JPH09215333A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】 過負荷時の出力のピーク電流値は所定範囲内
に制限しつつもさらに谷のない連続性のある特性を有す
る出力を負荷に与えることが可能な電源装置を提供す
る。 【解決手段】 印加電圧がオペアンプ１６６１の反転力
端子に印加される基準電圧を超えると、この両端子間の
電圧差に応じた電圧が上下限値設定回路１６４に供給さ
れるとともに、上限電圧値変更回路１６５に供給され
る。上限電圧値変更回路１６５は反転増幅器であり、下
限電圧値変更回路１６６からの出力を反転増幅して上下
限値設定回路１６４に供給する。上下限値設定回路１６
４は、上限及び下限電圧値変更回路１６５，１６６から
の出力に応じて可変された上限及び下限電圧値を、それ
ぞれオフセット増幅器１６２及び１６３に供給し、オフ
セット増幅器１６２及び１６３は、この上限及び下限電
圧値と反転増幅器１６１からの商用周波数信号の振幅と
を比較して、その差に応じた電圧をそれぞれ出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は電源装置に関し、特
に携帯用の交流電源装置等に使用される、パルス幅変調
方式の電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、携帯用の交流電源装置には、出力
周波数を安定化させるためにインバータ装置を使用する
ことが多くなってきており、例えばエンジン駆動される
交流発電機によって商用周波数の交流電力を出力する携
帯用電源装置においては、エンジンを回転数の高い領域
にて運転させて発電機から高出力の交流電流を得、この
交流電流を一旦直流に変換した後、インバータ装置によ
り商用周波数の交流に変換して出力するようにした装置
が、実開昭５９−１３２３９８号公報等によって知られ
ている。

【０００３】ところで、このような交流電源装置におい
て、その使用用途によっては出力波形をできるだけ正弦
波に近似したものにしたいという要請があり、この要請
に応えるべく上記インバータ装置にパルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）方式を採用した交流電源装置も検討され始めている
（特開昭６０−８２０９８０号公報）。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、こうし
た交流電源装置の始動時に最初から比較的大きな負荷が
接続されていると、始動電流が一時的に大電流となって
大きなピーク電流が流れる場合があり、これは交流電源
装置自体に悪影響を及ぼし易いため、こうしたピーク電
流はできるだけ遮断したいが、一方、出力電流の供給は
継続したいという要請もある。

【０００５】更に加えて、上記負荷が一時的に短絡状態
となった場合でも交流電源装置の回路保護を速やかに行
えることが好ましい。

【０００６】これに対し、本出願人は特開平４−２０７
９７３号公報にて、交流出力電流の波形を検出し、過負
荷時にこの出力電流波形の振幅が所定範囲を超えた部分
の信号に基づいて、インバータ回路を駆動するＰＷＭ変
調信号をフィードバック補正することにより、交流出力
電流のピーク電流値を所定範囲内に制限して上記要請を
満足する交流電源装置を提案した。

【０００７】ところが、かかる交流電源装置では、特に
発電機の出力容量があまり大きくない場合に、ピーク値
を判断する閾値が固定値として設定されると、過負荷時
において、閾値に至るまでは出力電圧が急激に低下して
いき、閾値を超えた時点で出力電圧が回復する（即ち電
流余力で電圧が上昇する）ということになり、出力特性
に谷ができるとともにこの部分が不連続な特性となり好
ましくない。

【０００８】図６は、過負荷時に電源装置から出力され
る電流・電圧（電力）特性を示す図であり、同図中、破
線で示す特性Ａ′が電流・電圧特性を示し、特性Ｂ′が
電流・電力特性を示している。図から分かるように、出
力電流が略６．７Ａから８．５Ａにかけて特性Ａ′及び
Ｂ′には谷ができ、この部分が不連続な特性になってい
る。

【０００９】本発明は、上記事情に鑑みてなされたもの
で、過負荷時の出力のピーク電流値は所定範囲内に制限
しつつも、さらに谷のない連続性のある特性を有する出
力を負荷に与えることが可能な電源装置を提供すること
を目的とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
本発明は、発電機から出力される交流出力を整流平滑し
て得られた直流出力をインバータ回路に供給し、このイ
ンバータ回路を、所定周波数の正弦波基準信号でパルス
幅変調された駆動信号に応じてスイッチング制御するこ
とにより交流電力を取り出すように構成した電源装置に
おいて、前記インバータ回路からの交流出力電流波形を
検出する電流波形検出回路と、この電流波形検出回路で
検出された電流波形の振幅が所定範囲の閾値を超えたと
きに、この超えた部分の波形信号をフィードバック信号
として前記正弦波基準信号を補正する補正回路と、前記
発電機からの出力電圧の低下に応じて前記閾値の範囲を
狭める閾値変更回路とを有し、前記補正回路の出力信号
に基づいてパルス幅変調された駆動信号で前記インバー
タ回路をスイッチング制御することにより、過負荷時に
おける前記交流出力電流波形のピーク値を抑制すること
を特徴とする。

