JPH09281225A - レーダー・プローブを有する監視装置 - Google Patents
レーダー・プローブを有する監視装置Info
- Publication number
- JPH09281225A JPH09281225A JP8324907A JP32490796A JPH09281225A JP H09281225 A JPH09281225 A JP H09281225A JP 8324907 A JP8324907 A JP 8324907A JP 32490796 A JP32490796 A JP 32490796A JP H09281225 A JPH09281225 A JP H09281225A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- monitoring device
- radar
- signal
- control unit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/06—Systems determining position data of a target
- G01S13/08—Systems for measuring distance only
- G01S13/32—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
- G01S13/36—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated with phase comparison between the received signal and the contemporaneously transmitted signal
- G01S13/40—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated with phase comparison between the received signal and the contemporaneously transmitted signal wherein the frequency of transmitted signal is adjusted to give a predetermined phase relationship
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/04—Systems determining presence of a target
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
- Burglar Alarm Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＦＭ／ＣＷレーダーを用いた従来の近距離測
定装置は、比較的大きな周波数帯域幅を必要とした。 【解決手段】 監視装置のレーダー・プローブは、制御
ユニット８と、発振器回路１、送信段２の間に挿入され
た分岐路４と、受信段６を介して受信されたエコー信号
に発振器回路１から分岐した信号を重ね合わせる重合回
路５を備える。レーダー・プローブは干渉レーダーとし
て機能し、レーダー信号の送信時間が分岐信号の送信時
間に比べて長くなるよう、分岐路４および重ね合わせ回
路５の間の送受信路に遅延回路２５が挿入されている。
遅延回路２５の使用によって必要な帯域幅がほぼ半分に
削減される。
定装置は、比較的大きな周波数帯域幅を必要とした。 【解決手段】 監視装置のレーダー・プローブは、制御
ユニット８と、発振器回路１、送信段２の間に挿入され
た分岐路４と、受信段６を介して受信されたエコー信号
に発振器回路１から分岐した信号を重ね合わせる重合回
路５を備える。レーダー・プローブは干渉レーダーとし
て機能し、レーダー信号の送信時間が分岐信号の送信時
間に比べて長くなるよう、分岐路４および重ね合わせ回
路５の間の送受信路に遅延回路２５が挿入されている。
遅延回路２５の使用によって必要な帯域幅がほぼ半分に
削減される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、請求項１のプリア
ンブルに記載のレーダー・プローブを有する監視装置に
関するものである。
ンブルに記載のレーダー・プローブを有する監視装置に
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】例えばドイツ公開公報Ａ１−３２１０９
８５号からは、レーダー波によって作動し、人間の動作
をその方向も感知して監視できるよう、ドップラー効果
を利用した、衛生設備用の接触不要の電子的制御が知ら
れている。快適な洗浄効果および信頼性のある作動を提
供する衛生設備に関する高い要望の下では、これらレー
ダー・プローブは、当該衛生設備の使用者の存在を確実
に示す信号を生成することができないため、満足のいか
ない場合が多い。さらに、時折問題となるのは、このよ
うなレーダー・プローブが技術的に複雑な方法で当該衛
生設備の透過および反射特性に適応されなければならな
いため、これは多くの場合、担当の衛生設備取付作業員
の当該分野に関する知識および能力を超えてしまうとい
う事実である。
８５号からは、レーダー波によって作動し、人間の動作
をその方向も感知して監視できるよう、ドップラー効果
を利用した、衛生設備用の接触不要の電子的制御が知ら
れている。快適な洗浄効果および信頼性のある作動を提
供する衛生設備に関する高い要望の下では、これらレー
ダー・プローブは、当該衛生設備の使用者の存在を確実
に示す信号を生成することができないため、満足のいか
ない場合が多い。さらに、時折問題となるのは、このよ
うなレーダー・プローブが技術的に複雑な方法で当該衛
生設備の透過および反射特性に適応されなければならな
いため、これは多くの場合、担当の衛生設備取付作業員
の当該分野に関する知識および能力を超えてしまうとい
う事実である。
【０００３】例えば米国特許第５、２６８、６９２号か
らは、乗用車における監視用の、ＦＭ／ＣＷレーダーを
用いた近距離測定装置が知られている。このようなレー
ダー・システムは、多くの場合、比較的大幅な周波数の
変化の下で作業する必要があるという欠点があり、状況
によってはレーダー放射の許容帯域幅を超えてしまうこ
とになる。
らは、乗用車における監視用の、ＦＭ／ＣＷレーダーを
用いた近距離測定装置が知られている。このようなレー
ダー・システムは、多くの場合、比較的大幅な周波数の
変化の下で作業する必要があるという欠点があり、状況
によってはレーダー放射の許容帯域幅を超えてしまうこ
とになる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従って、本発明の目的
は、レーダー放射の許容帯域幅を超えないレーダー・プ
ローブを有する監視装置を提供することである。
は、レーダー放射の許容帯域幅を超えないレーダー・プ
ローブを有する監視装置を提供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明によると、この課
題は請求項１の特徴部分に従ったレーダー・プローブを
