回路ブロツク図。
【図１４】従来のＦＥＴで構成したＨブリツジ回路から
なるモ−タ駆動回路図。
なるモ−タ駆動回路図。
【図１５】従来のモ−タ制御回路におけるモ−タ電流と
ＰＷＭ信号のデユ−テイ比との関係を説明する図。
ＰＷＭ信号のデユ−テイ比との関係を説明する図。
【図１６】この発明におけるモ−タ制御回路におけるモ
−タ電流とＰＷＭ信号のデユ−テイ比との関係を説明す
る図。
−タ電流とＰＷＭ信号のデユ−テイ比との関係を説明す
る図。
【図１７】Ｈブリツジ回路の互いに対向する２つのア−
ムのＦＥＴを同時に異なるデユ−テイ比で駆動するとき
の動作を説明する図。
ムのＦＥＴを同時に異なるデユ−テイ比で駆動するとき
の動作を説明する図。
【図１８】ＦＥＴの動作状態、モ−タ端子間電圧ＶM 、
モ−タ電流Ｉなどの関係を説明する図。
モ−タ電流Ｉなどの関係を説明する図。
３ トルクセンサ １０ モ−タ １１ イグニツシヨンキ− １２ 車速センサ １３ 電子制御回路 １４ バツテリ ２１ 位相補償器 ２２ 操舵補助指令値演算器 ２３ 比較器 ２４ 微分補償器 ２５ 比例演算器 ２６ 積分演算器 ２７ 加算器 ４１ モ−タ制御回路 ４２ モ−タ電流検出回路
Claims (4)
- 【請求項１】 少なくともステアリングシヤフトに発生
する操舵トルク信号に基づいて演算された操舵補助指令
値と検出されたモ−タ電流値から演算した電流制御値に
基づいてステアリング機構に操舵補助力を与えるモ−タ
の出力を制御するフイ−ドバツク制御手段を備えた電動
パワ−ステアリング装置の制御装置において、 半導体素子をＨブリツジに接続して構成したブリツジ回
路の入力端子間に電源を、出力端子間に前記モ−タを接
続したモ−タ駆動手段と、 制御指令手段とを備え、 前記制御指令手段はモ−タ駆動回路を構成するＨブリツ
ジ回路の互いに対向する２つのア−ムを構成する２個１
組の半導体素子のうち、第１のア−ムの半導体素子を前
記電流制御値に基づいて決定される第１のデユ−テイ比
のＰＷＭ信号で駆動し、第２のア−ムの半導体素子を前
記第１のデユ−テイ比の関数で定義される第２のデユ−
テイ比のＰＷＭ信号で駆動するべく、第１のデユ−テイ
比のＰＷＭ信号と第２のデユ−テイ比のＰＷＭ信号とを
それぞれ独立して前記モ−タ駆動手段に出力することを
特徴とする電動パワ−ステアリング装置の制御装置。 - 【請求項２】 前記制御指令手段は、第１のデユ−テイ
比の値を入力として所定の関数式により第２のデユ−テ
イ比の値を演算する演算部と、第１のデユ−テイ比のＰ
ＷＭ信号を出力する第１のＰＷＭ信号出力手段と、前記
演算部で演算された第２のデユ−テイ比の値に基づいて
第２のデユ−テイ比のＰＷＭ信号を出力する第２のＰＷ
Ｍ信号出力手段とを備えることを特徴とする請求項１記
載の電動パワ−ステアリング装置の制御装置。 - 【請求項３】 前記制御指令手段は、第１のデユ−テイ
比の値を入力として所定の関数式により第２のデユ−テ
イ比の値を演算する演算部と、第１のデユ−テイ比及び
第２のデユ−テイ比の信号をアナログ信号に変換する変
換部と、ＰＷＭ信号の１サイクルに対応する波長の鋸歯
状波信号又は三角波信号を発生する信号発生部と、信号
変換部を備え、信号変換部において前記信号発生部から
出力される波形信号を使用して前記アナログ信号の電圧
に相当する時間幅のＰＷＭ信号を出力することを特徴と
する請求項１記載の電動パワ−ステアリング装置の制御
装置。 - 【請求項４】 前記制御指令手段は、第１のデユ−テイ
比の信号に基づいて第２のデユ−テイ比のアナログ信号
を発生させる関数発生手段と、第１のデユ−テイ比の信
号をアナログ信号に変換する変換部と、ＰＷＭ信号の１
サイクルに対応する波長の鋸歯状波信号又は三角波信号
を発生する信号発生部と、信号変換部を備え、信号変換
部において前記信号発生部から出力される波形信号を使
用して前記アナログ信号の電圧に相当する時間幅のＰＷ
Ｍ信号を出力することを特徴とする請求項１記載の電動
パワ−ステアリング装置の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21651595A JP3562053B2 (ja) | 1995-08-03 | 1995-08-03 | 電動パワ−ステアリング装置の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21651595A JP3562053B2 (ja) | 1995-08-03 | 1995-08-03 | 電動パワ−ステアリング装置の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0939810A true JPH0939810A (ja) | 1997-02-10 |
| JP3562053B2 JP3562053B2 (ja) | 2004-09-08 |
Family
ID=16689652
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21651595A Expired - Fee Related JP3562053B2 (ja) | 1995-08-03 | 1995-08-03 | 電動パワ−ステアリング装置の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3562053B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005058672A1 (ja) * | 2003-12-16 | 2005-06-30 | Nsk Ltd. | 電動パワーステアリング装置 |
| US20130221881A1 (en) * | 2012-02-29 | 2013-08-29 | Sony Corporation | Driving apparatus and driving method |
-
1995
- 1995-08-03 JP JP21651595A patent/JP3562053B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005058672A1 (ja) * | 2003-12-16 | 2005-06-30 | Nsk Ltd. | 電動パワーステアリング装置 |
| EP1712448A1 (en) * | 2003-12-16 | 2006-10-18 | NSK Ltd., | Electric power steering device |
| EP1712448A4 (en) * | 2003-12-16 | 2007-09-12 | Nsk Ltd | ELECTRIC POWER STEERING DEVICE |
| US7586277B2 (en) | 2003-12-16 | 2009-09-08 | Nsk Ltd. | Electric power steering device |
| US20130221881A1 (en) * | 2012-02-29 | 2013-08-29 | Sony Corporation | Driving apparatus and driving method |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3562053B2 (ja) | 2004-09-08 |
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