【００１１】また、好ましくは、前記補正回路は、前記
検出電流波形検出回路により検出された交流波形の１サ
イクルを正及び負の半サイクルずつオフセット増幅して
前記所定範囲の閾値を超える部分に対応する信号のみを
取り出し、この取り出されたそれぞれの信号を合成して
前記フィードバック信号を形成するとともに、前記閾値
変更回路は、前記オフセット増幅の一方の閾値を反転さ
せて他方の閾値を形成することを特徴とする。

【００１２】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて詳細に説明する。

【００１３】図１〜５は、本発明の実施の一形態に係る
電源装置の全体構成図である。

【００１４】図１において、１，２はそれぞれ交流発電
機の固定子に独立して巻装された出力巻線であり、１は
三相出力巻線、２は単相補助巻線である。また回転子
（図示せず）には多極の永久磁石の磁極が形成されてお
り、回転子はエンジン（図示せず）によって回転駆動さ
れるように構成されている。三相出力巻線１の出力端
は、３つのサイリスタと３つのダイオードとで構成され
るブリッジ整流回路３に接続され、ブリッジ整流回路３
の出力端は平滑回路４に接続される。

【００１５】単相補助巻線２の出力端は、正極、負極出
力端子Ｅ，Ｆを有する定電圧供給装置５に接続される。
定電圧供給装置５は２組の整流回路、平滑回路、定電圧
回路５ａから成り、単相補助巻線２からの一の方向の電
流に対しては一方の組の各回路が働き、一の方向と反対
の方向の電流に対しては他方の組の各回路が働き、これ
によって出力端子Ｅ，Ｆに夫々正負の定電圧が出力され
る。

【００１６】６はサイリスタ制御回路であり、電源入力
側の一端が定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅに接続さ
れ、他端が平滑回路４の正極側端子とともに接地され
る。サイリスタ制御回路６の信号入力端はコンデンサＣ
１，抵抗Ｒ１〜Ｒ３の直列回路で構成され、信号入力端
のコンデンサＣ１側の一端は定電圧供給装置５の正極出
力端子Ｅに接続され、信号入力端の抵抗Ｒ３側の他端は
平滑回路４の負極側端子に接続される。抵抗Ｒ１と抵抗
Ｒ２との接続点はトランジスタＱ１のベースに、このト
ランジスタＱ１のコレクタはトランジスタＱ２のベース
に、このトランジスタＱ２のコレクタはブリッジ整流回
路３の各サイリスタのゲート入力回路に接続され、抵抗
Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点の電位に応じて上記ゲート入
力回路の入力信号を制御するように構成されている（サ
イリスタ制御回路６に関する詳細な説明は、本願出願人
による特開平３−９３４９９号公報に開示されているの
で、ここでは省略する）。

【００１７】コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１との接続点Ｋに
は過渡抑制回路７の出力側が接続される。過渡抑制回路
７によれば、定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅ側に設
けられた定電圧回路５ａの入力側（Ｇ）にツェナーダイ
オードＤ１のカソード側が接続され、ツェナーダイオー
ドＤ１のアノード側が抵抗を介して定電圧供給装置５の
負極出力端子Ｆに接続されるとともに、オペアンプから
成る反転比較器７０１の反転入力端子（−）に接続さ
れ、反転比較器７０１の非反転入力端子（＋）は抵抗を
介して接地される。反転比較器７０１の出力側はＮＯＲ
回路７０２の入力側の一方の端子に接続され、ＮＯＲ回
路７０２の入力側の他方の端子にはエンジン発電機の過
電流状態等の、保護が必要な状態になっていることを検
出するための保護装置８が接続され、保護が必要な状態
を検出した時に高レベル信号がＮＯＲ回路７０２に供給
される。ＮＯＲ回路７０２の出力側はインバータ７０
３、抵抗を介してトランジスタＱ３のベースに接続され
る。トランジスタＱ３のエミッタは定電圧供給装置５の
負極出力端子Ｆに接続され、トランジスタＱ３のコレク
タは、抵抗Ｒ４を介して定電圧供給装置５の正極出力端
子Ｅに接続されるとともにコンデンサＣ２を介して定電
圧供給装置５の負極出力端子Ｆに接続される。コンデン
サＣ２の正極端子にはトランジスタＱ４のベースが接続
され、トランジスタＱ４のコレクタは定電圧供給装置５
の正極出力端子Ｅに接続され、トランジスタＱ４のエミ
ッタは、ダイオードＤ２のアノードに接続されるととも
もにサイリスタ制御回路６のコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１
との接続点Ｋに接続される。ダイオードＤ２のカソード
はコンデンサＣ２の正極端子に接続される。

【００１８】平滑回路４の出力側は図２のブリッジ型イ
ンバータ回路９に接続される。ブリッジ型インバータ回
路９は４つのＦＥＴ（電界効果トランジスタ）Ｑ５〜Ｑ
８から成るブリッジ回路で構成され、ＦＥＴＱ５，Ｑ６
のドレインと接地されている共通ラインとの間には負荷
電流を検出するための電流検出用抵抗Ｒ５，Ｒ６が接続
されている。ＦＥＴＱ５〜Ｑ８の各ゲート端子に接続さ
れる駆動信号用回路に関しては後述する。