有する監視装置によって解決される。
題は請求項１の特徴部分に従ったレーダー・プローブを
有する監視装置によって解決される。
【０００６】本発明による監視装置は、許容帯域幅に鑑
み有利であるのみならず、ＦＭ／ＣＷレーダー・システ
ムに比べて非常に安価である点でも有利である。
み有利であるのみならず、ＦＭ／ＣＷレーダー・システ
ムに比べて非常に安価である点でも有利である。
【０００７】本発明による監視装置の別の長所は、例え
ば衛生設備において高い洗浄力が確保されると共に、す
べての市販の衛生設備に、一切の適合を行わずに問題な
く取付可能であるということである。
ば衛生設備において高い洗浄力が確保されると共に、す
べての市販の衛生設備に、一切の適合を行わずに問題な
く取付可能であるということである。
【０００８】本発明の有利な実施の形態は従属請求項に
示されている。
示されている。
【０００９】
【発明の実施の形態】以下において、本発明の一例を図
面を参照して説明する。
面を参照して説明する。
【００１０】図１に示すレーダー・プローブは発振器回
路１を有し、この回路１の出力は一方で送信段２を介し
て送信アンテナ３と接続され、他方で分岐路(branch)４
を介して重ね合わせ回路５の第一入力と接続されてい
る。レーダー・プローブの受信部は、回路５の第二入力
に接続された受信段６と、この段に接続された受信アン
テナ７を備える。
路１を有し、この回路１の出力は一方で送信段２を介し
て送信アンテナ３と接続され、他方で分岐路(branch)４
を介して重ね合わせ回路５の第一入力と接続されてい
る。レーダー・プローブの受信部は、回路５の第二入力
に接続された受信段６と、この段に接続された受信アン
テナ７を備える。
【００１１】さらに、監視装置は、制御ユニット８およ
び評価回路９を備え、この評価回路はスイス特許出願第
０３７８４／９４−３と同様に機能してもよい。回路５
の出力と制御ユニット８の入力の間には、復調器回路１
０が挿入されている。制御ユニット８は、信号バス１１
を介して回路１に接続されている。
び評価回路９を備え、この評価回路はスイス特許出願第
０３７８４／９４−３と同様に機能してもよい。回路５
の出力と制御ユニット８の入力の間には、復調器回路１
０が挿入されている。制御ユニット８は、信号バス１１
を介して回路１に接続されている。
【００１２】回路１は、信号Ｓｃを提供する電圧制御発
振器１２を備え、この発振器１２は、周波数シンセサイ
ザ１３によってそれぞれパルスまたは繰り返し周波数に
設定される。復調器回路１０は、好適には、復調器１４
およびその後に接続された増幅器１５からなる。好適に
は、復調器１４と増幅器１５との間に、例えばコンデン
サによって形成されるハイパスフィルタ１６が挿入され
る。制御ユニット８には、マイクロプロセッサ１７が設
けられ、これにはさらに評価回路９および信号バス１１
が接続されている。
振器１２を備え、この発振器１２は、周波数シンセサイ
ザ１３によってそれぞれパルスまたは繰り返し周波数に
設定される。復調器回路１０は、好適には、復調器１４
およびその後に接続された増幅器１５からなる。好適に
は、復調器１４と増幅器１５との間に、例えばコンデン
サによって形成されるハイパスフィルタ１６が挿入され
る。制御ユニット８には、マイクロプロセッサ１７が設
けられ、これにはさらに評価回路９および信号バス１１
が接続されている。
【００１３】本発明の第一好適実施の形態によると、制
御ユニット８は、さらに、その入力において、復調器回
路１０の出力および低周波発振器１９の出力と接続され
ている同期整流装置１８(synchronous rectifier)を備
える。同期整流装置１８の出力は、コンパレータ２０を
介してマイクロプロセッサ１７の一つの入力に接続され
ている。
御ユニット８は、さらに、その入力において、復調器回
路１０の出力および低周波発振器１９の出力と接続され
ている同期整流装置１８(synchronous rectifier)を備
える。同期整流装置１８の出力は、コンパレータ２０を
介してマイクロプロセッサ１７の一つの入力に接続され
ている。
【００１４】本発明の第二実施の形態によると、制御ユ
ニット８に、マイクロプロセッサ１７に接続されたデジ
タル／アナログ変換器２１と、同期整流装置１８および
コンパレータ２０の間に挿入された減算機構２２が設け
られ、この減算機構は、背景物補正(standing sign com
pensation)を行うために特に設けられている。しかし、
特に背景物補正が行われない場合など、用途によって
は、同期整流装置１８の出力と、コンパレータ２０の入
力との間に簡単な接続を行うことも可能である。
ニット８に、マイクロプロセッサ１７に接続されたデジ
タル／アナログ変換器２１と、同期整流装置１８および
コンパレータ２０の間に挿入された減算機構２２が設け
られ、この減算機構は、背景物補正(standing sign com
pensation)を行うために特に設けられている。しかし、
特に背景物補正が行われない場合など、用途によって
は、同期整流装置１８の出力と、コンパレータ２０の入
力との間に簡単な接続を行うことも可能である。
【００１５】送信段２は、好適に、アイソレータであっ
てもよい増幅器２３と、これの後に接続された、簡単な
切り換え機能を有してもよい補助変調器２４とを備え
る。この切り換え機能は、送信路との接続を維持する
か、または信号を負荷インピーダンスに向ける(guide,
lead)ことを目的とする。補助変調器２４は、例えば、
ＰＩＮダイオード変調器であってもよい。補助変調器２
４の代わりに、ＬＦ発振器１９の信号は、直接スイッチ
を介して増幅器２３への供給を開始または停止すること
ができる。受信段６は、例えば、遅延回路２５と増幅器
２６の直列接続を有する。遅延回路は、基本的に、送受
信路内に存在するため、場合によって変調器２４の前ま
たは後に接続されるか、または部分的に送信段２、そし
て部分的に受信段６に置かれてもよい。
てもよい増幅器２３と、これの後に接続された、簡単な
切り換え機能を有してもよい補助変調器２４とを備え
る。この切り換え機能は、送信路との接続を維持する
か、または信号を負荷インピーダンスに向ける(guide,
lead)ことを目的とする。補助変調器２４は、例えば、
ＰＩＮダイオード変調器であってもよい。補助変調器２
４の代わりに、ＬＦ発振器１９の信号は、直接スイッチ
を介して増幅器２３への供給を開始または停止すること
ができる。受信段６は、例えば、遅延回路２５と増幅器
２６の直列接続を有する。遅延回路は、基本的に、送受
信路内に存在するため、場合によって変調器２４の前ま
たは後に接続されるか、または部分的に送信段２、そし
て部分的に受信段６に置かれてもよい。
【００１６】図１によるレーダー・プローブは、以下の
とおり機能する。
とおり機能する。
【００１７】レーダー送信器は、以下の信号を生成す
る。
る。
【００１８】Ｓｃ＝ａ×ｓｉｎ(ｗ×ｔ) 重ね合わせ回路５(superposing circuit)には受信信号
ＳｒがＴｄ＋２ｒ／ｃの遅延時間で到達する。Ｔｄは遅
延回路２５によって得られる遅延時間であり、２ｒは目
標物への往復距離であり、ｃは光速度である。よって、
信号Ｓｒについては以下の式が当てはまる。
ＳｒがＴｄ＋２ｒ／ｃの遅延時間で到達する。Ｔｄは遅
