JPH09214248A

JPH09214248A - 発振器

Info

Publication number: JPH09214248A
Application number: JP3758196A
Authority: JP
Inventors: Takeshi Ikeda; 毅池田; Akira Okamoto; 明岡本
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1996-01-31
Filing date: 1996-01-31
Publication date: 1997-08-15

Abstract

(57)【要約】【課題】集積回路として形成することが容易であり、
発振周波数を可変することができ、しかも発振周波数を
可変したときに発振出力の振幅変動を抑えた発振器を提
供すること。【解決手段】発振器１は、縦続接続された移相回路１
０Ｃおよび３０Ｃと、位相回路３０Ｃの出力を移相回路
１０Ｃの入力側に帰還させる帰還抵抗７０とを含んで構
成される。移相回路１０Ｃ内の抵抗１８と２０と、移相
回路３０Ｃ内の抵抗３８と４０をそれぞれ等しくするた
め、発振周波数が変化しても発振出力の振幅変動が起き
なくなる。また、各移相回路内のＣＲ回路の時定数を変
更することにより発振周波数を可変できるとともに、位
相シフト量が３６０°となるような周波数で安定な正弦
波発振出力を得ることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、発振周波数を大
幅に調整することが可能な発振器に関する。

【０００２】

【従来の技術および発明が解決しようとする課題】正弦
波発振器として従来より能動素子およびリアクタンス素
子を使用した各種の発振回路が提案され実用化されてい
る。例えば、正弦波発振器として、図１９に示すウィー
ン・ブリッジ型発振器、図２０に示すブリッジＴ型発振
器が従来より知られている。

【０００３】図１９に示すウィーン・ブリッジ型発振器
においては、周波数を変化させるために、直列回路に含
まれる可変抵抗の抵抗値Ｒs と、並列回路に含まれる可
変抵抗の抵抗値Ｒp とを連動して変化させなければなら
ないが、連動誤差が生じると増幅器Ａに入力される電圧
が増減するので、その結果、発振出力が変動する。そし
て、発振出力が小さくなれば発振が停止し、大きくなれ
ば発振出力に著しい歪みを生じることになる。

【０００４】通常、正弦波発振器の出力変動が少なくす
るように安定化させるのは難しく、その安定化手段は増
幅器の振幅特性に非線形を付加すること、すなわち、出
力の大きさによってその増幅度が変化するような特性を
付加することになる。しかし、このような特性を付加す
ることは増幅器の直線性を悪化させることになり、出力
波形の歪率を悪化させることになるため好ましくない。
このように、出力電圧の安定性と歪率とは二率背反の関
係にあるといえる。

【０００５】また、上述した２つの可変抵抗の抵抗値Ｒ
s とＲp の比を一定に保って変化させることは、回路を
集積化して外部から印加する制御電圧によって各抵抗値
を可変する場合には特に困難である。さらに、ウィーン
・ブリッジ型発振器に限らず、図２０に示すブリッジＴ
型発振器や移相型発振器でも同様のことがいえる。

【０００６】このように、従来の発振器は、出力振幅を
安定させながら発振周波数を大幅に変更することは難し
く、特にこのような不都合のない発振器を集積回路によ
って形成することは困難であった。

【０００７】本発明は、このような点に鑑みて創作され
たものであり、その目的は、集積回路として形成するこ
とが容易であり、発振周波数を可変することができ、し
かも発振周波数を可変したときに出力振幅の変動を抑え
た発振器を提供することにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ために、請求項１の発振器は、反転入力端子に第１の抵
抗の一方端が接続され前記第１の抵抗を介して交流信号
が入力される差動入力増幅器と、前記差動入力増幅器の
出力端子に接続された分圧回路と、前記分圧回路の出力
端と前記差動入力増幅器の反転入力端子との間に接続さ
れた第２の抵抗と、第３の抵抗およびキャパシタで構成
され前記第１の抵抗の他方端に接続されたＣＲ回路とを
含み、前記第３の抵抗および前記キャパシタの接続部を
前記差動入力増幅器の非反転入力端子に接続した２つの
移相回路を縦続接続する。そして、２つの移相回路の後
段の出力を前段の入力側に帰還させる。２つの移相回路
のそれぞれにおいて位相が所定量シフトされるため、各
移相回路の位相シフト量の合計が所定の周波数において
３６０°になるようにすれば、安定な正弦波発振出力が
得られる。

【０００９】また、ＣＲ回路の代わりに、第３の抵抗お
よびインダクタで構成され前記第１の抵抗の他方端に接
続されたＬＲ回路を設けてもよい。

【００１０】また、前記２つの移相回路内の前記第１お
よび第２の抵抗の抵抗値を同じ値にすれば、発振周波数
が変化しても発振出力の振幅変動が起きなくなる。

【００１１】また、前記２つの移相回路の少なくとも一
方に設けられる前記分圧回路の分圧比を１より小さな値
に設定すれば、２つの移相回路を含んで形成される帰還
ループのオープンループゲインを確実に１以上に設定で
きる。

【００１２】請求項５の発振器は、反転入力端子に第１
の抵抗の一方端が接続され前記第１の抵抗を介して交流
信号が入力される差動入力増幅器と、前記差動入力増幅
器の反転入力端子と出力端子との間に接続された第２の
抵抗と、一方端が前記差動入力増幅器の反転入力端子に
接続され他方端が接地された第３の抵抗と、第４の抵抗
およびキャパシタで構成され前記第１の抵抗の他方端に
接続されたＣＲ回路とを含み、前記第４の抵抗および前
記キャパシタの接続部を前記差動入力増幅器の非反転入
力端子に接続した２つの移相回路を縦続接続する。そし
て、２つの移相回路の後段の出力を前段の入力側に帰還
させる。

【００１３】また、ＣＲ回路の代わりに、第４の抵抗お
よびインダクタで構成され前記第１の抵抗の他方端に接
続されたＬＲ回路を設けてもよい。

【００１４】また、前記２つの移相回路の少なくとも一
方において、前記第２の抵抗の抵抗値を前記第１の抵抗
の抵抗値より高くすれば、前記２つの移相回路を含んで
形成される帰還ループのオープンループゲインを１以上
に設定できる。

【００１５】また、前記ＣＲ回路あるいは前記ＬＲ回路
の時定数を可変したときに、可変の上限近傍と下限近傍
における前記移相回路の出力振幅がほぼ一定になるよう
に前記第３の抵抗の抵抗値を設定すれば、発振周波数が
変化しても、発振出力の振幅変動が起きなくなる。