【００１９】ブリッジ型インバータ回路９の出力側は出
力ライン１０ａ，１０ｂとローパスフィルタから成る出
力回路１０とを介して負荷（図示せず）が接続される出
力端子１１，１２に接続される。出力回路１０は、負荷
に対し直列接続されるコイルＬ１，Ｌ２と負荷に対し並
列接続されるコンデンサＣ３とで構成されるローパスフ
ィルタから成る。

【００２０】出力ライン１０ａ，１０ｂは、分割抵抗や
差動アンプから成る図４の検出回路１３に接続される。
検出回路１３は、出力ライン１０ａ，１０ｂに現れる出
力電圧どうしを直接比較することによって出力の波形歪
みあるいはオフセット成分を検出し、検出信号を出力す
るものである。

【００２１】１４は商用周波数、例えば５０Hz又は６０
Hzの正弦波基準信号を発生する正弦波発振器（正弦波形
成回路）である。この正弦波発振器１４の出力側は差動
増幅器１５の反転入力端子（−）に接続される。差動増
幅器１５のオペアンプの非反転入力端子（＋）には、差
動増幅器１５とともに補正回路を構成するピーク検出回
路１６（図３）の出力側が接続される。ピーク検出回路
１６は高速タイプのオペアンプ２段にて構成され、各オ
ペアンプでのゲインを１０倍程度にして高スルーレート
を得るようにするとともにそれらを差動増幅器１５を含
めて計３段重ねることによって高ゲインを確保するよう
にしている。

【００２２】図３のピーク検出回路１６は次のように構
成される。前記図２の電流検出用抵抗Ｒ５，Ｒ６とＦＥ
ＴＱ５，Ｑ６との接続点Ｍ，Ｎは、それぞれ反転増幅器
１６１の非反転入力端子（＋）、反転入力端子（−）に
接続され、増幅器１６１の出力側はオフセット増幅器１
６２及びオフセット増幅器１６３の各非反転入力端子
（＋）に接続される。

【００２３】１６４は上下限値設定回路であり、４つの
直列抵抗Ｒ７〜Ｒ１０から成り、一端が定電圧供給回路
５の正極出力端子Ｅに接続され、他端が定電圧供給回路
５の負極出力端子Ｆに接続されるとともに、抵抗Ｒ８と
Ｒ９との接続点が接地される。この上下限値設定回路１
６４により得られた所定の上限電圧値がオフセット増幅
器１６２のオペアンプの反転入力端子（−）に供給さ
れ、また所定の下限電圧値がオフセット増幅器１６３の
オペアンプの反転入力端子（−）に供給される。

【００２４】抵抗Ｒ７とＲ８との接続点には、前記上限
電圧値を変更するための上限電圧値変更回路１６５が接
続され、抵抗Ｒ９とＲ１０との接続点には、前記下限電
圧値を変更するための下限電圧値変更回路１６６が接続
されている。

【００２５】下限電圧値変更回路１６６のオペアンプ１
６６１の非反転入力端子（＋）には図１の接続点Ｓが接
続され、平滑回路４の負極側端子と接続点Ｓとの間に印
加された電圧、即ち三相巻線１からの出力電圧に応じた
電圧がオペアンプ１６６１の非反転入力端子（＋）に供
給される。オペアンプ１６６１の反転入力端子（−）
は、抵抗Ｒ３１を介して接地されるとともに、抵抗Ｒ３
２を介してオペアンプ１６６１の出力側に接続され、オ
ペアンプ１６６１の出力側は、抵抗Ｒ３３を介して前記
抵抗Ｒ９とＲ１０との接続点に接続されている。

【００２６】更に、オペアンプ１６６１の出力側は、抵
抗Ｒ３４を介して上限電圧値変更回路１６５のオペアン
プ１６５１の反転入力端子（−）接続され、この反転入
力端子（−）は、抵抗Ｒ３５を介してオペアンプ１６５
１の出力側に接続され、オペアンプ１６５１の出力側
は、抵抗Ｒ３６を介して前記抵抗Ｒ７とＲ８との接続点
に接続されている。そして、オペアンプ１６５１の非反
転入力端子（＋）は接地されている。

【００２７】オフセット増幅器１６２の出力側はダイオ
ードＤ３のアノードに接続され、オフセット増幅器１６
３の出力側はダイオードＤ４のカソードに接続される。
ダイオードＤ３のカソードとダイオードＤ４のアノード
とは抵抗を介して接地されるとともに、図４の差動増幅
器１５のオペアンプの非反転入力端子（＋）に接続され
る。差動増幅器１５は、後に詳述するように、出力ライ
ン１０ａ，１０ｂの出力電流（負荷電流）に応じたフィ
ードバック信号によって、正弦波発振器１４から出力さ
れる正弦波基準信号を補正するものである。