延回路２５によって得られる遅延時間であり、２ｒは目
標物への往復距離であり、ｃは光速度である。よって、
信号Ｓｒについては以下の式が当てはまる。
【００１９】 Ｓｒ＝ｂ×ｓｉｎ (ｗ×(ｔ−Ｔｄ−２ｒ／ｃ)) 正弦波形信号ＳｃおよびＳｒは重ね合わせ回路５の二つ
の入力においてそれぞれ同一の周波数を有するため、そ
の重ね合わせもまた同じく正弦波形の時間的な経過を示
す。その際には、いくつかの時間的な中心点において信
号振幅が合算される一方、別の箇所では相互に部分的に
消し合うため、通常はあまり重要性を有さない直流成分
が存在する。
の入力においてそれぞれ同一の周波数を有するため、そ
の重ね合わせもまた同じく正弦波形の時間的な経過を示
す。その際には、いくつかの時間的な中心点において信
号振幅が合算される一方、別の箇所では相互に部分的に
消し合うため、通常はあまり重要性を有さない直流成分
が存在する。
【００２０】復調器１４の出力には、振幅の連続が得ら
れ、その周期性Δｆｍは、目標距離ｒの基準を示す所定
の振幅が繰り返される、干渉信号の周期性である周波数
Δｆｍは、以下の式から得られる。
れ、その周期性Δｆｍは、目標距離ｒの基準を示す所定
の振幅が繰り返される、干渉信号の周期性である周波数
Δｆｍは、以下の式から得られる。
【００２１】 Δｗｔ−２π×ｎ＝Δｗ×(ｔ−Ｔｄ−２ｒ／ｃ) この際、ｎは整数であり、以下の式が適用される。
【００２２】Δｗ＝２π×Δｆｍ この結果、ｎ＝１とすると、以下のレーダーのための式
が得られる。
が得られる。
【００２３】 ｒ＝ｃ×(１−Δｆｍ×Ｔｄ)／(２×Δｆｍ) または、Ｔｄ＝１０ｎｓとすると、以下の式が得られ
る。
る。
【００２４】 ｒ[ｃｍ]＝１５０×((１００／Δｆｍ[ＭＨｚ])−１) 近距離レーダーのための上記の式においては、距離測定
が絶対的なレーダー周波数と無関係であるという事実が
特筆すべきである。唯一重要なのは、搬送周波数ｆｍの
変化Δｆｍである。遅延時間Ｔｄにより、所定のレーダ
ー帯域幅が所望の目標距離域に適合可能となる。例えば
遅延時間Ｔｄを１０ｎｓとし、干渉振幅の測定周期性を
Δｆｍ＝６６．６６ＭＨｚとすると、レーダー式に従っ
て距離ｒ＝７５ｃｍとなる。
が絶対的なレーダー周波数と無関係であるという事実が
特筆すべきである。唯一重要なのは、搬送周波数ｆｍの
変化Δｆｍである。遅延時間Ｔｄにより、所定のレーダ
ー帯域幅が所望の目標距離域に適合可能となる。例えば
遅延時間Ｔｄを１０ｎｓとし、干渉振幅の測定周期性を
Δｆｍ＝６６．６６ＭＨｚとすると、レーダー式に従っ
て距離ｒ＝７５ｃｍとなる。
【００２５】本発明による監視装置の長所は、目標距離
が短い場合に、干渉振幅の周期性に伴う周波数の変化
は、レーダー放射の許容帯域幅の超過が生じるほど大き
いものとならない。Ｔｄ＝０として周波数変化Δｆｍ’
が必要となるような距離ｒを計算するために、所定のＴ
ｄ値について周波数変化Δｆｍが必要である場合には、
以下の式が成り立つ。
が短い場合に、干渉振幅の周期性に伴う周波数の変化
は、レーダー放射の許容帯域幅の超過が生じるほど大き
いものとならない。Ｔｄ＝０として周波数変化Δｆｍ’
が必要となるような距離ｒを計算するために、所定のＴ
ｄ値について周波数変化Δｆｍが必要である場合には、
以下の式が成り立つ。
【００２６】 Δｆｍ＝Δｆｍ’／(１＋Δｆｍ’×Ｔｄ） または、Δｆｍ’×Ｔｄ＝１として、Δｆｍ＝Δｆｍ’
／２となる。
／２となる。
【００２７】上記の式によって、遅延回路の使用によっ
て必要な帯域幅がほぼ半分に削減されることが示され
る。
て必要な帯域幅がほぼ半分に削減されることが示され
る。
【００２８】本発明の第一実施の形態、つまり要素２
４、１６、１８、１９、２１および２２を含まない場合
によると、増幅器１５の出力は直接コンパレータ２０の
入力に接続されている。
４、１６、１８、１９、２１および２２を含まない場合
によると、増幅器１５の出力は直接コンパレータ２０の
入力に接続されている。
【００２９】マイクロプロセッサの機能は、すべての実
施の形態について、所定の振幅が繰り返される周波数の
差Δｆｍを決定することである。この目的上、レーダー
送信器１に接続されたマイクロプロセッサ１７は、搬送
周波数ｆｍが所定の初期値ｆｍ１（図４)から段階的ま
たは反復的に変更されるようプログラムされ、これは、
搬送周波数ｆｍが、初期値ｆｍ１の位相に対して干渉信
号の位相のずれが少なくとも約２πとなる値であるｆｍ
２になるまで行われる。この瞬間に、Δｆｍ＝ｆｍ２−
ｆｍ１となり、レーダー式は、距離ｒを計算するために
適用することができ、これは、定数ｃおよび固定パラメ
ーターＴｄが知られているため問題なく可能である。こ
れらはすべて、マイクロプロセッサ１７で自動的に制御
され、マイクロプロセッサ１７は、それぞれの場合に適
する符号信号を周波数シンセサイザ１３に供給すること
により発振器１２を所望の周波数ｆｍ１で制御する。こ
の制御は例えば、掃引制御によって水晶精度の５００ｋ
Ｈｚ毎の段階で行われ、これによって別段の場合には必
要となる追加の周波数測定器が不必要となる。
施の形態について、所定の振幅が繰り返される周波数の
差Δｆｍを決定することである。この目的上、レーダー
送信器１に接続されたマイクロプロセッサ１７は、搬送
周波数ｆｍが所定の初期値ｆｍ１（図４)から段階的ま
たは反復的に変更されるようプログラムされ、これは、
搬送周波数ｆｍが、初期値ｆｍ１の位相に対して干渉信
号の位相のずれが少なくとも約２πとなる値であるｆｍ
２になるまで行われる。この瞬間に、Δｆｍ＝ｆｍ２−
ｆｍ１となり、レーダー式は、距離ｒを計算するために
適用することができ、これは、定数ｃおよび固定パラメ
ーターＴｄが知られているため問題なく可能である。こ
れらはすべて、マイクロプロセッサ１７で自動的に制御
され、マイクロプロセッサ１７は、それぞれの場合に適
する符号信号を周波数シンセサイザ１３に供給すること
により発振器１２を所望の周波数ｆｍ１で制御する。こ
の制御は例えば、掃引制御によって水晶精度の５００ｋ
Ｈｚ毎の段階で行われ、これによって別段の場合には必
要となる追加の周波数測定器が不必要となる。
【００３０】この目的上、マイクロプロセッサは、各工
程の後、当該振幅値が所定の基準信号よりも大きいか、
または小さいかについての情報を受信する。この情報
は、コンパレータ２０から提供される。評価回路９は、
最終的にマイクロプロセッサ１７から、レーダー・プロ
ーブと特定の目標物の間の距離ｒについての情報を得
る。
程の後、当該振幅値が所定の基準信号よりも大きいか、
または小さいかについての情報を受信する。この情報
は、コンパレータ２０から提供される。評価回路９は、
最終的にマイクロプロセッサ１７から、レーダー・プロ
ーブと特定の目標物の間の距離ｒについての情報を得
る。
【００３１】干渉近距離レーダーは純粋に静的に作動す
るため、その技術的実現は比較的簡単である。周波数シ
ンセサイザは広範囲でマイクロプロセッサ１７のソフト
ウェアを介してプログラム入力可能であり、好適に以下
の技術的データを有する。
るため、その技術的実現は比較的簡単である。周波数シ
ンセサイザは広範囲でマイクロプロセッサ１７のソフト
ウェアを介してプログラム入力可能であり、好適に以下
の技術的データを有する。
