JP2009522575A - レーダセンサ前端用の時間二重化の装置及び方法 - Google Patents

Abstract

【解決手段】レーダシステム（２５）及び対象物検出方法は、高い送信負荷時間率を維持しながら、対象物のレンジ及び任意である方位を決定する。波形発生器（３０）は、送受信スイッチ（３２，３４）によりアンテナ開口に接続される。波形は、送信周期及び受信周期の合計の時間期間の半分より長い時間、送信される。周波数変調連続波（ＦＭＣＷ）波形に対して、受信器は、対象物から受信信号の少なくともナイキスト速度である速度で短い間隔でオンにすることができる。モノパルス又は周波数走査型アンテナを、レンジと同様に方位を決定するために使用することができる。

Description

本発明は、レーダシステムに関し、特に実質的な連続波のレーダシステムに関する。

レーダの原理は周知である。航空機、車両、物体、天候又は他の自然現象等の検出システム用に提供するよう構成された、送信器、アンテナ、送信される波形及び信号処理技法の多様な構成が存在する。各構成は、対象物までのレンジ、対象物の寸法、移動速度、応答時間、並びにレンジ、速度及び方向の所望の分解能等の要素を考慮に入れてもよい。

図１は、送信アンテナ２、受信アンテナ３、電力分割器４、又はミキサ５に送信信号のサンプルを提供する他の回路を有する周波数変調連続波（ＦＭＣＷ）レーダ１を示す。波形発生器６は、送信される信号波形を提供する。送信される信号は、対象物９で反射される。反射された信号は、受信アンテナ３で受信され、ミキサ５内で送信信号のサンプルと混合される。発生波形及び反射された信号間の差周波数は、ミキサ５により形成され、受信器７の残余部分で増幅され濾波される。受信器は、ミキサ５、及び適当なミキサ出力を選択し増幅するフィルタ及び増幅器８を有してもよい。信号プロセッサ１０は、対象物に関連した所望のレーダ応答を抽出する。

図２は、線形ＦＭＣＷ送信信号周期中の時間関数として、送信信号１１及び受信信号１２の相対的関連性を示す。この線形ＦＭＣＷ送信は周期的に反復され、送信波形の上側周波数から下側開始周波数までの過渡に関連した時間周期を除き、送信波形及び受信波形間の差周波数は、以下の式で与えられる。

周波数変化の時間の割合、すなわちランプ（ramp）速度Ｋは、正の値でも負の値でもよい。ランプの持続時間Ｔ_Ramp及びランプ速度Ｋは、ＦＭＣＷ信号の時間・バンド幅の積を決定する。レーダのレンジ分解能は、ランプ全体の送信バンド幅の逆数であるほぼ１／Ｔ_RampＫである。f_dは、対象物のドップラ偏移周波数である。ランプのシーケンスは同じランプ速度Ｋ及び持続時間Ｔ_Rampを有してもよいし、或いは、シーケンスは、使用される信号処理のタイプ及び受信信号から抽出される特定情報に依存して、ランプからランプまでの異なるＫ及びＴ_Rampの値を有してもよい。

受信器７は、信号出力スペクトルが式（１）により与えられる周波数を有し、信号プロセッサ１０への入力としての受信器信号出力を有する、当業界では公知のホモダインすなわちスーパーヘテロダインのタイプであってもよい。ランプ期間の端におけるランプ周波数の上限及び下限間の過渡に関連した周波数成分は、通常、レーダ設計用に期待された最大差周波数よりほぼ大きく、受信器７又は信号プロセッサ１０での濾波により無くなる。

受信器７の出力信号は、要求された出力データを得るために信号プロセッサ１０によって処理される。対象物及びレーダが互いに対して静止している状況では、受信器７の出力は、対象物までの距離と、式（１）の右辺の第１項に従ったレーダパラメータとの関数である周波数である。信号周波数は、スペクトルアナライザ、周波数カウンタ、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を演算するコンピュータ等を有してもよい。レーダ及び対象物の間に相対運動がある場合、式（１）の右辺の第２項に従ったドップラ周波数偏移と、ドップラ偏移の大きさ及びレーダの使用に対する関連性に依存して、レンジ依存周波数成分からのドップラ偏移を分離する多数の手段とが、当業界で公知である。

レーダの一用途は、障害物又は他の車両までの距離、接近速度、及び接近する物体の方向の決定等の、安全すなわち運転手への警告に関する自動車用途である。最小の費用で、車両用途に関連した設置の制約と両立し得る方法で、これらの機能を実行することが望ましい。ＦＭＣＷ波形は、この用途では２本のアンテナ、すなわち送信アンテナ及び受信アンテナを使用する構成において使用されてきた。２本のアンテナの使用により、送信波形及び受信波形間の分離が増大し、受信器の過負荷、送信ノイズの感度低下等の問題を回避する。別の構成において、信号アンテナは送受信用に使用されており、送信信号及び受信された受信器の入力の間の分離は、サーキュレータの使用によって得られる。

しかし、いくつかの状況においては、送信信号の受信器入力からの分離が不十分になり、受信器のダイナミックレンジが、付近の物体からの戻り信号により過負荷になることを防止するには十分ではなく、或いは、サーキュレータを介して結合される送信背景ノイズが、所望の信号強度を超えるおそれがある。