【００１６】請求項９の発振器は、反転入力端子に第１
の抵抗の一方端が接続され前記第１の抵抗を介して交流
信号が入力される差動入力増幅器と、前記差動入力増幅
器の出力端子に接続された分圧回路と、前記分圧回路の
出力端と前記差動入力増幅器の反転入力端子との間に接
続された第２の抵抗と、第３の抵抗およびキャパシタで
構成され前記第１の抵抗の他方端に接続されたＣＲ回路
とを含み、前記第３の抵抗および前記キャパシタの接続
部を前記差動入力増幅器の非反転入力端子に接続した第
１の移相回路と、反転入力端子に第４の抵抗の一方端が
接続され前記第４の抵抗を介して交流信号が入力される
差動入力増幅器と、前記差動入力増幅器の出力端子に接
続された分圧回路と、前記分圧回路の出力端と前記差動
入力増幅器の反転入力端子との間に接続された第５の抵
抗と、第６の抵抗およびインダクタで構成され前記第４
の抵抗の他方端に接続されたＬＲ回路とを含み、前記第
６の抵抗および前記インダクタの接続部を前記差動入力
増幅器の非反転入力端子に接続した第２の移相回路と、
反転入力端子に第７の抵抗の一方端が接続され前記第７
の抵抗を介して交流信号が入力される差動入力増幅器
と、前記差動入力増幅器の反転入力端子と出力端子との
間に接続された第８の抵抗と、一方端が前記差動入力増
幅器の反転入力端子に接続され他方端が接地された第９
の抵抗と、第１０の抵抗およびキャパシタで構成され前
記第７の抵抗の他方端に接続されたＣＲ回路とを含み、
前記第１０の抵抗および前記キャパシタの接続部を前記
差動入力増幅器の非反転入力端子に接続した第３の移相
回路と、反転入力端子に第１１の抵抗の一方端が接続さ
れ前記第１１の抵抗を介して交流信号が入力される差動
入力増幅器と、前記差動入力増幅器の反転入力端子と出
力端子との間に接続された第１２の抵抗と、一方端が前
記差動入力増幅器の反転入力端子に接続され他方端が接
地された第１３の抵抗と、第１４の抵抗およびインダク
タで構成され前記第１１の抵抗の他方端に接続されたＬ
Ｒ回路とを含み、前記第１４の抵抗および前記インダク
タの接続部を前記差動入力増幅器の非反転入力端子に接
続した第４の移相回路とのうち、いずれか２つの移相回
路を縦続接続する。そして、２つの移相回路の後段の出
力を前段の入力側に帰還させる。

【００１７】また、縦続接続された前記２つの移相回路
に前記第１および第２の移相回路の少なくとも一方が含
まれる場合に、前記分圧回路の分圧比を１より小さな値
に設定すれば、前記２つの移相回路を含んで形成される
帰還ループのオープンループゲインを１以上に設定でき
る。

【００１８】また、縦続接続された前記２つの移相回路
に前記第３および第４の移相回路の少なくとも一方が含
まれる場合に、前記ＣＲ回路あるいは前記ＬＲ回路の時
定数を可変して、可変の上限近傍と下限近傍における前
記移相回路の出力振幅がほぼ一定になるように前記第３
の抵抗の抵抗値を設定すれば、発振周波数が変化して
も、発振出力の振幅変動が起きなくなる。

【００１９】また、前記ＣＲ回路を構成する抵抗および
前記キャパシタの接続順序、あるいは前記ＬＲ回路を構
成する抵抗および前記インダクタの接続順序を、前記２
つの移相回路のそれぞれで反対にすれば、各移相回路の
位相シフト量の合計を３６０°に設定しやすくなる。

【００２０】また、縦続接続された前記２つの移相回路
内の前記ＣＲ回路あるいは前記ＬＲ回路のうち、少なく
とも一方の前記ＣＲ回路あるいは前記ＬＲ回路の時定数
を可変すれば、発振出力の振幅を一定にした状態で発振
周波数を変更できる。特に、時定数は、前記ＣＲ回路あ
るいは前記ＬＲ回路に含まれる抵抗の抵抗値を可変する
だけで変更できる。

【００２１】また、前記ＣＲ回路あるいは前記ＬＲ回路
に含まれる抵抗を、ｐチャネル型のＦＥＴとｎチャネル
型のＦＥＴとを並列接続して形成されるＦＥＴのチャネ
ル抵抗とすれば、ゲート電圧を可変することでチャネル
抵抗を変更でき、電圧制御型の発振器を構成できる。

【００２２】また、前記ＣＲ回路に含まれる前記キャパ
シタを、可変容量ダイオード等の可変容量素子により形
成すれば、可変容量素子に印加する電圧を変えること
で、前記時定数を任意に可変できる。

【００２３】また、前記２つの移相回路から２相出力を
取り出せば、各出力を合成することで、任意の位相の発
振出力を得ることができる。

【００２４】また、前記差動入力増幅器を演算増幅器で
構成すれば、集積化が容易になるため、回路規模を小型
化できる。

【００２５】また、縦続接続された前記２つの移相回路
内の前記ＣＲ回路あるいはＬＲ回路を構成する抵抗ある
いはキャパシタを、入力電圧に応じて抵抗値や静電容量
が変更可能なＦＥＴあるいは可変容量素子に置き換えれ
ば、音声信号等を入力電圧とする簡易な構成のＦＭ変調
装置が得られる。

【００２６】また、縦続接続された前記２つの移相回路
に前記ＣＲ回路が含まれる場合に、前記ＣＲ回路内の前
記キャパシタをコンデンサマイクで構成すれば、簡単な
構成のＦＭワイヤレスマイクを実現できる。

【００２７】

【発明の実施の形態】以下、この発明を適用した一実施
形態の発振器について、図面を参照しながら具体的に説
明する。

【００２８】〔第１の実施形態〕図１は、本発明を適用
した第１の実施形態の発振器の構成を示す回路図であ
る。同図に示す発振器１は、それぞれが入力される交流
信号の位相を所定量シフトさせることにより所定の周波
数において合計で３６０°の位相シフトを行う２つの移
相回路１０Ｃ、３０Ｃと、後段の移相回路３０Ｃの出力
を前段の移相回路１０Ｃの入力側に帰還させる帰還抵抗
７０とを含んで構成されている。この抵抗７０は、０Ω
から有限の抵抗値を有している。