【００３２】レーダー周波数： 約１ないし４０ＧＨｚ 帯域幅： １０ＭＨｚないし３ＧＨｚ ステップ幅： １０×ｎ ｋＨｚ この場合には、例えば240ステップおよびｎ＝５０(距離
解像度＋／−１ｃｍ)とする。この際には、実際には公
的に許可されている周波数(２．４ＧＨｚ； ５．８Ｇ
Ｈｚ； ９．６ＧＨｚ； １０．５ＧＨｚ； １３．７
ＧＨｚ； ２４．１ＧＨｚ； ３４．７ＧＨｚ)の一つ
でしか作業することができないことに注意するべきであ
る。
解像度＋／−１ｃｍ)とする。この際には、実際には公
的に許可されている周波数(２．４ＧＨｚ； ５．８Ｇ
Ｈｚ； ９．６ＧＨｚ； １０．５ＧＨｚ； １３．７
ＧＨｚ； ２４．１ＧＨｚ； ３４．７ＧＨｚ)の一つ
でしか作業することができないことに注意するべきであ
る。
【００３３】本発明による周波数シンセサイザを利用し
た反復方法により、干渉信号の周期幅の決定に大幅な柔
軟性が提供され、これは特に、帯域幅全体に亘って、上
から下、または下から上への方向の全２４０段階に亘る
線形掃引制御によって提供される。シンセサイザのプロ
グラム入力および場合によっては補助変調器２４で変調
された干渉信号の測定のために、合計最大１ｍｓ／段
階、つまり最大２４０ｍｓの合計掃引時間が必要とされ
る。
た反復方法により、干渉信号の周期幅の決定に大幅な柔
軟性が提供され、これは特に、帯域幅全体に亘って、上
から下、または下から上への方向の全２４０段階に亘る
線形掃引制御によって提供される。シンセサイザのプロ
グラム入力および場合によっては補助変調器２４で変調
された干渉信号の測定のために、合計最大１ｍｓ／段
階、つまり最大２４０ｍｓの合計掃引時間が必要とされ
る。
【００３４】シンセサイザによって２４０の設定可能な
周波数が各自、水晶精度の１ｍｓの最大誤差の範囲内で
達成され、かつ測定することができるため、これに加え
て干渉信号の周波幅の決定の際に簡単かつ早い定義方法
が実現できる。
周波数が各自、水晶精度の１ｍｓの最大誤差の範囲内で
達成され、かつ測定することができるため、これに加え
て干渉信号の周波幅の決定の際に簡単かつ早い定義方法
が実現できる。
【００３５】本発明の第二実施の形態によると、要素１
９、１８、１６および２４も存在するし、同期整流装置
１８の出力がコンパレータ２０の入力と直接に接続され
ている。この実施の形態の目的は、上記の直流部品に関
して測定の正確さを高めることである。
９、１８、１６および２４も存在するし、同期整流装置
１８の出力がコンパレータ２０の入力と直接に接続され
ている。この実施の形態の目的は、上記の直流部品に関
して測定の正確さを高めることである。
【００３６】つまり、問題となっているのは、非常に小
さいレーダー信号を、この信号に比べて非常に大きい基
準信号と重ね合わされている状態で、評価する必要性が
あるということである。これは実際には経験上いくつか
の問題点を伴うが、これらは本発明による第二実施の形
態において非常によく回避される。
さいレーダー信号を、この信号に比べて非常に大きい基
準信号と重ね合わされている状態で、評価する必要性が
あるということである。これは実際には経験上いくつか
の問題点を伴うが、これらは本発明による第二実施の形
態において非常によく回避される。
【００３７】この第二実施の形態に従って、低周波発振
器１９は、任意のレーダー周波数について同期整流装置
１８において干渉信号の振幅の簡単な整流を行うことに
よって、例えば１０ｋＨｚの周波数を有する変調信号を
供給する。整流値はこの場合においても周波数Δｆｍに
対応して周期的に変動するため、これによって、干渉信
号の周期性は影響を受けない。
器１９は、任意のレーダー周波数について同期整流装置
１８において干渉信号の振幅の簡単な整流を行うことに
よって、例えば１０ｋＨｚの周波数を有する変調信号を
供給する。整流値はこの場合においても周波数Δｆｍに
対応して周期的に変動するため、これによって、干渉信
号の周期性は影響を受けない。
【００３８】図２によるベクトル図において、ベクトル
Ａは、変調器２４によって変調されていない基準信号
Ｓ'ｃを示し、ベクトルＢは、変調器２４によって既に
変調されている受信信号Ｓｒを、ベクトルＡに対して目
的物との距離に従属する位相φをもって示し、この二つ
のベクトルが重なり合うことによって、干渉信号Ｓｉを
示すベクトルＣが得られる。切り換えスイッチ２４を入
れたり、消したりすると、これはベクトルＢのほぼ100%
の方形波変調に相当し、干渉ベクトルＣは低周波数発振
器１９の変調周波数の周期でｂ点とａ点の間で往復運動
する。その長さは、ベクトルＣの長さとベクトルＡの長
さの間で変わる。ベクトルＡおよびＣ'の長さが同じと
なる位相角φ＝γの場合には、スイッチを入れたり、消
したりしたときに変調が行われない。位相角φがγより
も小さいか、または大きい場合には、変調は干渉ベクト
ルに再度現れるが、変調位相がこのゼロ点において２π
分変化する。変調電圧のゼロ点を中心として位相が１８
０゜変わることによって、同期整流装置１８はこれを信
号評価に利用し、本発明による同期位相の整流化による
干渉信号の周期幅Δｆｍの決定に役立つ。
Ａは、変調器２４によって変調されていない基準信号
Ｓ'ｃを示し、ベクトルＢは、変調器２４によって既に
変調されている受信信号Ｓｒを、ベクトルＡに対して目
的物との距離に従属する位相φをもって示し、この二つ
のベクトルが重なり合うことによって、干渉信号Ｓｉを
示すベクトルＣが得られる。切り換えスイッチ２４を入
れたり、消したりすると、これはベクトルＢのほぼ100%
の方形波変調に相当し、干渉ベクトルＣは低周波数発振
器１９の変調周波数の周期でｂ点とａ点の間で往復運動
する。その長さは、ベクトルＣの長さとベクトルＡの長
さの間で変わる。ベクトルＡおよびＣ'の長さが同じと
なる位相角φ＝γの場合には、スイッチを入れたり、消
したりしたときに変調が行われない。位相角φがγより
も小さいか、または大きい場合には、変調は干渉ベクト
ルに再度現れるが、変調位相がこのゼロ点において２π
分変化する。変調電圧のゼロ点を中心として位相が１８
０゜変わることによって、同期整流装置１８はこれを信
号評価に利用し、本発明による同期位相の整流化による
干渉信号の周期幅Δｆｍの決定に役立つ。
【００３９】レーダーおよび基準信号の重なり合いによ
り得られる干渉信号には、上記に説明したとおり、基準
信号から発生する直流電圧要素に加えて、レーダーのエ
コーから発生する方形波変調した交流電圧要素も含まれ
る。復調器回路１０に含まれる簡易のハイパスフィルタ
１６によって、変調されたレーダーエコーは、直流電圧
要素の後の処理のために分離される。干渉信号のゼロ点
(図４)は、同期位相の整流化の後にコンパレータ２０に
より計算される。
り得られる干渉信号には、上記に説明したとおり、基準
信号から発生する直流電圧要素に加えて、レーダーのエ
コーから発生する方形波変調した交流電圧要素も含まれ
る。復調器回路１０に含まれる簡易のハイパスフィルタ
１６によって、変調されたレーダーエコーは、直流電圧
要素の後の処理のために分離される。干渉信号のゼロ点
(図４)は、同期位相の整流化の後にコンパレータ２０に
より計算される。
【００４０】干渉信号Ｓｉを生成するためには、本第二
実施の形態によると、大きなダイナミック・レンジを特