従って、自動車用及び他の用途用の改良されたレーダ提供手段が望まれている。

解決手段は、波形発生器、送受信スイッチ及びミキサを有するレーダであって、送受信スイッチが、送信状態及び受信状態の持続時間の合計の半分より大きい送信状態にあるレーダにより提供される。

また、解決手段は、無線周波数波形を発生する工程と、第１周期にアンテナに対して無線周波数波形を供給する工程と、第２周期の間、アンテナから信号を受信する工程と、対象物レンジを決定するために受信された信号を処理する工程とを具備し、第２周期に対する第１周期の比が１より大きい、対象物を検出する方法により提供される。

以下、添付図面を参照して一例として本発明を説明する。

本発明の典型的な実施形態は図面を参照してより理解されるが、これらの実施形態は限定を意図したものではない。むしろ、本発明は、特許請求の範囲に記載された本発明の本質の範囲内である全ての変形、等価物及び変更をカバーするものである。

ほぼ連続波形がアンテナ開口により送受信され、受信器のゲートをオンにしながら送信機のゲートをオフにすることにより、受信信号のサンプリングが得られるレーダ構成を開示する。周波数変調連続波（ＦＭＣＷ）、周波数偏移キーイング（ＦＳＫ）、擬似ノイズ位相コード（ＰＮ）、ランダム周波数ホッピング（ＲＦＨ）等の多様な波形のタイプを使用可能である。一形態において、送信信号に関連した時間周期は、受信器が戻り信号を受信できる時間に等しいか長くしてもよい。

別の形態において、送信器及び受信器は、転送（transfer）スイッチを介して共通のアンテナ開口に接続されている。この結果、発生した信号の送信はある時間周期遮断され、発生した信号波形も、受信器ミキサへのローカル発振器入力として使用され、信号が送信されない時間の間、受信信号を復調する。或いは、送信器及び受信器は、別のアンテナに接続されるか、サーキュレータを介して共に接続されてもよい。この結果、アンテナ転送スイッチは使用されなくてもよい。別の形態において、転送スイッチは、送信周期の間、発生した波形をアンテナに、そして受信周期の間、受信器ミキサに接続するのに使用されてもよい。

ＦＭＣＷ波形が使用される際、受信信号は、反射する対象物までの距離と式（１）に従った対象物の放射方向の速度の関数である周波数だけ送信信号と異なる。受信器で処理した後、発生した波形及び受信した信号波形の間の差周波数を表わす出力信号が得られる。

送信器がオフに切り替えられ、受信器が信号を受容するよう構成される周期に得られる受信信号のサンプルは、差周波数の値を決定するために処理することができる。交代する送信周期及び受信周期のシーケンスがＦＭＣＷ波形内で規則的であるところでは、受信器出力値の時間シーケンスは、受信信号のデータサンプルであると考えてもよい。サンプリング周波数は、ＦＭＣＷランプ内で生ずる信号の送信及び受信の持続時間の合計の時間の逆数で与えられる。すなわち、データサンプルは、受信周期あたり少なくとも１回得ることができる。各サンプルの持続時間は、受信時間の持続時間よりも短くてもよく、アナログ・デジタルコンバータ（ＡＤＣ）の開口時間に関連してもよい。典型的には、送信周波数から受信器内で信号処理するために使用される周波数への受信信号の下方変換処理は、信号の濾波、持続時間の特性の変更を含んでもよい。サンプルはまた、受信信号の位相の瞬間的計測と考えてもよい。

ナイキスト基準（Nyquist criterion）を満足するサンプリング周波数、すなわち、例えば式（１）により与えられる受信器の出力での最大期待差周波数の２倍以上であるサンプリング周波数は、対象物までのレンジ、レーダに対する対象物の放射方向の速度、及び他のパラメータ等の特性を決定するよう処理できる受信信号スペクトルのサンプルの時間シーケンスという結果となる。適当なアンテナが使用されると、対象物への方位も得ることができる。「対象物」の用語は一般に、無線波を反射又は散乱する任意の物体を代表して使用され、対象物からの戻り信号は、レーダの受信装置により処理される信号である。対象物は、物理的状況により、自動車、壁、航空機、気象効果等であってもよい。

ＦＳＫ波形が使用されると、受信信号のサンプルは、送信信号が少なくとも２周波数の各々に存在する時間の間、少なくとも１回得られる。ランダム周波数ホッピング（ＲＦＨ）波形は、任意の周波数での反復周期が長く、複数の周波数を有するＦＳＫ波形として考えてもよい。

擬似ランダム又は擬似ノイズ（ＰＮ）変調信号が使用されると、各チップの時間の間、受信信号のサンプルが少なくとも１回得られる。ここで、「チップ」とは、送信信号の位相が一定である時間である。

一形態において、アンテナ開口は、レーダの作動が意図されている時間にわたる方位の合計と比べて放射パターン半電力ビーム幅が狭いものに対して設けてもよい。このアンテナ開口は、最大アンテナゲインの方位が信号波長の関数であるように構成される。この結果、最大アンテナゲインの方位は、単一ＦＭＣＷ送信の間、又はＲＦＨ波形の場合には周波数から周波数まで変化する。