【００２９】図２は、図１に示した前段の移相回路１０
Ｃの構成を抜き出して示したものである。同図に示す前
段の移相回路１０Ｃは、オペアンプ１２と、入力端２４
に入力された交流信号の位相を所定量シフトさせてオペ
アンプ１２の非反転入力端子に入力する抵抗１６および
キャパシタ１４と、入力端２４とオペアンプ１２の反転
入力端子との間に挿入された抵抗１８と、オペアンプ１
２の出力端子に接続されて分圧回路を構成する抵抗２１
および２３と、この分圧回路とオペアンプ１２の反転入
力端子との間に接続された抵抗２０とを含んで構成され
ている。

【００３０】このような構成を有する移相回路１０Ｃに
おいて、抵抗１８と抵抗２０の抵抗値は同じに設定され
ている。

【００３１】図２に示す入力端２４に所定の交流信号が
入力されると、オペアンプ１２の非反転入力端子には、
キャパシタ１４の両端に現れる電圧ＶC1が印加される。

【００３２】また、抵抗１８、２０の両端には、抵抗１
６の両端に現れる電圧ＶR1と同じ電圧ＶR1が現れる。し
かも、これら２つの抵抗１８、２０の各両端に現れる電
圧ＶR1はベクトル的に同方向を向いており、オペアンプ
１２の反転入力端子（電圧ＶC1）を基準にして考える
と、抵抗１８の両端電圧ＶR1をベクトル的に加算したも
のが入力電圧Ｅi に、抵抗２０の両端電圧ＶR1をベクト
ル的に減算したものが抵抗２１と抵抗２３の接続点の電
圧（分圧出力）Ｅo ′になる。

【００３３】また、移相回路１０Ｃの出力端２６から
は、上述した抵抗２１と抵抗２３からなる分圧回路を介
さずに、オペアンプ１２の出力端子に現れる電圧がその
まま出力電圧Ｅo として取り出される。

【００３４】図３は、前段の移相回路１０Ｃの入出力電
圧とキャパシタ等に現れる電圧との関係を示すベクトル
図である。

【００３５】同図に示すように、キャパシタ１４の両端
電圧ＶC1と抵抗１６の両端電圧ＶR1とは互いに９０°位
相がずれており、これらをベクトル的に加算したものが
入力電圧Ｅi となる。したがって、入力信号の振幅が一
定で周波数のみが変化した場合には、図３に示す半円の
円周に沿ってキャパシタ１４の両端電圧ＶC1と抵抗１６
の両端電圧ＶR1とが変化する。

【００３６】また、上述したように電圧ＶC1から電圧Ｖ
R1をベクトル的に減算したものが分圧出力Ｅo ′とな
る。非反転入力端子に印加される電圧ＶC1を基準に考え
ると、入力電圧Ｅi と分圧電圧Ｅo ′とは電圧ＶR1を合
成する方向が異なるだけでありその絶対値は等しくな
る。したがって、入力電圧Ｅi と分圧出力Ｅo ′の大き
さと位相の関係は、入力電圧Ｅi および分圧出力Ｅo ′
を斜辺とし、電圧ＶR1の２倍を底辺とする二等辺三角形
で表すことができ、分圧出力Ｅo ′の振幅は周波数に関
係なく入力信号の振幅と同じであって、位相シフト量は
図３に示すφ1 で表されることがわかる。

【００３７】また、図３から明らかなように、電圧ＶC1
と電圧ＶR1とは円周上で直角に交わるため、理論的には
入力電圧Ｅi と電圧ＶC1との位相差は、周波数ωが０か
ら∞まで変化するに従って、入力電圧Ｅｉを基準として
時計回り方向に０°から９０°まで変化する。そして、
移相回路１０Ｃ全体のシフト量φ1 はその２倍であり、
周波数に応じて０°から１８０°まで変化する。

【００３８】また、移相回路１０Ｃの出力端２６はオペ
アンプ１２の出力端子に接続されているため、抵抗２１
の抵抗値をＲ21、抵抗２３の抵抗値をＲ23とすると、出
力電圧Ｅo と上述した分圧出力Ｅo ′との間には、Ｅo
＝（１＋Ｒ21／Ｒ23）Ｅo ′の関係がある。したがっ
て、Ｒ21およびＲ23の値を調整することにより１より大
きなゲインが得られ、しかも周波数が変化しても出力電
圧Ｅo の振幅が一定であり、位相のみを所定量シフトす
ることができる。

【００３９】図４は、図１に示した後段の移相回路３０
Ｃの構成を抜き出して示したものである。同図に示す移
相回路３０Ｃは、オペアンプ３２と、入力端４４に入力
された交流信号の位相を所定量シフトさせてオペアンプ
３２の非反転入力端子に入力するキャパシタ３４および
可変抵抗３６と、入力端４４とオペアンプ３２の反転入
力端子との間に挿入された抵抗３８と、オペアンプ３２
の出力端子に接続されて分圧回路を構成する抵抗４１お
よび４３と、この分圧回路とオペアンプ３２の反転入力
端子との間に接続された抵抗４０とを含んで構成されて
いる。

【００４０】このような構成を有する移相回路３０Ｃに
おいて、抵抗３８と抵抗４０の抵抗値が同じに設定され
ている。

【００４１】図４に示す入力端４４に所定の交流信号が
入力されると、オペアンプ３２の非反転入力端子には、
可変抵抗３６の両端に現れる電圧ＶR2が印加される。

【００４２】また、抵抗３８、４０の両端には、キャパ
シタ３４の両端に現れる電圧ＶC2と同じ電圧ＶC2が現れ
る。しかも、これら２つの抵抗３８、４０の各両端に現
れる電圧ＶC2はベクトル的に同方向を向いており、オペ
アンプ３２の反転入力端子（電圧ＶR2）を基準にして考
えると、抵抗３８の両端電圧ＶC2をベクトル的に加算し
たものが入力電圧Ｅi に、抵抗４０の両端電圧ＶC2をベ
クトル的に減算したものが抵抗４１と抵抗４３の接続点
の電圧（分圧出力）Ｅo ′になる。