徴としたレーダー信号が一定の、送信信号から計算され
た基準信号Ｓ'ｃと重なり合わせられ、続いて整流化さ
れる。評価対象の干渉信号振幅は、測定周波数の範囲に
亘ってほぼ正弦波形のカーブを描き、固定振幅値と重な
り合わさっている。この固定振幅値は、基準信号振幅
Ｓ'ｃに相当し、便宜上、干渉信号の周期幅の正確な決
定のためにゼロ線として使用され、その理由は、干渉信
号とこのゼロ線との交角が最大であるためである。その
ため、コンパレータ２０はこの場合においていわゆるゼ
ロ検出器であってもよい。
実施の形態によると、大きなダイナミック・レンジを特
徴としたレーダー信号が一定の、送信信号から計算され
た基準信号Ｓ'ｃと重なり合わせられ、続いて整流化さ
れる。評価対象の干渉信号振幅は、測定周波数の範囲に
亘ってほぼ正弦波形のカーブを描き、固定振幅値と重な
り合わさっている。この固定振幅値は、基準信号振幅
Ｓ'ｃに相当し、便宜上、干渉信号の周期幅の正確な決
定のためにゼロ線として使用され、その理由は、干渉信
号とこのゼロ線との交角が最大であるためである。その
ため、コンパレータ２０はこの場合においていわゆるゼ
ロ検出器であってもよい。
【００４１】本発明の第三実施の形態においては背景物
のための補正が目的とされ、これはデジタル／アナログ
変換器２１および減算機構２２によって実現される。
のための補正が目的とされ、これはデジタル／アナログ
変換器２１および減算機構２２によって実現される。
【００４２】レーダーの放射範囲内に常時存在する物
体、特に便器に対する反射によって、いわゆる背景物エ
コーが発生し、これは目標物エコーと重なっている。干
渉レーダー方法において複数の目標を定めることができ
ないため、この背景物エコーにより信頼性のない測定誤
差が生じる可能性がある。
体、特に便器に対する反射によって、いわゆる背景物エ
コーが発生し、これは目標物エコーと重なっている。干
渉レーダー方法において複数の目標を定めることができ
ないため、この背景物エコーにより信頼性のない測定誤
差が生じる可能性がある。
【００４３】これら測定誤差を回避するために、本発明
による背景物補正の方法が次のとおり適用される。目標
物エコーのない基準測定を通して、背景物エコーが測定
周波数帯域全体に亘って測定され、マイクロプロセッサ
１７に記憶される。続いて、各目標距離測定において、
当該測定周波数のために記憶された背景物エコーが「補
正除去」される。しかし、この方法は、背景物エコーお
よび目標物エコーが基準信号Ｓ'ｃよりも大幅に小さい
ことを前提とする。
による背景物補正の方法が次のとおり適用される。目標
物エコーのない基準測定を通して、背景物エコーが測定
周波数帯域全体に亘って測定され、マイクロプロセッサ
１７に記憶される。続いて、各目標距離測定において、
当該測定周波数のために記憶された背景物エコーが「補
正除去」される。しかし、この方法は、背景物エコーお
よび目標物エコーが基準信号Ｓ'ｃよりも大幅に小さい
ことを前提とする。
【００４４】背景物補正には、位相同期整流化に使用さ
れる変調も役立つ。この変調は、上記に説明したとお
り、レーダー送信器１のＶＣＯ発振器１２の出力信号Ｓ
ｃが、送信アンテナによって送信される前に、例えば１
０ｋＨｚの前記変調信号によって100%振幅変調される一
方、基準信号路においては振幅変調が行われないことか
ら構成される。背景物エコーの補正はこれによって、非
常に簡単な態様でこの位相同期整流装置の回路に含むこ
とが可能であり、これは同様にコンパレータ２０によっ
て可能となる。このコンパレータ２０の論理(logical,
functional)出力信号により、マイクロプロセッサ１７
に対して、各目標距離測定において当該測定周波数のた
めに記憶された背景物エコーが減算によって「補正除去」
された後、目標物エコーが当該測定周波数において干渉
によって弱められたか、または補強されたかのいずれか
について、直接的な情報が提供される。
れる変調も役立つ。この変調は、上記に説明したとお
り、レーダー送信器１のＶＣＯ発振器１２の出力信号Ｓ
ｃが、送信アンテナによって送信される前に、例えば１
０ｋＨｚの前記変調信号によって100%振幅変調される一
方、基準信号路においては振幅変調が行われないことか
ら構成される。背景物エコーの補正はこれによって、非
常に簡単な態様でこの位相同期整流装置の回路に含むこ
とが可能であり、これは同様にコンパレータ２０によっ
て可能となる。このコンパレータ２０の論理(logical,
functional)出力信号により、マイクロプロセッサ１７
に対して、各目標距離測定において当該測定周波数のた
めに記憶された背景物エコーが減算によって「補正除去」
された後、目標物エコーが当該測定周波数において干渉
によって弱められたか、または補強されたかのいずれか
について、直接的な情報が提供される。
【００４５】背景物エコーは、監視対象空間内に異物が
存在しないときに記録することができる。この記録を行
うために、アナログ／デジタル変換器２７が位相同期整
流装置１８の出力とマイクロプロセッサ１７の一方の入
力の間に挿入される。近距離レーダーは背景物エコーを
これが目標物エコーであるかのように感知し、マイクロ
プロセッサ１７は図３に点線で示す干渉振幅値を計算す
る。図３においては、さらに人間が存在する場合に得ら
れる干渉振幅値が実線で示されている。図４は、本発明
による背景物補正の方法を適用して得られる結果を示
す。
存在しないときに記録することができる。この記録を行
うために、アナログ／デジタル変換器２７が位相同期整
流装置１８の出力とマイクロプロセッサ１７の一方の入
力の間に挿入される。近距離レーダーは背景物エコーを
これが目標物エコーであるかのように感知し、マイクロ
プロセッサ１７は図３に点線で示す干渉振幅値を計算す
る。図３においては、さらに人間が存在する場合に得ら
れる干渉振幅値が実線で示されている。図４は、本発明
による背景物補正の方法を適用して得られる結果を示
す。
【００４６】二つの続くゼロ点の間で上昇振幅を示す二
つの信号の周波数ｆｍ１およびｆｍ２の間の偏差Δｆｍ
＝ｆｍ１−ｆｍ２によって、干渉信号の求められていた
周期Δｆｍが得られ、これは距離ｒを計算するためにレ
ーダー式に当てはめるべき値である。
つの信号の周波数ｆｍ１およびｆｍ２の間の偏差Δｆｍ
＝ｆｍ１−ｆｍ２によって、干渉信号の求められていた
周期Δｆｍが得られ、これは距離ｒを計算するためにレ
ーダー式に当てはめるべき値である。
【００４７】要素２１および２２を含まない別の例にお
いては、コンパレータ２０の代わりにＡ／Ｄ変換器を使
用することも可能であり、この際にはマイクロプロセッ
サは人間の干渉振幅値からソフトウェアを介して背景物
エコーの該当値を引き算する。
いては、コンパレータ２０の代わりにＡ／Ｄ変換器を使
用することも可能であり、この際にはマイクロプロセッ
サは人間の干渉振幅値からソフトウェアを介して背景物
エコーの該当値を引き算する。
【００４８】評価回路９または場合によってはマイクロ
プロセッサは、監視対象領域に存在する人間とレーダー
・プローブの間の瞬間距離ｒが、所定の基準値ｄｒより
も小さいときに、少なくとも一つの判定基準信号Ｓｋを
提供するようにしてもよい。さらに、監視装置は、制御
ユニットを備えてもよく、この制御ユニットは、この判