別の形態において、送信アンテナ及び受信アンテナは、異なってもよいし、共有開口の部分であってもよく、複数の送受信アンテナビームは、同時に又は順次形成されてもよい。

さらに別の形態において、サーキュレータは、単独又は単一経路スイッチと結合して、送信器部品及び受信器部品間の分離を提供するのに使用されてもよい。

ＦＭＣＷ、ＦＳＫ、又はＲＦＨ波形の発生手段は、位相がロックされたループ、直接デジタルシンセサイザ（ＤＤＳ）、分散フィルタ等のうちの一つであってもよい。

受信信号は、アナログ回路若しくはデジタル回路、又はその組合せにより処理することができる。この信号処理はまた、関連するメモリ及びコンピュータコードを有する１個以上のコンピュータにより実行され、数学的操作を実行し、アナログ回路又はデジタル回路により実行されるのと同等の関数を演算することができる。本明細書では、例示は本明細書では特定タイプの回路について言及しているが、各関数を実行する回路のタイプ、使用可能な回路のタイプの組合せを制限する意図はない。

コンピュータ又はデジタル回路が使用される一形態において、受信信号は、当業界で公知であるように、ＡＤＣでアナログフォーマットからデジタルフォーマットに変換されてもよい。変換処理は、アンテナによる受信後、任意の点で実行されてもよい。ＡＤＣの位置の選択は、特定の用途に依存する。

図３に示される一例において、レーダ２５は、ＦＭＣＷ、ＦＳＫ又はＲＦＨ波形であってもよい連続又はほぼ連続の波形を発生する波形発生器３０と、ミキサ４２、増幅器及びフィルタ４７を有する受信器４６と、信号プロセッサ４８とを有してもよい。送信増幅器３８がアンテナ３６に接続されると、エネルギーが伝送され、受信器４６が無効にされ（disabled）すなわち切断されるので、送信エネルギーは受信されず、受信器の過負荷すなわち感度低下を回避することができる。エネルギーが伝送されない場合、受信器４６及びデジタルプロセッサ４８をアクティブにし、アンテナ６の出力３７に現れる信号を受信することができる。アンテナの給電点３７は、受信目的のアンテナ３６の出力であり、送信目的のアンテナ３６の入力として使用してもよい。受信器は、例えば、スイッチ３４によって受信器４６及びアンテナ３６間の接続を遮断することにより、スイッチ３２によって波形発生器３０及びミキサ入力の間の接続を遮断することにより、又はこれら双方により、或いは同様に作動する回路により、無効にすることができる。

レーダ２５は波形発生器３０により供給される波形を増幅するよう作用する送信増幅器３８を有するが、送信増幅器３８は、その機能が当業界では周知であるので、他の図では明示されていない。

一形態において、第１転送スイッチ３２は、波形発生器３０の波形の出力を、ミキサ４２の第１入力４０に、又は図３に示されるように送信増幅器３３を介して第２転送スイッチ３４の２個の入力端子のうちの１個への接続点に接続する。第２転送スイッチ３４の出力は、アンテナ３６に印加され、送信される信号を供給する。第２転送スイッチ３４の第２入力端子は、ミキサ４２の第２入力４４に接続される。ミキサ４２の出力４９は、受信器増幅器及びフィルタ４７に接続される。受信器４６の出力は、信号プロセッサ４８に接続される。

レーダのこの説明は、明確化のために意図的に簡略化されており、受信器の詳細、タイミング及び同期化回路、当業界では公知であるようにレーダ機器において典型的であるこれらの関数としての同様の回路等の代表的要素は省略されている。

第１転送スイッチ３２及び第２転送スイッチ３４が「Ｔ」で示される位置にある場合、波形発生器３０の出力はアンテナ３６に接続され、波形はアンテナ３６により空中に放射される。信号を受信する場合、第１転送スイッチ３２及び第２転送スイッチが「Ｒ」で示される位置にある。この状態では、アンテナ３６がミキサ４２の第２入力４４に接続され、波形発生器３０は、受信器４６のミキサ４２の第１入力４４に接続される。転送スイッチ３２，３４の状態は「Ｔ」から「Ｒ」に周期的に変化するので、所定時間後、両スイッチは、「Ｔ」状態又は「Ｒ」状態のいずれかにある。時間の大部分で、転送スイッチ３２，３４は「Ｔ」状態にある。

詳細には、状態遷移のシーケンスは、受信器を過負荷にしない、又は信号受信の持続時間を制限しないように、同時ではない。この結果、ミキサは、サンプリング位相検出器として作動することができる。しかし、本説明において、送信状態及び受信状態間の２個のスイッチの同時の又は瞬間的な過渡は、サンプルを表わすには十分である。さらに、受信信号の２個以上のサンプルＳは、「Ｒ」状態に間に得ることができる。

図４は、送信ＦＭＣＷ波形５０と、レーダアンテナ位置から所定距離Ｄの対象物（図示せず）で反射した送信波形５０に関する受信信号５２とを示す。簡略化のために、単一の受信信号５２が示されるが、レーダから異なる距離に複数の対象物がある場合には、複数の受信信号が現われてもよい。複数の信号が存在する場合、受信器４６の出力は、複数の対象物からの戻りという結果となる周波数スペクトル含有情報を有すると考えられる。出力スペクトル内の各周波数は、レンジ分解間隔に関連した１個以上の対象物により戻されたエネルギーを表わす。レンジ分解間隔により表わされる距離は、有効信号バンド幅に依存する。ＦＭＣＷ波形の場合、レーダに対して放射方向の速度を有する対象物のドップラ偏移は、式（１）で表わされるように対象物までの往復遅延時間の結果生ずる発生波形と、対象物の戻り信号との間の周波数差に追加されることを理解すべきである。レンジ及びドップラ偏移成分の分離が必要な場合、当業界で公知である処理技法が使用される。