【００４３】また、移相回路３０Ｃの出力端４６から
は、上述した抵抗４１と抵抗４３からなる分圧回路を介
さずに、オペアンプ３２の出力端子に現れる電圧がその
まま出力電圧Ｅo として取り出される。

【００４４】図５は、後段の移相回路３０Ｃの入出力電
圧とキャパシタ等に現れる電圧との関係を示すベクトル
図である。

【００４５】同図に示すように、可変抵抗３６の両端電
圧ＶR2とキャパシタ３４の両端電圧ＶC2とは互いに９０
°位相がずれており、これらをベクトル的に加算したも
のが入力電圧Ｅi となる。したがって、入力信号の振幅
が一定で周波数のみが変化した場合には、図５に示す半
円の円周に沿って可変抵抗３６の両端電圧ＶR2とキャパ
シタ３４の両端電圧ＶC2とが変化する。

【００４６】また、上述したように電圧ＶR2から電圧Ｖ
C2をベクトル的に減算したものが分圧出力Ｅo ′とな
る。非反転入力端子に印加される電圧ＶR2を基準に考え
ると、入力電圧Ｅi と分圧電圧Ｅo ′とは電圧ＶC2を合
成する方向が異なるだけでありその絶対値は等しくな
る。したがって、入力電圧Ｅi と分圧出力Ｅo ′の大き
さと位相の関係は、入力電圧Ｅi および分圧出力Ｅo ′
を斜辺とし、電圧ＶC2の２倍を底辺とする二等辺三角形
で表すことができる。また、分圧出力Ｅo ′の振幅は周
波数に関係なく入力信号の振幅と同じであって、位相シ
フト量は図５に示すように、入力電圧Ｅｉを基準として
時計回り方向にφ2 で表される。

【００４７】また、図５から明らかなように、電圧ＶR2
と電圧ＶC2とは円周上で直角に交わるため、理論的には
入力電圧Ｅi と電圧ＶR2との位相差は、周波数ωが０か
ら∞まで変化するに従って、入力電圧Ｅｉを基準として
時計回り方向に２７０°から３６０°まで変化する。し
たがって、移相回路３０全体のシフト量φ2 は、周波数
に応じて、入力電圧Ｅｉを基準として時計回り方向に１
８０°から３６０°まで変化する。しかも、可変抵抗３
６の抵抗値Ｒを可変することにより、位相シフト量φ2
を変化させることができる。

【００４８】また、移相回路３０Ｃの出力端４６はオペ
アンプ３２の出力端子に接続されているため、抵抗４１
の抵抗値をＲ41、抵抗４３の抵抗値をＲ43とすると、出
力電圧Ｅo と上述した分圧出力Ｅo ′との間には、Ｅo
＝（１＋Ｒ41／Ｒ43）Ｅo ′の関係がある。したがっ
て、Ｒ41およびＲ43の値を調整することにより１より大
きなゲインが得られ、しかも周波数が変化しても出力電
圧Ｅo の振幅が一定であり、位相のみを所定量シフトす
ることができる。

【００４９】このようにして、２つの移相回路１０Ｃ、
３０Ｃのそれぞれにおいて位相が所定量シフトされる。
しかも、図３および図５に示すように、各移相回路１０
Ｃ、３０Ｃを合わせた位相シフト量の合計が、所定の周
波数において３６０°となる。

【００５０】また、後段の移相回路３０Ｃの出力は、帰
還抵抗７０を介して前段の移相回路１０Ｃの入力側に帰
還されており、ループゲインを１以上に設定することに
より、一巡したときに位相シフト量が３６０°となるよ
うな周波数で正弦波発振が行われる。

【００５１】ところで、図２に示した移相回路１０Ｃの
伝達関数Ｋ2 は、抵抗１６とキャパシタ１４からなるＣ
Ｒ回路の時定数をＴ₁（可変抵抗１６の抵抗値をＲ、キ
ャパシタ１４の静電容量をＣとするとＴ₁ ＝ＣＲ）とす
ると、Ｋ2 ＝ａ₁（１−Ｔ₁ｓ）／（１＋Ｔ₁ｓ）・・・(1) となる。ここで、ｓ＝ｊωであり、ａ₁は移相回路１０
Ｃのゲインである。

【００５２】また、後段の移相回路３０Ｃの伝達関数Ｋ
3 は、キャパシタ３４と可変抵抗３６からなるＣＲ回路
の時定数をＴ₂（キャパシタ３４の静電容量をＣ、可変
抵抗３６の抵抗値をＲとするとＴ₂＝ＣＲ）とすると、Ｋ3 ＝−ａ₂（１−Ｔ₂ｓ）／（１＋Ｔ₂ｓ）・・・(2) となる。ここで、ａ₂は移相回路３０Ｃのゲインであ
る。したがって、２つの移相回路１０Ｃ、３０Ｃを縦続
接続した場合の全体の伝達関数Ｋ1 は、Ｋ1 ＝−ａ₁ａ₂｛１＋（Ｔｓ）²−２Ｔｓ｝／｛１＋（Ｔｓ）²＋２Ｔｓ｝＝−ａ₁ａ₂｛（１＋Ｔ²ｓ²）² ＋４Ｔ²ｓ²−４Ｔｓ（１＋Ｔ²ｓ²）｝／｛（１＋Ｔ²ｓ²）²−４Ｔ²ｓ²｝・・・(3) となる。なお、計算を簡単なものとするために、各移相
回路の時定数Ｔ₁、Ｔ₂をともにＴとした。この（３）
式において、移相回路１０Ｃ、３０Ｃを２段接続した全
体の入出力間の位相差が３６０°となるには、（３）式
の右辺の虚数項が０にならなければならないので、次の
式が成立する。

【００５３】４Ｔω（１−Ｔ²ω²）＝０・・・(4) したがって、ω＝０または１−Ｔ²ω²＝０となる。こ
こで、ω＝０の場合は入力信号が直流の場合であって位
相差が１８０°となるので、結局他方の条件（１−Ｔ²
ω²＝０）を満たすω＝１／Ｔ（各移相回路の時定数が
異なる場合には、ω＝１／√（Ｔ₁Ｔ₂））のときに位
相差が３６０°となる。

【００５４】このように、移相回路１０Ｃ、３０Ｃの全
体による位相シフト量が所定の周波数において３６０°
となるため、２つの移相回路１０Ｃ、３０Ｃの各ゲイン
ａ₁、ａ₂ を調整して帰還ループのオープンループゲイ
ンを１以上に設定することにより、所定の発振動作が行
われる。