定基準信号Ｓｋに従属の希望信号(wanted/useful signa
l)を生成するようになっている。
プロセッサは、監視対象領域に存在する人間とレーダー
・プローブの間の瞬間距離ｒが、所定の基準値ｄｒより
も小さいときに、少なくとも一つの判定基準信号Ｓｋを
提供するようにしてもよい。さらに、監視装置は、制御
ユニットを備えてもよく、この制御ユニットは、この判
定基準信号Ｓｋに従属の希望信号(wanted/useful signa
l)を生成するようになっている。
【００４９】この制御ユニットは、判定基準信号Ｓｋが
存在する場合に、レーダー・プローブの制御を第一繰り
返し周波数ｆｗ１の受動的な監視状態から、この第一周
波数よりも高いか、もしくはレーダー・プローブが常時
入れられている状態である、第二繰り返し周波数ｆｗ２
の能動的な監視状態に切り換えるよう構成してもよく、
好適には第一繰り返し周波数ｆｗ１が０．１Ｈｚないし
１００Ｈｚの間の領域にあり、第二繰り返し周波数ｆｗ
２が１０Ｈｚからレーダー・プローブが常時入れられて
いる状態までの領域にある。好適には、制御ユニットお
よび監視装置が電気ケーブルを介して相互に接続されて
おり、この際には、制御ユニットは監視装置を、監視装
置が繰り返し周波数ｆｗ１；ｆｗ２の周期の期間に比べ
て短期間の時間帯の間、例えばバッテリーから電力の供
給を受けるよう、制御する。
存在する場合に、レーダー・プローブの制御を第一繰り
返し周波数ｆｗ１の受動的な監視状態から、この第一周
波数よりも高いか、もしくはレーダー・プローブが常時
入れられている状態である、第二繰り返し周波数ｆｗ２
の能動的な監視状態に切り換えるよう構成してもよく、
好適には第一繰り返し周波数ｆｗ１が０．１Ｈｚないし
１００Ｈｚの間の領域にあり、第二繰り返し周波数ｆｗ
２が１０Ｈｚからレーダー・プローブが常時入れられて
いる状態までの領域にある。好適には、制御ユニットお
よび監視装置が電気ケーブルを介して相互に接続されて
おり、この際には、制御ユニットは監視装置を、監視装
置が繰り返し周波数ｆｗ１；ｆｗ２の周期の期間に比べ
て短期間の時間帯の間、例えばバッテリーから電力の供
給を受けるよう、制御する。
【００５０】さらに、監視装置は、異なる方向における
目標物および／または生じる目標半径方向速度および／
または感知した目標半径方向速度における移動方向につ
いての情報を含む、複数の判定基準信号を評価するよ
う、構成可能である。
目標物および／または生じる目標半径方向速度および／
または感知した目標半径方向速度における移動方向につ
いての情報を含む、複数の判定基準信号を評価するよ
う、構成可能である。
【００５１】アンテナ３、７は、ホーンアンテナまたは
印刷基板に配された平らなアンテナであってもよい。
印刷基板に配された平らなアンテナであってもよい。
【００５２】本発明による装置は、好適には衛生設備の
みならず、例えば自動ドアまたは近距離生命体感知機能
を有するその他の装置にも適用可能である。
みならず、例えば自動ドアまたは近距離生命体感知機能
を有するその他の装置にも適用可能である。
【図１】本発明によるレーダー・プローブを有する監視
装置のブロック図である。
装置のブロック図である。
【図２】本発明による監視装置の好適な実施の形態の作
動方法を説明するベクトル図である。
動方法を説明するベクトル図である。
【図３】本発明の別の実施の形態の作動方法を説明す
る、背景物信号を目立たなくしたときの干渉信号の振幅
図である。
る、背景物信号を目立たなくしたときの干渉信号の振幅
図である。
【図４】本発明の実施の形態の干渉信号の所定の振幅の
繰り返し周波数を示す図である。
繰り返し周波数を示す図である。
【符号の説明】 １ 発振器回路 ２ 送信段 ３ 送信アンテナ ４ 分岐路 ５ 重ね合わせ回路 ６ 受信段 ７ 受信アンテナ ８ 制御ユニット ９ 評価回路 １０ 復調器回路 １２ 電圧制御発振器 １３ 周波数シンセサイザ １４ 復調器 １５ 増幅器 １６ ハイパスフィルタ １７ マイクロプロセッサ １８ 同期整流装置 １９ 低周波発振器 ２０ コンパレータ ２１ デジタル／アナログ変換器 ２２ 減算機構 ２３ 増幅器 ２４ 補助変調器 ２５ 遅延回路 ２６ 増幅器 ２７ アナログ／デジタル変換器
Claims (10)
- 【請求項１】 レーダー・プローブが制御ユニットと、
発振器回路および送信段の間に挿入された分岐路と、受
信段を介して受信されるエコー信号がレーダー送信器か
ら分岐した信号と重ね合わされる重ね合わせ回路とを備
え、レーダー・プローブが一つの機能として干渉レーダ
ーとして作成され、物体の存在を感知するレーダー・プ
ローブを有する監視装置において、 レーダー信号が分岐信号に比べて遅れるように、前記分
岐路および前記重ね合わせ回路の間の送受信路に遅延回
路が挿入されていることを特徴とする、監視装置。 - 【請求項２】 前記遅延回路の遅延時間が２ないし４０
ｎｓであることを特徴とした請求項１記載の監視装置。 - 【請求項３】 レーダー干渉信号(Ｓｉ)を供給する前記
重ね合わせ回路の出力が、復調器回路を介して前記制御
ユニットと接続され、前記復調器回路は前記発振器回路
を制御することを特徴とした請求項１又は２記載の監視
装置。 - 【請求項４】 前記遅延回路が、受信アンテナおよび前
記重ね合わせ回路の間に挿入され、前記受信段に組み込
まれていることを特徴とした請求項１ないし３いずれか
に記載の監視装置。 - 【請求項５】 前記制御ユニットが整流装置を備え、該
整流装置の入力が前記復調器回路の出力に接続され、該
整流装置の出力がコンパレータを介して、発振器回路を
制御するマイクロプロセッサに接続されていることを特
徴とした、請求項３又は４記載の監視装置。 - 【請求項６】 前記復調器回路が復調器と、その後に接
続されたハイパスフィルタとを備えた監視装置であり、
かつ制御ユニットが低周波発振器を有し、該発振器の出
力に前記整流装置の入力と、補助変調器を備えた前記送
信段の入力が接続されていることを特徴とした、請求項
５記載の監視装置。 - 【請求項７】 前記制御ユニットが、前記整流装置およ
び前記コンパレータの間に挿入された減算機構を備え、
該減算機構の第二入力がデジタル／アナログ変換器を介
して前記マイクロプロセッサに接続され、背景物補正を
行うことを特徴とした、請求項５又は６記載の監視装
置。 - 【請求項８】 前記整流装置の出力と前記マイクロプロ
セッサの別の入力の間にアナログ／デジタル変換器が挿
入され、背景物の記憶を行うことを特徴とした、請求項
７記載の監視装置。 - 【請求項９】 前記発振器回路が、前記制御ユニットを
介して変更可能な周波数(ｆｍ)に設定可能な周波数シン
セサイザを備え、該周波数シンセサイザの出力には電圧
制御発振器が接続されていることを特徴とした、請求項
１ないし８いずれかに記載の監視装置。 - 【請求項１０】 前記周波数シンセサイザが、公式に許
可されている周波数帯域のうちの一つにおいて１２０Ｍ
Ｈｚの帯域幅および５０×ｎｋＨｚで作業するよう構成
され、この際にｎが４ないし２０の間の整数であること
を特徴とした、請求項９記載の監視装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CH3445/95 | 1995-12-06 | ||