転送スイッチ３２，３４が「Ｒ」状態にある時間では、受信信号のサンプルが得られ、この操作は図４（Ａ）に矢印を先頭にする垂直線Ｓで示される。サンプル間の時間間隔は、信号処理において公知であるように、ナイキスト基準を満足する周波数で周期的である。ナイキスト周波数は、周波数スペクトルの一義的な分析が必要な最大周波数の２倍である。所望の最大周波数は、送信波形５０及び受信信号５２の間の差周波数４８であり、レーダの最大設計レンジに対して式（１）から計算することができる。ここで、チャープ速度Ｋ、作動周波数f₀、並びに対象物の放射方向の最大速度及びレンジは、具体的なシステム設計の特徴である。

ミキサ４２は、波形発生器５０の信号及び受信信号５２の合計周波数及び差周波数の積の双方を生成する。２個の信号間の差周波数は、式（１）で与えられる。合計周波数は、受信器４６内で濾波することにより無くすことができる。

図４（Ｂ）は図４（Ａ）の詳細であり、ＦＭＣＷランプ内での受信周期「Ｒ」に対する送信周期「Ｔ」の関係を示す。波形発生器３０は、「Ｔ」が付された周期、アンテナ３６に接続され、転送スイッチ３２，３４が送信位置にある場合、アンテナ３６は送信信号を放射する。ナイキストサンプル速度で周期的に、送信器がアンテナ３６から切断され、転送スイッチ３２，３４が「Ｒ」位置にある場合、アンテナ出力３７は受信器４６に接続される。対象物で反射されアンテナ３６で受信された信号は、対象物に関する情報を得るために、受信器４６及び信号プロセッサ４８によりさらに処理される。受信間隔「Ｒ」内では、受信信号のサンプルは、送信信号がない場合に得ることができ、このことはサンプル点Ｓの周期的発生より図示されている。これは、サンプリングされる波形の周期の持続時間と比較して短いサンプリング時間を有するＡＤＣの作用の結果であろう。

「Ｒ」間隔の持続時間は、「Ｔ」間隔の持続時間よりも実質的に短い。発生信号は、スイッチ３２により受信間隔「Ｒ」の間、ミキサ４２のローカル発信器入力ポート４０に印加してもよい。発生信号が入力ポートに印加される時間周期は、受信間隔「Ｒ」の持続時間と等しいか短い。

一形態において、発生信号３０がミキサ４２の入力ポート４０に印加される時間周期は、受信間隔「Ｒ」の持続時間よりも短くてもよいので、発生信号は、図４（Ｂ）に示されるようにサンプリングパルス「Ｓ」で表わされる。この形態では、ミキサ（代表的には二重平衡ミキサ）の公知の作動に従うと、ミキサ４２の出力４９は、信号が入力ポート４０，４４の各々に現れる場合にのみえられる。このように、受信信号がサンプリングパルス「Ｓ」によりサンプリングされる時間周期は短くなり、ミキサは、アンテナ３７により受信され、送受信スイッチ３４によりミキサ４４の入力に印加される信号のサンプリング位相検出器として作用してもよい。ミキサは、サンプリング及び保持位相検出器として作用すると考えてもよい。アナログ・デジタルコンバータサンプルは、受領時間に対して遅延してもよい。

さらに別の形態において、「Ｒ」間隔及び「Ｔ」間隔は、ほぼ等しくなることを許容されてもよい。この場合、送受信スイッチは、送信状態及び受信状態の持続時間の合計の半分より大きい送信状態にある。送受信スイッチ３２，３４のスイッチング速度、コスト、感度及び他の要素の間で、トレードオフの設計がなされる。「Ｒ」間隔及び「Ｔ」間隔の比は、一設計ではほぼ等しい状態と、別の設計では「Ｒ」間隔が「Ｔ」間隔より非常に短い状態の間にある。「Ｒ」間隔の最小持続時間は、受信回路の過渡応答時間及びスイッチのスイッチング時間等の考慮によってのみ制限される。このため、「Ｔ」間隔を「Ｒ」間隔及び「Ｔ」間隔の差で割ったものとして定義される負荷時間率（duty factor）は、百分率で表わすと、50％から約100％のレンジである。自動車のレーダ用途では、例えば約95％以上の負荷時間率が使用されてもよい。

受信信号は、ミキサ４２、受信器４６、又は信号プロセッサ４８の入力でＡＤＣによりアナログからデジタルの形態に変換されてもよい。図５は、ＡＤＣの出力における信号の波形を示す。破線は、受信器が連続的に操作される環境下でのレーダの戻りを表わす周波数の連続波形を表わす。連続信号への階段状近似は、サンプル間隔でのＡＤＣによる波形の周期的サンプリングを表わす。信号の大きさは、サンプル間隔中、一定と考えてもよい。当業界で公知であるように、サンプリング周波数がナイキスト基準を満足する場合、信号波形は、一義的に表わされ分析される。