【００２８】差動増幅器１５の出力側は差動増幅器１７
のオペアンプの反転入力端子（−）に接続され、差動増
幅器１７のオペアンプの非反転入力端子（＋）には検出
回路１３の出力側が接続される。差動増幅器１７は、正
弦波発振器１４から出力される正弦波基準信号レベルを
検出回路１３から出力される検出信号で補正し、補正さ
れた正弦波信号を出力するものである。

【００２９】１８は矩形波発振器であり、この矩形波発
振器１８で発振出力される矩形波信号の周波数は正弦波
発振器１４から出力される正弦波基準信号の周波数より
も格段に高い値に設定される。矩形波発振器１８の出力
側は積分回路１９に接続され、積分回路１９は上記矩形
波信号を積分して三角波信号に変換する。

【００３０】差動増幅器１７から出力される補正された
正弦波信号と積分回路１９から出力される三角波信号と
は重畳されてインバータバッファ（パルス幅変調回路）
２０に供給される。インバータバッファ２０は所定の閾
値（スレッシュホールドレベル）を有し、この閾値を超
えたレベルの信号が入力したときは低レベルの信号を出
力し、一方閾値以下のレベルの信号が入力したときは高
レベルの信号を出力し、いわゆるパルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）信号を形成するものであり、例えばゲート端子への
入力信号に対し固定された閾値を有するＣＭＯＳゲート
ＩＣで構成される。

【００３１】インバータバッファ２０の出力側は、図５
のインバータ２１を経てＮＡＮＤ回路２２の一方の入力
端に入力するとともにそのまま直接ＮＡＮＤ回路２３の
一方の入力端にも入力する。ＮＡＮＤ回路２２の他方の
入力端とＮＡＮＤ回路２３の他方の入力端には過渡抑制
回路７のＮＯＲ回路７０２の出力端Ｊが接続される。図
５のＮＡＮＤ回路２２、２３の各出力側はＦＥＴゲート
駆動信号用回路２４，２５に夫々接続される。ＦＥＴゲ
ート駆動信号用回路２４はプッシュプル増幅器、サージ
吸収用ダイオード、低周波成分カット用のコンデンサＣ
４、パルストランスＡ，Ｃの一次側コイルから構成さ
れ、同様にＦＥＴゲート駆動信号用回路２５はプッシュ
プル増幅器、サージ吸収用ダイオード、低周波成分カッ
ト用のコンデンサＣ５、パルストランスＢ，Ｄの一次側
コイルから構成される。

【００３２】パルストランスＡの二次側コイル（図２の
ブリッジ型インバータ回路９内に表示）は減衰抵抗、復
調用のコンデンサＣ６、双方向電圧規制ダイオードＤ
５，Ｄ６を介してＦＥＴＱ５のゲートに接続される。パ
ルストランスＢ，Ｃ，Ｄの各二次側コイルも、パルスト
ランスＡの二次側回路と全く同様な回路を介してＦＥＴ
Ｑ６，Ａ７，Ｑ８の各ゲートに夫々接続される（ＦＥＴ
ゲート駆動信号用回路２４、２５及び各パルストラン
ス、減衰抵抗、復調用コンデンサ、双方向電圧規制ダイ
オード等によりスイッチング制御回路が構成される）。

【００３３】次に、以上のように構成された電源装置の
動作について説明する。

【００３４】エンジンの駆動に伴い三相出力巻線１から
出力された三相交流電力はブリッジ整流回路３で整流さ
れ、続く平滑回路４で平滑されて直流電力に変換される
とともに、平滑回路４での直流電圧の変動が抵抗Ｒ２，
Ｒ３を介してサイリスタ制御回路６で検出され、その検
出信号に基いてブリッジ整流回路３の各サイリスタの導
通を制御することにより平滑回路４の出力電圧が所定の
直流電圧に安定に維持されるようなフィードバック制御
が行われる。なおサイリスタ制御回路６には過渡抑制回
路７からの出力信号も入力するが、この信号に基づくサ
イリスタ制御回路６及びブリッジ整流回路３の動作につ
いては後述する。

【００３５】インバータ回路９のＦＥＴＱ５，Ｑ７及び
ＦＥＴＱ６，Ｑ８のゲートには後述するパルス幅変調
（ＰＷＭ）信号が入力され、このＰＷＭ信号に応じてＦ
ＥＴＱ５，Ｑ７及びＦＥＴＱ６，Ｑ８を交互に導通させ
ることにより平滑回路４の直流出力をスイッチング制御
して出力回路１０へ出力させる。出力回路１０は高周波
成分をカットして商用周波数の交流電力を出力端子１
１，１２から負荷に供給する。

【００３６】出力ライン１０ａに現れる出力電圧と出力
ライン１０ｂに現れる出力電圧とは、抵抗Ｒ１１，Ｒ１
２とコンデンサＣ７とから成るフィルタ回路でその高周
波成分が除去され、検出回路１３でその商用周波数成分
が比較され、その差、即ち出力電圧の波形の歪みあるい
はオフセット成分が検出され、その検出信号が差動増幅
器１７に出力される。

【００３７】正弦波発振器１４から出力された商用周波
数の正弦波基準信号は後に詳述する差動増幅器１５の動
作により交流出力電流に応じてピーク値補正が行われた
後、差動増幅器１７に入力される。