| CH344595 | 1995-12-06 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09281225A true JPH09281225A (ja) | 1997-10-31 |
Family
ID=4256109
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8324907A Pending JPH09281225A (ja) | 1995-12-06 | 1996-12-05 | レーダー・プローブを有する監視装置 |
Country Status (11)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5844519A (ja) |
| EP (1) | EP0777131A1 (ja) |
| JP (1) | JPH09281225A (ja) |
| CN (1) | CN1167922A (ja) |
| AT (1) | AT2038U1 (ja) |
| AU (1) | AU712439B2 (ja) |
| CZ (1) | CZ353696A3 (ja) |
| DE (1) | DE29618865U1 (ja) |
| HU (1) | HU216857B (ja) |
| PL (1) | PL181870B1 (ja) |
| SK (1) | SK153296A3 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009522575A (ja) * | 2006-01-05 | 2009-06-11 | オートリブ エー・エス・ピー・インク | レーダセンサ前端用の時間二重化の装置及び方法 |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7164933B1 (en) * | 2004-03-02 | 2007-01-16 | Motion Computing, Inc. | Apparatus and method for reducing the electromagnetic interference between two or more antennas coupled to a wireless communication device |
| DE102005021882A1 (de) * | 2005-05-04 | 2006-11-09 | Valeo Schalter Und Sensoren Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zur Bestimmung eines Abstands zu einem Zielobjekt |
| US7729457B2 (en) * | 2005-07-25 | 2010-06-01 | Mstar Semiconductor, Inc. | Method of weak signal acquisition and associated apparatus |
| IT1393868B1 (it) * | 2009-04-01 | 2012-05-11 | Elsag Datamat Spa | Sensore di prossimita' per area di parcheggio |
| WO2014057651A1 (ja) * | 2012-10-10 | 2014-04-17 | アルプス電気株式会社 | 無線センサ装置 |
Family Cites Families (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CH378494A (de) | 1960-09-02 | 1964-06-15 | Vaermekraft Ab | Vorrichtung zur Regelung der durch einen Heizkessel und ein an denselben angeschlossenes Rohrsystem strömenden Wassermenge |
| US3562750A (en) * | 1966-06-15 | 1971-02-09 | Us Army | Continuous wave correlation radar |
| CH614051A5 (ja) * | 1977-04-07 | 1979-10-31 | Siemens Ag Albis | |
| US4107684A (en) * | 1977-05-02 | 1978-08-15 | E-Systems, Inc. | Phase locked detector |
| FR2440002A1 (fr) * | 1978-10-24 | 1980-05-23 | Thomson Csf | Procede et dispositif de visualisation de cibles mobiles, notamment dans un equipement radar a periode de repetition variable |
| DE3210985C3 (de) | 1981-04-16 | 1994-07-28 | Hansa Metallwerke Ag | Berührungslose elektronische Steuerung für eine sanitäre Armatur, insbesondere ein Urinal |
| GB9003221D0 (en) * | 1990-02-13 | 1990-04-11 | Optical Measuring Systems Limi | Electronic distance measurement |
| US5268692A (en) | 1991-03-14 | 1993-12-07 | Grosch Theodore O | Safe stopping distance detector, antenna and method |
| US5130717A (en) * | 1991-04-29 | 1992-07-14 | Loral Defense Systems | Antenna having elements with programmable digitally generated time delays |
| US5311190A (en) * | 1992-12-22 | 1994-05-10 | Hughes Aircraft Company | Transmit and receive antenna element with feedback |
| US5519400A (en) * | 1993-04-12 | 1996-05-21 | The Regents Of The University Of California | Phase coded, micro-power impulse radar motion sensor |
| US5457394A (en) * | 1993-04-12 | 1995-10-10 | The Regents Of The University Of California | Impulse radar studfinder |