サンプルパルスＳの反復周波数はナイキスト基準を満足するように選択され、更なる信号処理は、対象物からの戻りに関連して受信信号を波形発生器３０で生成された波形と混合することの結果の差周波数を一義的に決定してもよい。受信レーダ信号の相対信号強度は、対象物のレーダ断面、レーダアンテナ放射パターンに対する対象物の方位、及びレーダからのレンジを含む多数の要素に依存することが当業者には理解されよう。長いレンジでの「折り返し」対象物による曖昧さを避けるために対象物までの設計最大レンジは、各用途で異なり、問題の最大レンジが考慮される場合にのみ得られるであろうナイキスト周波数より大きなサンプリング周波数を選択する結果となる。

単一アンテナ開口を有するレーダ２５の作動は、レーダ取付けに要する物理的面積を減らし、後述するように、適当なアンテナは、対象物のレンジと同様に、対象物の方位の決定を許容することができる。或いは、２個以上のアンテナを、送信又は受信のいずれかに使用してもよい。

別の形態において、ＦＭＣＷ波形を、図６に示されるように階段状周波数波形で表わしてもよい。周波数変化の平均速度はランプ速度Ｋであり、サンプルＳは、離散的周波数段が形成される速度と同じ速度を有するサンプル速度であってもよい。

レーダアンテナ基準基線方向と対象物の間の角度方向も望ましいさらに別の形態において、対象物の方位は、当業界で公知であるように、具体的なアンテナ構成に関連した多数の手段で決定することができる。これらアンテナ構成には、周波数及び時間遅延走査アレーアンテナ、台実装型皿アンテナ、モノパルス及びシーケンシャルロービングアンテナ、位相アレー等が含まれる。送信構成及び受信構成の双方において、方位の関数としてのアンテナの信号応答の変形は、自由空間放射パターンとして公知である。アンテナ効率に関連した倍数（multiplicative）要素を除き、送信用及び受信用のアンテナ放射パターンの形態は同一である。このため、説明を簡略化するために、特定の環境では一方又は他方のみを説明する。

一例において、図７に示されるように、モノパルスアンテナ構成が使用される。ここで、スイッチ位置は、送信状態「Ｔ」状態で得られるであろう位置で図示されている。モノパルスアンテナは、２個の個別放射要素３６ａ，３６ｂを有してもよい。各放射要素３６ａ，３６ｂは、ほぼ同じ放射パターンを有しており、アンテナ基線に沿って離間している。ハイブリッドカプラ３７又は他の類似する装置は、波形発生器３０の出力をアンテナ３６ａ，３６ｂに供給するので、信号は、合計放射パターンを形成するように同相で放射される。アンテナ３６ａ，３６ｂで受信される信号は、アンテナ３６ａ，３６ｂで受信された信号の合計値がΣポートに現われ、受信信号の差の値がΔポートに現れるように構成されたハイブリッドカプラ３７を通って戻る。当業界で公知であるように、Σポートにおけるアンテナ出力の受信用の放射パターンは、アンテナ３６ａ，３６ｂの基線に対して直交する対称平面に沿った最大値を有し、Δポートにおける受信放射パターンは、同じ平面に沿って最小値を有する。Σポートに対するΔポートの位相の感知は、照準に対する信号方向を決定するのに使用することができる。角度は、Σポート及びΔポートの信号の大きさの比によって決定することができる。このタイプのモノパルスアンテナは、対象物の方位を計算するのに和アンテナ出力及び差アンテナ出力の比が使用される開ループモードで、又は、アンテナの対称平面が対象物を指すことにより、対称軸から外れた対象物に関するエラー信号が最小になるようにアンテナが方位に配置される閉ループモードすなわち追跡モードで使用することができる。閉ループモードにおいて、次に、対称平面が指す方向によって、方位が決定される。作動の開ループモード及び閉ループモードのいずれかについて、方位平面と同様に仰角平面内で計測するように、追加のアンテナを使用してもよい。

受信器構成は、図７に示されるように、信号が同時に処理されるように和チャンネル（ｓ）及び差チャンネル（ｄ）の２チャンネルを有してもよい。各チャンネルは、信号がミキサ４０ｓ，４０ｄの入力ポートに印加されるように、波形発生器３０からの波形信号が電力分割器４７により電力分割されたミキサ４０ｓ，４０ｄを有してもよい。ミキサ４０ｓ，４０ｄの出力は受信器チャンネル４６ｓ，４６ｄに印加され、受信器チャンネルの出力は信号プロセッサ４８ｓ，４８ｄに印加される。信号プロセッサ４８ｓ，４８ｄの出力は、各チャンネルにおいて各差周波数での受信信号の大きさを表わす信号であってもよい。各差周波数は、対象物までのレンジを表わす。対象物の方位は、モノパルスプロセッサ４９において信号プロセッサ４８ｓ，４８ｄの出力の比を計算し、アンテナ構成に関連した適当なスケーリング要素を適用することにより、決定することができる。図７の構造において、追加の転送スイッチ３４ｄが存在し、ハイブリッドカプラ３７のΔ出力が「Ｒ」状態のミキサ４０ｄの入力に接続され、ハイブリッドカプラのΔ出力が「Ｔ」状態のミキサ４０ｄの入力から切断されるように作用する。「Ｔ」状態において、スイッチ３４ｄは、ハイブリッドかプラスチック３７のΔ出力を終端抵抗に接続してもよい。