【００３８】差動増幅器１７は、差動増幅器１５から出
力された補正正弦波信号と検出回路１３から出力された
出力電圧の波形の歪あるいは直流オフセット分等を含ん
だフィードバック信号とを比較し、このフィードバック
信号に依って補正正弦波信号のレベルを補正し、この再
度補正された正弦波信号を出力する。

【００３９】矩形波発振器１８から出力された矩形波信
号は積分回路１９で積分されて三角波信号に変換され
る。この三角波信号と差動増幅器１７からの補正正弦波
信号とが重畳されて重畳信号が形成され、インバータバ
ッファ２０に入力される。インバータバッファ２０で
は、重畳信号が閾値を超えるときには低レベルの信号を
出力し、一方閾値以下のときには高レベルの信号を出力
して、結果的に三角波信号を搬送波とし、補正正弦波に
よりパルス幅変調されたＰＷＭ信号を出力することとな
る。このＰＷＭ信号は、補正された正弦波信号に基づき
形成されるため、交流出力電流のピーク値補正が行われ
ることはもとより（これについては後述する）前記出力
電圧の歪み及びオフセット成分を減少させることが可能
となるとともに、応答時間がコンパレータ（約１μse
c）に比べ格段に速いインバータバッファ（約５０ｎse
c）をＰＷＭ信号の形成に使用するため搬送波の周波数
をより高くすることが可能となり、これにより出力波形
をより正弦波に近似させた、より高品質の交流電力を供
給することを可能ならしめる。

【００４０】インバータバッファ２０から出力されたＰ
ＷＭ信号の一方はインバータ２１で反転されてＮＡＮＤ
回路２２へ、他方はそのままＮＡＮＤ回路２３へ入力さ
れる。ＮＡＮＤ回路２２，２３には過渡抑制回路７か
ら、過電流状態等の保護が必要な状態が検出された時又
はエンジン始動時等の低回転状態が検出された時に低レ
ベル信号が供給され、この時にはＮＡＮＤ回路２２，２
３の出力はＰＷＭ信号のいかんに拘らず高レベル信号と
なり、この状態が継続されるためＰＷＭ信号は伝送され
ない。一方、保護を必要とする状態が検出されず、かつ
エンジン回転数も所定回転数以上になっているときには
過渡抑制回路７から高レベル信号が供給され、この時に
はＮＡＮＤ回路２２，２３は夫々入力した反転又は非反
転ＰＷＭ信号に応じて夫々反転又は非反転ＰＷＭ信号を
反転した信号を出力し、ＦＥＴゲート駆動信号用回路２
４にはＰＷＭ信号が、またＦＥＴゲート駆動信号用回路
２５には反転したＰＷＭ信号が供給される。

【００４１】ＦＥＴゲート駆動信号用回路２４では、Ｐ
ＷＭ信号は、プッシュプル増幅された後、コンデンサＣ
４で低周波成分、即ち商用周波数成分がカットされる。
コンデンサＣ４を通過する直前の信号は基準レベルに対
し振幅一定のＰＷＭ信号であるが、この信号の平均電圧
（積分値）は、正弦波発振器１４からの正弦波と同一の
周期で変化しており、したがって、このＰＷＭ信号はこ
の正弦波と同一の周波数（商用周波数）成分を含んでい
る。このＰＷＭ信号がコンデンサＣ４を通過した後は商
用周波数成分とは逆相にパルス列全体が上下して平均電
圧が常時零であるパルス信号列に変換される。

【００４２】この平均電圧が常時零であるパルス信号列
がパルストランスＡ，Ｃの各一次側コイルに供給される
ので、パルストランスＡ，Ｃを構成するトランスコアに
は、商用周波数成分による磁気飽和の悪影響がほとんど
なくなり、したがって、トランスＡ，Ｃは、ＰＷＭ搬送
周波数で磁気飽和しない程度の小型サイズのもので構成
することが可能となる。

【００４３】ＦＥＴゲート駆動信号用回路２５の動作も
上記ＦＥＴゲート駆動信号用回路２４の動作と全く同様
である。

【００４４】パルストランスＡの二次側コイルから出力
したパルス信号はツェナーダイオードＤ５，Ｄ６の各降
伏電圧と比較され、各降伏電圧を超えた分によりコンデ
ンサＣ６が充放電され、コンデンサＣ６の両端には各降
伏電圧を超えた分による平均電圧（これは商用周波数を
有する）が現れる。したがって、ＦＥＴＱ５のゲート・
ソース間には、商用周波数を有するコンデンサＣ６の両
端電圧と、パルストランスＡの二次側コイルから出力し
たパルス信号とが重畳した信号、即ちコンデンサＣ４を
通過前のＰＷＭ信号が復調される。ＦＥＴＱ５は、ＰＷ
Ｍ信号の正パルスがゲートに入力されている間だけ導通
する。

【００４５】パルストランスＣの二次側コイルから出力
したパルス信号も上述のパルストランスＡの二次側コイ
ルから出力したパルス信号と全く同様に処理され、ＦＥ
ＴＱ７の導通はＦＥＴＱ５の導通と同じタイミングで行
われる。