【００５５】なお、各移相回路１０Ｃ、３０Ｃ内のＣＲ
回路の時定数をＴ₁、Ｔ₂として、図３、図５に示した
φ1 （入力電圧Ｅｉを基準として時計回り方向に０°≦
φ1≦１８０°）、φ2 （入力電圧Ｅｉを基準として時
計回り方向に１８０°≦φ2≦３６０°）を求めると、 φ1 ＝ｔａｎ｛２ωＴ₁／（１−ω²Ｔ₁ ²）｝・・・(5) φ2 ＝ｔａｎ｛２ωＴ₂／（１−ω²Ｔ₂ ²）｝・・・(6) となる。

【００５６】例えばＴ₁＝Ｔ₂（＝Ｔ）の場合には、ω
＝１／Ｔのときに２つの移相回路１０Ｃ、３０Ｃによる
位相シフト量の合計が３６０°となって上述した発振動
作が行われ、このときφ1 ＝９０°、φ2 ＝２７０°と
なる。

【００５７】また、移相回路１０Ｃ、３０Ｃのそれぞれ
において、抵抗１８と抵抗２０の各抵抗値が同じ値に設
定され、かつ抵抗３８と抵抗４０の各抵抗値が同じ値に
設定されているため、各移相回路１０Ｃ、３０Ｃでは発
振周波数に応じた利得変動がなく、図１に示した発振器
１は発振周波数を可変した場合であっても常に一定の振
幅を有する発振出力を得ることができる。したがって、
周波数によって、発振が停止したり振幅が飽和するとい
ったことはなくなる。

【００５８】また、上述した発振器１は、オペアンプ、
キャパシタおよび抵抗を組み合わせて構成しており、ど
の構成素子も半導体基板上に形成することができること
から、発振器１の全体を半導体基板上に形成した集積回
路とすることも容易となる。

【００５９】なお、上述した発振器１においては、前段
に移相回路１０Ｃを、後段に移相回路３０Ｃをそれぞれ
配置したが、これらの全体によって入出力信号間の位相
シフト量が３６０°となればよいことから、これらの前
後を入れ換えて前段に移相回路３０Ｃを、後段に移相回
路１０Ｃをそれぞれ配置して発振器を構成するようにし
てもよい。

【００６０】また、上述した発振器１においては、一方
の移相回路３０Ｃ内の可変抵抗３６の抵抗値を可変する
ことにより発振周波数を変化させるようにしたが、他方
の移相回路１０Ｃ内の抵抗１６を可変抵抗に置き換えて
この抵抗値を可変することにより、あるいは他方の移相
回路１０Ｃ内の抵抗１６を可変抵抗に置き換えてこの抵
抗値を可変すると同時に移相回路３０Ｃ内の可変抵抗３
６の抵抗値を可変して発振周波数を変化させてもよい。
２つの移相回路１０Ｃ、３０Ｃの位相シフト量を同時に
変化させた場合には、発振周波数の可変量を大きくする
ことができる利点がある。

【００６１】〔第２の実施形態〕上述した発振器１にお
いては、ＣＲ回路を一部に含ませて各移相回路１０Ｃ、
３０Ｃを構成したが、ＣＲ回路の代わりにＬＲ回路を一
部に含ませて移相回路を構成することもできる。

【００６２】図６は、ＬＲ回路を含む移相回路の構成を
示す回路図であり、図１に示した発振器１の前段の移相
回路１０Ｃと置き換え可能な構成が示されている。同図
に示す移相回路１０Ｌは、図２に示した移相回路１０Ｃ
内のキャパシタ１４と抵抗１６からなるＣＲ回路を、抵
抗１６とインダクタ１７からなるＬＲ回路に置き換えた
構成を有している。

【００６３】図７は、移相回路１０Ｌの入出力電圧とイ
ンダクタ等に現れる電圧との関係を示すベクトル図であ
る。非反転入力端子に印加される電圧ＶR3を基準に考え
ると、入力電圧Ｅi と分圧出力Ｅo ′とは電圧ＶL1を合
成する方向が異なるだけでありその絶対値は等しくな
る。したがって、入力電圧Ｅi と分圧出力Ｅo ′の大き
さと位相の関係は、入力電圧Ｅi および分圧出力Ｅo ′
を斜辺とし、電圧ＶL1の２倍を底辺とする二等辺三角形
で表すことができ、分圧出力Ｅo ′の振幅は周波数に関
係なく入力信号の振幅と同じであって、位相シフト量は
図７に示すφ3 で表されることがわかる。

【００６４】また、図７から明らかなように、電圧ＶR3
と電圧ＶL1とは円周上で直角に交わるため、理論的には
入力電圧Ｅi と電圧ＶR3との位相差は、周波数ωが０か
ら∞まで変化するに従って、入力電圧Ｅｉを基準として
時計回り方向に０°から９０°まで変化する。そして、
移相回路１０Ｌ全体のシフト量φ3 はその２倍であり、
周波数に応じて０°から１８０°まで変化する。

【００６５】また、出力電圧Ｅo と上述した分圧出力Ｅ
o ′との間には、Ｅo ＝（１＋Ｒ21／Ｒ23）Ｅo ′の関
係がある。したがって、Ｒ21およびＲ23の値を調整する
ことにより１より大きなゲインが得られ、しかも図７に
示すように周波数が変化しても出力電圧Ｅo の振幅が一
定であり、位相のみを所定量シフトすることができる。

【００６６】ところで、図６に示した移相回路１０Ｌの
伝達関数は、インダクタ１７と抵抗１６からなるＬＲ回
路の時定数をＴ₁（インダクタ１７のインダクタンスを
Ｌ、抵抗１６の抵抗値をＲとするとＴ₁＝Ｌ／Ｒ）とす
ると、（１）式に示したＫ2をそのまま適用することが
できる。したがって、位相シフト量φ3 も時定数Ｔ₁を
用いて表現すると、上述した（５）式に示したφ1 と同
じとなる。

【００６７】図８は、ＬＲ回路を含む移相回路の他の構
成を示す回路図であり、図１に示した発振器１の後段の
移相回路３０Ｃと置き換え可能な構成が示されている。
同図に示す移相回路３０Ｌは、図４に示した移相回路３
０Ｃ内の可変抵抗３６とキャパシタ３４からなるＣＲ回
路を、インダクタ３７と可変抵抗３６からなるＬＲ回路
に置き換えた構成を有している。