別のモノパルス構造において、ハイブリッドカプラ３７のΣポート及びΔポートは、連続するランプのために同じミキサ４０に印加され、連続するランプのための信号プロセッサ４８出力の比は、同じスペクトル周波数用に計算される。これは、シーケンシャルロービングと称される。

対象物の方位はまた、レーダ７０の放射要素として接続された周波数走査型方向アンテナ６０の使用により決定できる。一例において、図８に示されるような周波数走査型アンテナは、一ランプ周期内で対象物のレンジ及び方位を決定するためにＦＭＣＷ波形と共に使用することができる。図３に示されるレーダ２５のアンテナ構成３６は、図８に示される構成と置換してもよい。この構造において、多様なアンテナ８２はアンテナ開口６０を形成する。アンテナ３６を除いたレーダ２５は、要素７０として指示される。

代表的には、アンテナは基線に沿って等しい間隔で離間するが、等しくない間隔、すなわち一表面に合致するアンテナを使用してもよい。この例において、波形発生器３０が生成した信号は、伝送線８０に沿って伝送され、直列のアレー状の各アンテナに結合される。連続する各アンテナ間の伝送線の長さＬは、送信周波数の変化に関連する位相シフトの変化率を決定する。アレー状に連続するアンテナ間の位相シフトの差は、特定比周波数でアンテナビーム最大値が生ずる角度を決定する。このため、当業界で公知であるように、送信周波数の変化は、ビーム最大値の方位の変化という結果となる。各アンテナに印加される信号の大きさは、「一様な重み付け」として知られた同等であってもよく、又は、テーラーの立ち上がり余弦等の公知の大きさ重み付け関数に従ってもよい。一様でない重み付け関数を使用する目的は、主アンテナビーム幅の外側にあるアンテナの応答であるアンテナサイドローブの大きさを制御することである。

位相シフトを変更することにより、アンテナ開口の最大応答は異なる方位に向けることができ、このようなアンテナが受信する信号と同様にこのようなアンテナが送信する信号の大きさは、位相シフトの関数であり、対象物の方位に関連する。

位相シフトが周波数の関数であるように位相シフトがアンテナ開口を横切る場合、最大応答の方位角は周波数の関数である。図４に示されるＦＭＣＷ波形は、ランプ内で時間と共に変化する周波数を有する。従って、図８に示されるタイプのアレーアンテナは、周波数の関数である最大アンテナ方位放射パターンを有する。このようにして、レーダ信号の方位の計測は、ランプの時間限定された断片におけるランプ中に受信された信号を処理すること、各時間断片を送信周波数に関連させること、及びアンテナ放射パターンの最大応答の方位に対応させることにより、ランプの持続時間内で行うことができる。

「方位」の用語が使用される場合、例えば受信信号の仰角を決定するために他のアンテナ構成を同等に使用することができ、これらのパラメータを同時に又は順次決定できることが当業者には理解されよう。従って、「方位」の用語は、「仰角」を含むものと理解すべきである。

図９は、ＦＭＣＷランプを４個の時間間隔Ｐ１〜Ｐ４に分割した例を示す。各時間間隔Ｐは、最大アンテナ放射パターンの方位Ａ１〜Ａ４セクタにそれぞれ関連する。各時間間隔において、信号は、対象物までのレンジを決定するよう処理される。検出された対象物は、最大アンテナ放射パターンの方位Ａに関連する。すなわち、ナイキスト速度で受信信号のサンプルＳ１群は、Ｐ１で指示された時間周期に関連すると共に、セクタＡ１内で方位を有する対象物に関連する。サンプルＳ２群は、時間周期Ｐ２に関連すると共に、セクタＡ２内で方位を有する対象物に関連する等である。

時間周期Ｐ１に関連するサンプルＳ１群は、対象物までのレンジＲ１を決定するように信号プロセッサ４８で処理され、対象物は方位Ａ１に関連する。方位セクタＡ１には異なるレンジに関連して２個以上の対象物があるが、明確化のために、図９の各方位セクタには１個の対象物のみが図示される。同様に、１個の対象物が、レンジＲ２内に時間周期Ｐ２に関連してあるので、方位セクタＡ２に関連する。

方位セクタＡはアンテナの特性の理想化されたものを表わし、応答関数は、各方位レンジの中心での最大値から、例えば隣接するセクタＡ１及びＡ２間の境界での代表的には電力の半分値である低い値まで変化できることを理解すべきである。方位セクタＡ２の中間点における方位セクタＡ１の実際の応答関数は、Ａ２の応答関数よりも著しく小さい。このような訳で、方位セクタＡ１及びＡ２にけるレンジＲ１を表わす信号の大きさは、適当な方位セクタを決定するため、方位をより良好に見積もる等のために、比較してもよい。

同様に、周波数走査型アンテナの応答関数の最大値の方向が周波数で連続的に変化するので、時間周期Ｐ内の周波数の変動は、周期Ｐ中の最大アンテナ応答の方位の変動に対応する。この変動の効果は、周期Ｐ内の信号の大きさを変調することであり、このような変調は、信号重み付けの一類型と考えることができる。