【００４６】パルストランスＢ，Ｄの二次側コイルから
出力したパルス信号も上述のパルストランスＡ，Ｃの二
次側コイルから出力したパルス信号と全く同様に処理さ
れる。但しパルストランスＢ，Ｄに入力するＰＷＭ信号
とパルストランスＡ，Ｃに入力するＰＷＭ信号とは位相
が逆であるから、ＦＥＴＱ５，Ｑ７が導通するときはＦ
ＥＴＱ６，Ｑ８が非導通となり、反対にＦＥＴＱ５，Ｑ
７が非導通となるときはＦＥＴＱ６，Ｑ８が導通するよ
うに動作する。

【００４７】以上のように、出力波形に基づきフィード
バック補正された商用周波数の正弦波信号を高周波の三
角波信号でパルス幅変調し、このパルス幅変調信号に基
づきインバータ回路９でスイッチング制御が行われ、そ
の後出力回路１０で搬送周波数成分がカットされ、ほぼ
正弦波に近似した商用周波数の交流電力が出力端子１
１，１２から負荷に供給される。

【００４８】以上のブリッジ型インバータ回路９及び検
出回路１３ないしＦＥＴゲート駆動信号用回路２４，２
５（但し、差動増幅幅器１５及びピーク検出回路１６を
除く）の構成及び動作に関する、より詳細な説明は、既
に本願出願人による特開平４−１８３２７３号公報に記
載されている。

【００４９】次に過渡抑制回路７の動作を説明する。

【００５０】エンジン始動直後は交流発電機の出力電圧
が低いため、定電圧供給装置５を構成する定電圧回路５
ａの入力端の電圧は低く、したがって、始動当初、ツェ
ナーダイオードＤ１の降伏電圧（定格運転時の回転数よ
りも低い値に設定したエンジン回転数の設定値に相当す
る電圧）を超えることはなく、ツェナーダイオードＤ１
は非導通である。そのため反転比較器７０１の反転入力
端子（−）は低いレベルであり、反転比較器７０１の出
力は高レベルとなる。

【００５１】ＮＯＲ回路７０２は入力側の少なくとも一
方に高レベル信号が入力すれば低レベル信号を出力する
ので、ＮＯＲ回路７０２の出力は、反転比較器７０１の
高レベル出力又は保護装置８の高レベル出力で低レベル
となる。

【００５２】この低レベル信号がインバータ７０３で反
転されて高レベル信号となり、トランジスタＱ３を導通
してコンデンサＣ２を放電させる。したがって、トラン
ジスタＱ４は非導通となり、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１
との接続点Ｋの電位は低レベルとなる。

【００５３】したがって、サイリスタ制御回路６のトラ
ンジスタＱ１は非導通となり、トランジスタＱ２は導通
となり、ブリッジ整流回路３の各サイリスタのゲートに
は低レベル信号が供給される。これにより、各サイリス
タは導通せず、ブリッジ整流回路３は整流出力を供給し
ない。即ち、エンジン回転数が設定値以下であるか、又
は保護が必要な状態が検出されたときにはブリッジ整流
回路３は整流出力を供給しないようにされ、これにより
エンジン始動時におけるインバータ装置の不安定動作が
抑制されるとともに、過負荷による過電流状態等の保護
が必要とされる状態が検出された時の出力供給も停止さ
れる。

【００５４】次に、エンジン始動後、交流発電機の出力
電圧が徐々に上昇し、定電圧回路５ａの入力端の電圧が
高くなり、ツェナーダイオードＤ１の降伏電圧を超える
と、即ちエンジン回転数が設定値を超えるとツェナーダ
イオードＤ１は導通し、反転比較器７０１の反転入力端
子（−）は高レベルに転じ、反転比較器７０１の出力は
低レベルとなる。

【００５５】このとき保護が必要な状態が検出されてい
なければ、ＮＯＲ回路７０２の出力は高レベルに転じ、
インバータ７０３の出力は低レベルとなる。したがっ
て、トランジスタＱ３は非導通となり、コンデンサＣ２
は抵抗Ｒ４を介して充電される。この充電によりコンデ
ンサＣ２の正極側電位は、コンデンサＣ２の容量及び抵
抗Ｒ４の抵抗値で決まる時定数に基づき徐々に上昇す
る。コンデンサＣ２の正極側電位の上昇によりトランジ
スタＱ４が導通するが、このトランジスタＱ４の導通に
よりトランジスタＱ４のエミッタ電位が上昇してトラン
ジスタＱ４のベース電位より高くなるようなことがあれ
ばトランジスタＱ４は非導通に転じるので、Ｋ点の電位
はコンデンサＣ２の正極側電位より僅かに低い値に常時
維持されることになる。したがって、Ｋ点の電位は、エ
ンジン回転数が設定値を超えた時点以降、コンデンサＣ
２の容量及び抵抗Ｒ４の抵抗値で決まる時定数に基づき
徐々に上昇することとなる。