【００６８】図９は、移相回路３０Ｌの入出力電圧とイ
ンダクタ等に現れる電圧との関係を示すベクトル図であ
る。非反転入力端子に印加される電圧ＶL2を基準に考え
ると、入力電圧Ｅi と分圧出力Ｅo ′とは電圧ＶR4を合
成する方向が異なるだけでありその絶対値は等しくな
る。したがって、入力電圧Ｅi および分圧出力Ｅo ′の
大きさと位相の関係は、入力電圧Ｅi および分圧出力Ｅ
o ′を斜辺とし、電圧ＶR4の２倍を底辺とする二等辺三
角形で表すことができ、分圧出力Ｅo ′の振幅は周波数
に関係なく入力信号の振幅と同じであって、位相シフト
量は図９に示すように入力電圧Ｅｉを基準として時計回
り方向にφ4 で表される。

【００６９】また、図９から明らかなように、電圧ＶL2
と電圧ＶR4とは円周上で直角に交わるため、理論的には
入力電圧Ｅi と電圧ＶL2との位相差は、周波数ωが０か
ら∞まで変化するに従って、入力電圧Ｅｉを基準として
時計回り方向に２７０°から３６０°まで変化する。し
たがって、移相回路３０Ｌ全体のシフト量φ4 は、周波
数に応じて、入力電圧Ｅｉを基準として時計回り方向に
１８０°から３６０°まで変化する。

【００７０】また、出力電圧Ｅo と上述した分圧出力Ｅ
o ′との間には、Ｅo ＝（１＋Ｒ41／Ｒ43）Ｅo ′の関
係がある。したがって、Ｒ41およびＲ43の値を調整する
ことにより１より大きなゲインが得られ、しかも図９に
示すように周波数が変化しても出力電圧Ｅo の振幅が一
定であり、位相のみを所定量シフトすることができる。

【００７１】ところで、図８に示した移相回路３０Ｌの
伝達関数は、可変抵抗３６とインダクタ３７からなるＬ
Ｒ回路の時定数をＴ₂（可変抵抗３６の抵抗値をＲ、イ
ンダクタ３７のインダクタンスをＬとするとＴ₂＝Ｌ／
Ｒ）とすると、（２）式に示したＫ3 をそのまま適用す
ることができる。したがって、位相シフト量φ4 も時定
数Ｔ₂を用いて表現すると、上述した（６）式に示した
φ2 と同じとなる。

【００７２】このように、図６に示した移相回路１０Ｌ
および図８に示した移相回路３０Ｌのそれぞれは、図２
あるいは図４に示した移相回路１０Ｃ、３０Ｃと等価で
あり、図１に示した発振器１において、前段の移相回路
１０Ｃを図６に示した移相回路１０Ｌに、後段の移相回
路３０Ｃを図８に示した移相回路３０Ｌにそれぞれ置き
換えることが可能である。

【００７３】また、上述した２つの移相回路１０Ｌ、３
０Ｌのそれぞれは、各移相回路１０Ｌ、３０Ｌに含まれ
るＬＲ回路の時定数によって発振周波数が決まることに
なるが、各時定数Ｔは例えばＬ／Ｒであって、これら２
つの移相回路１０Ｌ、３０Ｌを含んで発振器１を構成し
た場合の発振周波数ωは１／Ｔ＝Ｒ／Ｌに比例する。こ
こで、ＬＲ回路を構成するインダクタは、写真触刻法等
により渦巻き形状の導体を半導体基板上に形成すること
により実現できるが、このようにして形成したインダク
タを用いることにより、発振器１の全体を半導体基板上
に集積化することができる。

【００７４】但し、この場合にはインダクタが有するイ
ンダクタンスが極めて小さくなるため、発振周波数が高
くなる。別の見方をすれば、発振器１の発振周波数は例
えば各移相回路１０Ｌ、３０Ｌ内のＬＲ回路の時定数の
逆数Ｒ／Ｌに比例し、この中でインダクタンスＬは集積
化等により小さくすることが容易であるため、２つの移
相回路１０Ｌ、３０Ｌを含んで構成した発振器１の全体
を集積化することにより発振周波数の高周波化が容易と
なる。

【００７５】また、図１に示した発振器１において、移
相回路１０Ｃ、３０Ｃのいずれか一方を図６あるいは図
８に示した移相回路１０Ｌ、３０Ｌに置き換えるように
してもよい。特に、このような発振器１の全体を集積化
した場合には、温度変化による発振周波数の変動を防止
する、いわゆる温度補償が可能となる。すなわち、ＣＲ
回路の時定数ＴはＣＲであり、ＬＲ回路の時定数ＴはＬ
／Ｒであって、それぞれにおいて抵抗値Ｒが分子と分母
に分かれるため、集積化によってＣＲ回路およびＬＲ回
路を構成する抵抗を半導体材料により形成するような場
合には、これら各抵抗の温度変化に対する発振周波数の
変動を抑制する効果がある。

【００７６】〔第３の実施形態〕図１０は、発振器の第
３の実施形態を示す回路図である。同図に示す発振器１
Ａは、それぞれが入力される交流信号の位相を所定量シ
フトさせることにより所定の周波数において合計で３６
０°の位相シフトを行う２つの移相回路１１０Ｃ、１３
０Ｃと、後段の移相回路１３０Ｃの出力を前段の移相回
路１１０Ｃの入力側に帰還させる帰還抵抗７０とを含ん
で構成されている。この抵抗７０は、０Ωから有限の抵
抗値を有している。

【００７７】図２等に示した発振器１においては、前段
の移相回路１０Ｃ内の抵抗１８と抵抗２０の各抵抗値を
同じに設定しており、これにより入力される交流信号の
周波数が変わったときの振幅変化を抑えている。また、
オペアンプ１２の出力側に抵抗２１と２３による分圧回
路を接続することにより、移相回路１０Ｃの利得を１よ
り大きな値に設定している。これに対し、図１０に示す
発振器１Ａに含まれる前段の移相回路１１０Ｃは、上述
した抵抗２１、２３による分圧回路を用いずに、抵抗１
８′の抵抗値よりも抵抗２０′の抵抗値を大きく設定す
ることにより、移相回路１１０Ｃの利得を１より大きな
値に設定している。