別の例において、波形発生器３０が発生する波形は、ＦＳＫ信号であってもよい。ここで、発生した波形は第１周波数f₁及び第２周波数f₂のうちの一方であり、発生した波形の周波数は、第１周波数及び第２周波数の間で交代する。物理的構成は、例えば図３及び図７のいずれかであってもよい。受信信号は、波形発生器が第１周波数及び第２周波数の各々にある時間周期中に少なくとも１回、短い時間周期でサンプリングされる。第１周波数及び第２周波数の各々における送信信号及び受信信号間の位相が決定され、第１周波数で受信される信号及び第２周波数で受信される信号間の位相シフトの差が決定される。

図１０に示されるさらに別の例において、波形発生器３０は単一の周波数を生成してもよく、アンテナ３６を介して信号を送信するように信号発生器がアンテナに接続されると、位相変調器１１０が信号経路内に介在する。位相変調器１１０は、位相変調器を横断して信号の離散的位相シフトを与える当業界では公知の任意のタイプであってもよい。

一形態において、位相変調器１１０は、シフトレジスタ１１２により制御されてもよい。このシフトレジスタ１１２は、「０」又は「１」の２進法信号の擬似ランダム（擬似ノイズとして公知の）シーケンスを生成する帰還タイプであってもよい。２進法信号を位相変調器１１０の入力に印加することに応答して、発生した波形の位相シフトは、基準としての入力波形に関して０°から180°まで離散的に変化してもよい。この位相シフト構造は、当業界で公知であるように位相シフトの他の増分を使用することもできるが、２進法位相シフトキーイング（ＢＦＳＫ）波形の一例である。擬似ランダム（ＰＮ）シーケンスを構成する２進法信号のシーケンスはシフトレジスタ１１２によって繰り返し生成されてもよいし、或いは、シーケンスが、計算デバイスに関連するランダムアクセスメモリ内に保存され、保存されたプログラムの実行の結果、出力してもよい。別の形態において、ＰＮシーケンスは、コンピュータの保存プログラムを実行することにより直接計算されてもよい。

最大限長さシーケンス等の時間を異ならせるドップラ応答関数を有する多様なＰＮシーケンスが公知である。

レンジ間隔にわたって一義的な対象物応答が必要なら、ＰＮシーケンスの繰り返しの反復持続時間を、一義的な応答が望ましいレンジ間隔の少なくとも２倍に設定してもよい。波形のレンジ分解能は、公知であるように、一変調位相シフト間隔の持続時間とほぼ等しい時間間隔である。波形が０°状態又は180°状態でとられる各変調間隔は「チップ」として公知であり、このチップ持続時間は、電磁波伝搬時間として表現される波形のレンジ分解能にほぼ等しい。

転送スイッチ３２，３４は、チップあたり少なくとも１回、「Ｔ」状態から「Ｒ」状態までレーダを移行するよう作動し、図１０に示されるように時間的に一連のサンプルという結果となる。この時間一連のサンプルはミキサ４２の入力に印加されるので、信号は、受信器４６の残余部分により処理される周波数に変換されてもよい。

ミキサ４２のポート４０の一つに印加される波形は、波形発生器３０が発生する未変調波形であり、ミキサ４２の出力は、未変調波形及び受信信号サンプルの和及び差の積を有する。適当なミキサ出力は、フィルタ及び増幅器４７により濾波され、増幅され、調整され、信号プロセッサ１１６に印加される。

信号プロセッサ１１６は、受信器４６からのデジタル化された出力を受領するか、アナログ・デジタル変換を実行する。送信されたＰＮシーケンスの保存された複製は、受信されたサンプル及び保存されたＰＮシーケンスの間の相互相関操作を実行するために使用される。当業界で公知であるように、送信されたＰＮシーケンスの時間遅延した複製である対象物の戻りは、保存されたＰＮシーケンスの開始及び受信されたＰＮシーケンスの間の時間差に等しい、遅延における最大値を達成するＰＮシーケンスとの相関係数を有する。この遅延は、対象物までのレンジの計測結果である。レーダに関する対象物の移動の効果は、対象物戻り信号にドップラ偏移を与えることであり、残りの効果は、相互相関処理内で見ることができる。

シフトレジスタ、ＦＦＴ等を使用して、相互相関処理を実行する任意の公知の方法を使用することができる。この処理は、特殊目的のハードウエア内で、又はランダムアクセスメモリ及び保存された応用プログラムを使用するコンピュータ内で実行することができる。

チップあたり少なくとも１回の受信波形の短いサンプルを使用することにより、高い平均送信電力及び低いピーク対平均電力の比を維持しながら、単一のアンテナを使用してレーダを作動させることができる。

従来のレーダのブロック図である。 ＦＭＣＷレーダのランプの時間・周波数特性及び対象物からの戻り信号との関係を示すグラフである。 単一のアンテナ開口を有するレーダのブロック図である。 （Ａ）周期的間隔で受信ＦＭＣＷ波形のサンプリングを示す時間・周波数グラフであり、（Ｂ）送信波形、波形を受信する期間、及び受信波形の周期的サンプリングの関係を示す、（Ａ）のグラフの詳細を示すグラフである。 受信器の出力での連続波形、及び連続波形を間隔Ｓでサンプリングすることにより得られた連続波形の階段状の代表を示すグラフである。 間隔Ｓでサンプリングした階段状ＦＭＣＷ波形の時間・周波数のグラフである。 モノパルスアンテナと共に作動するよう構成された単一開口レーダを示すブロック図である。 周波数走査アンテナと共に作動するよう構成された単一開口レーダを示すブロック図である。 対象物が各セクタに示された、アンテナ方位セクタ及びＦＭＣＷ波形の断片の間の連絡を示す図である。 波形発生器及びアンテナ間の位相変調器を有する信号開口レーダのブロック図である。