【００５６】したがって、サイリスタ制御電圧（ＸＹ
間）はＫ点電位に比例するため、徐々に上昇し、最終的
にＫ点電位が略定電圧供給装置５の正極出力電位に至
り、各サイリスタのゲート電圧は抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２と
の接続点の電位を所定値に維持するための所定フィード
バック制御入力値に至る。

【００５７】このようにして、たとえエンジン始動のと
き出力端子１１，１２に負荷が接続されたままの状態で
あっても交流発電機の出力電圧が十分上昇していない不
安定な状態でブリッジ整流回路３の各サイリスタに急激
に電流が突入することを防止できる。これにより、ブリ
ッジ型インバータ回路９の各ＦＥＴに対して不安定な状
態で急激な電圧変化が加わることも防止される。こうし
た防止効果は、エンジン始動時に出力端子１１，１２に
接続されている負荷が大きい程大きく、特に負荷が短絡
状態にある場合にはサイリスタやＦＥＴに対する悪影響
の抑制効果がきわめて大きい。

【００５８】次に、補正回路の一つであるピーク検出回
路１６及び差動増幅器１５の動作について説明する。

【００５９】ピーク検出回路１６の反転増幅器１６１に
入力された検出電流信号は、この反転増幅器１６１で積
分増幅され、高周波成分が除去された商用周波数の信号
となり、オフセット増幅器１６２，１６３にそれぞれ出
力される。オフセット増幅器１６２では、反転増幅器１
６１からの商用周波数信号の振幅を、上下限値設定回路
１６４からオペアンプの反転入力端子（−）に入力され
た上限電圧値と比較し、このピーク電流判別の閾値とな
る上限電圧値を超えた分（正の半サイクルのピーク部）
のみを増幅する（オフセット増幅）。オフセット増幅器
１６３では、反転増幅器１６１からの商用周波数信号の
振幅を、上下限値設定回路１６４からオペアンプの反転
入力端子（−）に入力された、ピーク電流判別の閾値と
なる下限電圧値と比較し、この下限電圧値を下回った分
（負の半サイクルのピーク部）のみを増幅する（オフセ
ット増幅）。

【００６０】前記上限電圧値は、上限電圧値変更回路１
６５により可変設定され、前記下限電圧値は、下限電圧
値変更回路１６６により可変設定される。

【００６１】前述のように、下限電圧値変更回路１６６
のオペアンプ１６６１の非反転入力端子（＋）には図１
の接線点Ｓの電圧値が供給され、この電圧とオペアンプ
１６６１の反転入力端子（−）に印加された基準電圧と
の差に応じた電圧値がオペアンプ１６６１から出力され
る。前記出力端子１１，１２に、例えば電動機等の、そ
の起動時に突入電流の大きな負荷が接続されると、過負
荷となってエンジンの回転数が低下し、三相出力巻線１
からの出力電圧は低下する。これにより、ブリッジ整流
回路３の出力も低下するため、接続点Ｓの電位、即ちオ
ペアンプ１６６１の非反転入力端子（＋）に印加される
電圧は上昇する。そして、この印加電圧がオペアンプ１
６６１の反転入力端子（−）に印加されている基準電圧
を超えると、オペアンプ１６６１はこの両端子電圧の差
に応じた電圧を出力するので、この出力電圧に応じて上
下限値設定回路１６４に設定される下限電圧値、即ちオ
フセット増幅器１６３のオペアンプの反転入力端子
（−）に入力される電圧値は上昇する。このようにし
て、下限電圧値は、下限電圧値変更回路１６６により、
発電機の出力に応じて可変設定される。

【００６２】下限電圧値変更回路１６６の出力、即ちオ
ペアンプ１６６１の出力は、前記抵抗Ｒ３４を介して、
上限電圧値変更回路１６５のオペアンプ１６５１の反転
入力端子（−）に供給される。この上限電圧値変更回路
１６５は、下限電圧値変更回路１６６の出力を反転増幅
させる反転増幅器であり、この反転増幅出力を上限電圧
値として上下限値設定回路１６４に、即ちオフセット増
幅器１６２のオペアンプの反転入力端子（−）に出力す
る。このようにして、上限電圧値は、上限電圧値変更回
路１６５により、発電機の出力（即ち下限電圧値変更回
路１６６からの出力）に応じて可変設定される。

【００６３】そして、オフセット増幅器１６２，１６３
の出力はダイオードＤ３，Ｄ４を夫々通過して重畳され
る。したがって、この重畳後の信号は、増幅された商用
周波数信号のレベルが上記可変設定された上限電圧値を
超えた部分のみ又は下限電圧値を下回った部分のみが合
成された信号であり、増幅された商用周波数信号のレベ
ルがこの上下限電圧値を超えないときにはこの合成信号
は零レベルを維持することとなる。

【００６４】この合成信号は、差動増幅器１５のオペア
ンプの非反転入力端子（＋）に入力される。差動増幅器
１５では、この合成信号が、前述した正弦波基準信号と
比較され、差動増幅される。即ち、交流出力電流が大き
くなってこれに対応する商用周波数信号のレベルが上記
可変設定された上下限電圧値を超えた場合、その超えた
量に応じてフィートバック補正が行われて対応する正弦
波のピーク部が潰され、このピーク部が補正された正弦
波が次の差動増幅器１７に出力される。