【００７８】後段の移相回路１３０Ｃについても同様で
あり、抵抗３８′の抵抗値よりも抵抗４０′の抵抗値を
大きく設定することにより、移相回路１３０Ｃの利得を
１より大きな値に設定している。

【００７９】このように、図１０に示した２つの移相回
路１１０Ｃ、１３０Ｃの各利得を１以上に設定すること
により、発振器１Ａの帰還ループのオープンループゲイ
ンの損失分を補うことができ、図１に示した発振器１と
同様の発振動作が行われる。

【００８０】ところで、各移相回路の利得を１より大き
な値に設定した場合には、入力される信号の周波数に応
じて利得変動が生じる。例えば、前段の移相回路１１０
Ｃについて考えると、入力信号の周波数が低い場合には
移相回路１１０Ｃはボルテージホロワ回路となるためこ
のときの利得は１倍となるのに対し、周波数が高い場合
には移相回路１１０Ｃは反転増幅器となるためこのとき
の利得は−ｍ倍（ｍは抵抗２０′と抵抗１８′の抵抗
比）となるため、入力信号の周波数が変化したときに移
相回路１１０Ｃの利得も変化して出力信号の振幅変動が
生じる。

【００８１】このような振幅変動は、オペアンプ１２の
反転入力端子に抵抗２２を接続して、入力信号の周波数
が低い場合と高い場合の利得を一致させることにより抑
えることができる。移相回路１３０Ｃについても同様で
あり、オペアンプ３２の反転入力端子に所定の抵抗値を
有する抵抗４２を接続することにより、出力信号の振幅
変動を抑えることができる。

【００８２】次に、この抵抗２２（あるいは抵抗４２）
の抵抗値をどのような値に設定すればよいかを検討す
る。図１１は、上述した移相回路１１０Ｃおよび１３０
Ｃを一般化した図であり、各移相回路に含まれるＣＲ回
路をインピーダンスｚ1 、ｚ2を有する素子に置き換え
た構成が示されている。同図に示すように、オペアンプ
の入力抵抗の抵抗値をｒ、帰還抵抗の抵抗値をｍｒ、オ
ペアンプの反転入力端子に接続された抵抗（抵抗２２あ
るいは４２）の抵抗値をＲ、オペアンプの反転入力端子
の電位をＶとする。

【００８３】入力電圧Ｅi と電圧Ｖとの間には、ｒ（Ｉa ＋Ｉb ）＋Ｖ＝Ｅi ・・・(7) の関係がある。また、電圧Ｖを図１１に示した各種の定
数を用いて表すと、Ｖ＝Ｉb Ｒ・・・(8) Ｖ＝Ｅo ＋ｍｒ・Ｉa ・・・(9) Ｖ＝｛ｚ2 ／（ｚ1 ＋ｚ2 ）｝Ｅi ＝ｋＥi ・・・(10) となる。（１０）式において、インピーダンスｚ1 、ｚ
2 を有する２つの素子による分圧比をｋとした。

【００８４】（９）式からＩa を、（８）式からＩb を
それぞれ求め、これらを（７）式に代入し、さらにその
代入した結果に（１０）式を代入してＶを消去すると、Ｅo ＝（Ｒｋ＋Ｒｍｋ＋ｍｒｋ−Ｒｍ）Ｅi ／Ｒ・・・(11) となる。

【００８５】ところで、図１１に示した移相回路が反転
増幅器として動作する場合とは、インピーダンスｚ2 が
０Ωであってｋ＝０の場合であり、このとき（１１）式
から、Ｅo ＝−ｍＥi ・・・(1２) となる。また、図１１に示した移相回路がホロワ回路と
して動作する場合とは、インピーダンスｚ1 が０Ωであ
ってｋ＝１の場合であり、このとき（１１）式から、Ｅo ＝（Ｒ＋ｍｒ）Ｅi ／Ｒ・・・(13) となる。移相回路１１０Ｃあるいは１３０Ｃが反転増幅
器およびホロワ回路として動作するときの利得変動がな
い場合とは、（１２）式で求めたＥo の絶対値と（１
３）式で求めたＥo の絶対値が等しい場合であり、ｍ＝（Ｒ＋ｍｒ）／Ｒ・・・(14) となる。Ｒについて解くと、Ｒ＝ｍｒ／（ｍ−１）・・・(15) となる。したがって、移相回路１１０Ｃ内の抵抗２２の
抵抗値Ｒ、あるいは移相回路１３０Ｃ内の抵抗４２の抵
抗値Ｒを（１５）式に従って設定することにより、発振
周波数を低周波から高周波まで変化させたときに生じる
利得変動を抑えることができる。

【００８６】〔第４の実施形態〕図１０に示した発振器
１Ａは、各移相回路１１０Ｃ、１３０ＣをＣＲ回路を含
んで構成したが、ＣＲ回路を抵抗とインダクタからなる
ＬＲ回路に置き換えた移相回路を用いて発振器を構成す
ることもできる。

【００８７】図１２は、ＬＲ回路を含む移相回路の構成
を示す回路図であり、図１０に示した発振器１Ａの前段
の移相回路１１０Ｃと置き換え可能な構成が示されてい
る。同図に示す移相回路１１０Ｌは、図１０に示した前
段の移相回路１１０Ｃ内のキャパシタ１４と抵抗１６か
らなるＣＲ回路を、抵抗１６とインダクタ１７からなる
ＬＲ回路に置き換えた構成を有している。

【００８８】上述した移相回路１１０Ｌの伝達関数は、
インダクタ１７と抵抗１６からなるＬＲ回路の時定数を
Ｔ₁（インダクタ１７のインダクタンスをＬ、抵抗１６
の抵抗値をＲとするとＴ₁＝Ｌ／Ｒ）とすると、上述し
た移相回路１１０Ｃと同じであって（１）式に示したＫ
2 をそのまま適用することができる。したがって、位相
シフト量も時定数Ｔ₁を用いて表現すると、上述した
（５）式に示したφ1 と同じとなる。

【００８９】また、図１３はＬＲ回路を含む移相回路の
他の構成を示す回路図であり、図１０に示した発振器１
Ａの後段の移相回路１３０Ｃと置き換え可能な構成が示
されている。同図に示す移相回路１３０Ｌは、図１０に
示した後段の移相回路１３０Ｃ内の可変抵抗３６とキャ
パシタ３４からなるＣＲ回路を、インダクタ３７と可変
抵抗３６からなるＬＲ回路に置き換えた構成を有してい
る。