符号の説明

２５ レーダ
３０ 波形発生器
３２，３４ 送受信スイッチ
３６，６０ アンテナ
４２ ミキサ
４７ 増幅器
４８ 信号プロセッサ

Claims (26)

1. 波形発生器（３０）、送受信スイッチ（３２，３４）及びミキサ（４２）を具備するレーダであって、
   前記送受信スイッチが、送信状態及び受信状態の持続時間の合計の半分より大きい送信状態にあることを特徴とするレーダ。
2. 前記波形発生器は、周波数変調連続波（ＦＭＣＷ）信号を生成することを特徴とする請求項１記載のレーダ。
3. 前記送信状態及び前記受信状態の前記持続時間の合計は、ナイキスト周波数の逆数以下であることを特徴とする請求項１記載のレーダ。
4. 前記ナイキスト周波数は、前記波形発生器の出力及び受信信号の間の差周波数の２倍より大きいことを特徴とする請求項３記載のレーダ。
5. 前記ＦＭＣＷ信号は、周波数変化の正又は負の時間割合のうち少なくとも一方を有することを特徴とする請求項１記載のレーダ。
6. 前記波形発生器の前記出力は、擬似ランダムコードシーケンスにより位相変調されていることを特徴とする請求項１記載のレーダ。
7. 前記送受信スイッチは、波形チップ周期の間、少なくとも１回は受信状態にあることを特徴とする請求項６記載のレーダ。
8. 前記波形発生器の出力は、前記送受信スイッチが受信状態にあるときに前記ミキサ入力ポートに印加されることを特徴とする請求項１記載のレーダ。
9. 前記波形発生器の出力は、前記送受信スイッチが送信状態にあるときにアンテナ（３６，６０）に印加されることを特徴とする請求項１記載のレーダ。
10. 前記レーダは、前記ミキサの出力に接続された信号増幅器（４７）をさらに具備し、
    該信号増幅器は、出力応答が前記波形発生器の和周波数又は差周波数及び受信信号の一方にある周波数選択フィルタを有することを特徴とする請求項１記載のレーダ。
11. 前記ミキサの前記出力は、対象物の少なくともレンジを決定する信号プロセッサ（４８）と通信することを特徴とする請求項１記載のレーダ。
12. 前記信号プロセッサは、前記周波数選択フィルタの出力のスペクトル分析を実行するよう構成されていることを特徴とする請求項１１記載のレーダ。
13. 前記信号プロセッサは、公知の擬似ランダムコードシーケンス及び前記ミキサの出力の間の相互相関を実行するよう構成されていることを特徴とする請求項１１記載のレーダ。
14. 前記レーダは、アンテナ組立体（３６，６０）をさらに具備することを特徴とする請求項１記載のレーダ。
15. 一方の前記アンテナ組立体は、前記送信状態及び前記受信状態で使用されることを特徴とする請求項１４記載のレーダ。
16. 前記アンテナ組立体は、少なくとも２個のアンテナ放射パターンを有するよう構成されていることを特徴とする請求項１４記載のレーダ。
17. 前記アンテナ組立体は、少なくとも和パターン及び差パターンを有し、
    前記和パターンは、前記送信状態の間、前記波形発生器に接続されており、
    前記和パターン及び前記差パターンは、前記受信状態の間、前記ミキサに接続されていることを特徴とする請求項１６記載のレーダ。
18. 前記アンテナ組立体は、最大応答の方位が送信された周波数で変化するように構成されていることを特徴とする請求項１４記載のレーダ。
19. 無線周波数波形を発生する工程と、
    第１周期にアンテナ（３６，６０）に対して前記無線周波数波形を供給する工程と、
    第２周期の間、前記アンテナから信号を受信する工程と、
    対象物レンジを決定するために受信された前記信号を処理する工程と
    を具備し、
    前記第２周期に対する前記第１周期の比が１より大きいことを特徴とする、対象物の検出方法。
20. 前記無線周波数波形を発生する工程は、周波数変調連続波信号を発生することを特徴とする請求項２０記載の方法。
21. 前記第１周期及び前記第２周期の和の逆数は、前記受信信号及び前記無線周波数波形の間の差周波数の最大値の２倍以上であることを特徴とする請求項１９記載の方法。
22. 前記無線周波数波形を発生する工程は、擬似ランダムコードシーケンスにより変調された搬送波を発生する工程からなることを特徴とする請求項１９記載の方法。
23. 前記アンテナは、少なくとも２個の明確なアンテナ応答パターンを有するアンテナ開口であり、
    前記アンテナ応答パターンの各々は、最大応答の異なる方位を有することを特徴とする請求項１９記載の方法。
24. 前記アンテナは、和アンテナパターン及び差アンテナパターンを生成するアンテナフィード網を有することを特徴とする請求項２３記載の方法。
25. 前記アンテナは、アンテナ応答開口が前記無線周波数波形の周波数で変化する最大応答の方向を有するアンテナ開口であることを特徴とする請求項１９記載の方法。
26. 前記無線周波数波形の周波数レンジは、方位レンジに関連することを特徴とする請求項２５記載の方法。

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