| PL175757B1 (pl) * | 1994-03-03 | 1999-02-26 | Geberit Technik Ag | Urządzenie do bezdotykowego sterowania instalacją sanitarną |
| US5543799A (en) * | 1994-09-02 | 1996-08-06 | Zircon Corporation | Swept range gate radar system for detection of nearby objects |
| US5682164A (en) * | 1994-09-06 | 1997-10-28 | The Regents Of The University Of California | Pulse homodyne field disturbance sensor |
| US5521600A (en) * | 1994-09-06 | 1996-05-28 | The Regents Of The University Of California | Range-gated field disturbance sensor with range-sensitivity compensation |
-
1996
- 1996-10-29 EP EP96810722A patent/EP0777131A1/de not_active Ceased
- 1996-10-30 DE DE29618865U patent/DE29618865U1/de not_active Expired - Lifetime
- 1996-11-25 AT AT0069396U patent/AT2038U1/de not_active IP Right Cessation
- 1996-11-28 PL PL96317246A patent/PL181870B1/pl unknown
- 1996-11-29 SK SK1532-96A patent/SK153296A3/sk unknown
- 1996-11-29 CN CN96121782.0A patent/CN1167922A/zh active Pending
- 1996-12-03 CZ CZ963536A patent/CZ353696A3/cs unknown
- 1996-12-04 AU AU74156/96A patent/AU712439B2/en not_active Ceased
- 1996-12-05 JP JP8324907A patent/JPH09281225A/ja active Pending
- 1996-12-05 HU HU9603361A patent/HU216857B/hu not_active IP Right Cessation
- 1996-12-06 US US08/761,304 patent/US5844519A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009522575A (ja) * | 2006-01-05 | 2009-06-11 | オートリブ エー・エス・ピー・インク | レーダセンサ前端用の時間二重化の装置及び方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| HUP9603361A3 (en) | 1998-03-02 |
| HU9603361D0 (en) | 1997-01-28 |
| AU7415696A (en) | 1997-06-12 |
| AT2038U1 (de) | 1998-03-25 |
| HUP9603361A2 (en) | 1997-11-28 |
| DE29618865U1 (de) | 1997-01-09 |
| SK153296A3 (en) | 1997-08-06 |
| HU216857B (hu) | 1999-09-28 |
| CZ353696A3 (en) | 1997-06-11 |
| AU712439B2 (en) | 1999-11-04 |
| EP0777131A1 (de) | 1997-06-04 |
| CN1167922A (zh) | 1997-12-17 |
| PL181870B1 (pl) | 2001-09-28 |
| US5844519A (en) | 1998-12-01 |
| PL317246A1 (en) | 1997-06-09 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4293194B2 (ja) | 距離測定装置、及び距離測定方法 | |
| US6404381B1 (en) | Radar sensor device | |
| EP3153876B1 (en) | Method of system compensation to reduce the effects of self interference in frequency modulated continuous wave altimeter systems | |
| JP4111667B2 (ja) | Ｆｍ−ｃｗレーダ装置 | |
| US7508337B2 (en) | Radar apparatus and signal processing method | |
| US7466260B2 (en) | Radar apparatus | |
| JP7032570B2 (ja) | Ｆｍｃｗレーダセンサの監視 | |
| CN109099992A (zh) | 具有参考反射的填料料位反射计 | |
| CA2231147C (en) | Apparatus for distance measurement | |
| JP4032881B2 (ja) | Ｆｍ−ｃｗレーダ装置 | |
| JP2006284369A (ja) | パルスレーダー装置 | |
| US4107684A (en) | Phase locked detector | |
| JP2001524207A (ja) | センサ装置作動方法とセンサ装置 | |
| JPH09281225A (ja) | レーダー・プローブを有する監視装置 | |
| US7095363B2 (en) | Pulse radar apparatus | |
| JP7123571B2 (ja) | Ｆｍｃｗレーダ装置 | |
| JP2004245647A (ja) | 近距離レーダ装置および近距離レーダ装置を搭載した車両 | |
| JP2005326345A (ja) | 距離測定装置、距離測定方法および距離測定プログラム | |
| JPWO2019123613A1 (ja) | 位相差検出回路およびレーダ装置 | |
| JP4330636B2 (ja) | Ｆｍ−ｃｗレーダ装置 | |
| JP2010060465A (ja) | 物体検出装置 | |
| JP4330634B2 (ja) | Ｆｍ−ｃｗレーダ装置 | |
| JP3567191B2 (ja) | マイクロウエーブセンサ | |
| JPH04242187A (ja) | サーボスロープ式ｆｍ−ｃｗレーダ | |
| JPH07218624A (ja) | Ｆｍ−ｃｗレーダ装置 |