【００６５】その結果、このように補正された正弦波信
号に基づいて行われるパルス幅変調制御によって得られ
る交流出力電流は対応するピーク部が潰され、これによ
り、交流出力電流のピーク電流値が制限されたことにな
る。なお、過電流が流れたときにピーク電流値を制限す
るだけで、電流供給を遮断してしまうことはせず、した
がって、一時的に出力のピーク電流値が大きくなる負荷
にも何等支障なく通電状態を継続させることができる。

【００６６】図６は、過負荷時に本実施の形態の電源装
置から出力される電流・電圧（電力）特性の一例を示す
図であり、同図には、前述のように、従来の電源装置の
出力特性（破線で示す特性Ａ′，Ｂ′）も図示されてい
る。図中、特性Ａが電流・電圧特性を示し、特性Ｂが電
流・電力特性を示している。

【００６７】図に示されるように、過負荷時においても
特性Ａ，Ｂは谷のない連続性を有するので、本実施の形
態の電源装置に、例えば電動機等の起動時の突入電流の
大きな負荷が接続されたとしても、その負荷は滑らかに
始動することが可能となる。

【００６８】

【発明の効果】以上説明したように、本発明に依れば、
発電機から出力される交流出力を整流平滑して得られた
直流出力をインバータ回路に供給し、このインバータ回
路を、所定周波数の正弦波基準信号でパルス幅変調され
た駆動信号に応じてスイッチング制御することにより交
流電力を取り出すように構成した電源装置において、前
記インバータ回路からの交流出力電流波形を検出する電
流波形検出回路と、この電流波形検出回路で検出された
電流波形の振幅が所定範囲の閾値を超えたときに、この
超えた部分の波形信号をフィードバック信号として前記
正弦波基準信号を補正する補正回路と、前記発電機から
の出力電圧の低下に応じて前記閾値の範囲を狭める閾値
変更回路とを有し、前記補正回路の出力信号に基づいて
パルス幅変調された駆動信号で前記インバータ回路をス
イッチング制御することにより、過負荷時における前記
交流出力電流波形のピーク値を抑制するので、例えば電
動機等の、起動時の突入電流が大きい負荷を接続したと
きにも、出力のピーク電流値は所定範囲内に制限しつつ
もこの負荷に谷のない連続性のある特性を有する出力を
与えることができ、これにより、負荷の滑らかな始動が
可能となる効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の一形態に係る電源装置を構成す
るブリッジ型整流回路等を示す回路図である。

【図２】本実施の形態に係る電源装置を構成するブリッ
ジ型インバータ回路等を示す回路図である。

【図３】本実施の形態に係る電源装置を構成するピーク
検出回路を示す回路図である。

【図４】本実施の形態に係る電源装置を構成するパルス
幅変調回路等を示す回路図である。

【図５】本実施の形態に係る電源装置を構成するＦＥＴ
ゲート駆動信号用回路等を示す回路図である。

【図６】過負荷時に電源装置から出力される電流・電圧
（電力）特性を示す図である。

【符号の説明】

９ ブリッジ型インバータ回路（インバータ回路） １５ 差動増幅器（補正回路） １６ ピーク検出回路（補正回路） １６１ 反転増幅器（電流波形検出回路） １６５ 上限電圧値変更回路（閾値変更回路） １６６ 下限電圧値変更回路（閾値変更回路） Ｒ５，Ｒ６ 電流検出用抵抗（電流波形検出回路）

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 発電機から出力される交流出力を整流平
   滑して得られた直流出力をインバータ回路に供給し、こ
   のインバータ回路を、所定周波数の正弦波基準信号でパ
   ルス幅変調された駆動信号に応じてスイッチング制御す
   ることにより交流電力を取り出すように構成した電源装
   置において、 前記インバータ回路からの交流出力電流波形を検出する
   電流波形検出回路と、 この電流波形検出回路で検出された電流波形の振幅が所
   定範囲の閾値を超えたときに、この超えた部分の波形信
   号をフィードバック信号として前記正弦波基準信号を補
   正する補正回路と、 前記発電機からの出力電圧の低下に応じて前記閾値の範
   囲を狭める閾値変更回路とを有し、 前記補正回路の出力信号に基づいてパルス幅変調された
   駆動信号で前記インバータ回路をスイッチング制御する
   ことにより、過負荷時における前記交流出力電流波形の
   ピーク値を抑制することを特徴とする電源装置。
2. 【請求項２】 前記補正回路は、前記検出電流波形検出
   回路により検出された交流波形の１サイクルを正及び負
   の半サイクルずつオフセット増幅して前記所定範囲の閾
   値を超える部分に対応する信号のみを取り出し、この取
   り出されたそれぞれの信号を合成して前記フィードバッ
   ク信号を形成するとともに、 前記閾値変更回路は、前記オフセット増幅の一方の閾値
   を反転させて他方の閾値を形成することを特徴とする請
   求項１記載の電源装置。