【００９０】上述した移相回路１３０Ｌの伝達関数は、
可変抵抗３６とインダクタ３７からなるＬＲ回路の時定
数をＴ₂（可変抵抗３６の抵抗値をＲ、インダクタ３７
のインダクタンスをＬとするとＴ₂＝Ｌ／Ｒ）とする
と、上述した移相回路１３０Ｃと同じであって（２）式
に示したＫ3 をそのまま適用することができる。したが
って、位相シフト量も時定数Ｔ₂を用いて表現すると、
上述した（６）式に示したφ2 と同じとなる。

【００９１】このように、図１２に示した移相回路１１
０Ｌおよび図１３に示した移相回路１３０Ｌのそれぞれ
は、図１０に示した移相回路１１０Ｃあるいは１３０Ｃ
と等価であり、図１０に示した発振器１Ａにおいて、前
段の移相回路１１０Ｃを図１２に示した移相回路１１０
Ｌに、後段の移相回路１３０Ｃを図１３に示した移相回
路１３０Ｌにそれぞれ置き換えることが可能である。２
つの移相回路１１０Ｃ、１３０Ｃのそれぞれを移相回路
１１０Ｌ、１３０Ｌに置き換えた場合には、発振器全体
を集積化することにより発振周波数の高周波化が容易と
なる。

【００９２】また、２つの移相回路１１０Ｃ、１３０Ｃ
のいずれか一方を移相回路１１０Ｌあるいは１３０Ｌに
置き換えるようにしてもよい。この場合には、温度変化
に対する発振周波数の変動を抑制する効果がある。

【００９３】ところで、図１０に示した発振器１Ａは、
２つの移相回路１１０Ｃ、１３０Ｃのそれぞれに抵抗２
２あるいは４２を接続することにより、発振周波数を可
変したときの振幅変動を防止したが、周波数の可変範囲
が狭い場合には振幅変動も少なくなるため上述した抵抗
２２、４２を取り除いて発振器を構成することもでき
る。あるいは、一方の抵抗２２あるいは４２のみを取り
除いて発振器を構成することもできる。

【００９４】〔第５の実施形態〕上述した各実施形態の
発振器１等では、２つの移相回路１０Ｃ、３０Ｃ等の両
方のゲインを１より大きく設定したが、いずれか一方の
ゲインのみを１より大きく設定し、他方のゲインを１に
設定するようにしてもよい。

【００９５】図１４は、図１に示した発振器１におい
て、後段の移相回路のゲインを１に設定した発振器１Ｂ
の構成を示す回路図である。図１に示した発振器１の後
段の移相回路３０Ｃをゲインが１の移相回路３０Ｃ′に
置き換えた構成を有している。

【００９６】移相回路３０Ｃ′は、図４に構成を示した
移相回路３０Ｃに含まれる抵抗４１と４３からなる分圧
回路を省略したものであり、それ以外の構成は移相回路
３０Ｃと共通している。別の見方をすれば、抵抗４１と
４３からなる分圧回路を省略するということは、この分
圧回路による分圧比を１に設定したことと等価であり、
このように考えると移相回路３０Ｃ′も移相回路３０Ｃ
の一態様であるといえる。なお、分圧比を１に設定した
場合とは、一方の抵抗４１の抵抗値を０にした場合であ
り、この場合には他方の抵抗４３は残しておいても取り
除いてもよい。取り除いた場合には図１４に示した移相
回路３０Ｃ′そのものとなる。

【００９７】このように、一方の移相回路３０Ｃ′のゲ
インを１に設定した場合には、他方の移相回路１０Ｃの
ゲインを１より大きな値に設定することにより、発振器
１Ｂの帰還ループのオープンループゲインを１以上に設
定でき、図１に示した発振器１と同様の発振動作が行わ
れる。

【００９８】図１５は、図１０に示した発振器１Ａにお
いて、後段の移相回路のゲインを１に設定した発振器１
Ｃの構成を示す回路図である。図１０に示した発振器１
Ａの後段の移相回路１３０Ｃをゲインが１の移相回路３
０Ｃ′に置き換えた構成を有している。

【００９９】移相回路３０Ｃ′は、図１４に示した発振
器１Ｂの後段に用いたものと同じであり、図１０に構成
を示した移相回路１３０Ｃ内の抵抗４２を省略するとと
もに、抵抗３８と抵抗４０の各抵抗値を同じ値に設定し
たものであって、それ以外の構成は移相回路１３０Ｃと
共通している。このように、２つの抵抗３８、４０の各
抵抗値が同じであるため、周波数を可変した際のゲイン
が全域において１であり、抵抗４２は不要となる。

【０１００】別の見方をすれば、抵抗４２を省略すると
いうことは、抵抗４２の抵抗値を非常に大きく、正確に
は無限大まで大きくすることと等価であり、このように
考えると移相回路３０Ｃ′も移相回路１３０Ｃの一態様
であるといえる。

【０１０１】このように、一方の移相回路３０Ｃ′のゲ
インを１に設定した場合には、他方の移相回路１１０Ｃ
のゲインを１より大きな値に設定することにより、発振
器１Ｃの帰還ループのオープンループゲインを１以上に
設定でき、発振器１Ｃによって図１に示した発振器１と
同様の発振動作が行われる。

【０１０２】なお、図１４あるいは図１５に示した発振
器１Ｂ、１Ｃは、後段の移相回路３０Ｃ′のゲインを１
にしたが、前段の移相回路のゲインを１にするとともに
後段の移相回路のゲインを１より大きくしてもよい。す
なわち、図１に示す発振器１において、後段の移相回路
３０Ｃはそのままに、前段の移相回路１０Ｃを、抵抗２
１と２３からなる分圧回路を省略した移相回路に置き換
えるようにしてもよい。また、図１０に示す発振器１Ａ
において、後段の移相回路１３０Ｃはそのままに、前段
の移相回路１１０Ｃを、抵抗１８′と抵抗２０′の各抵
抗値を同じにするとともに抵抗２２の抵抗値を非常に大
きな値に設定、あるいは抵抗２２を省略した移相回路に
置き換えるようにしてもよい。

【０１０３】また、図１４あるいは図１５に示した発振
器１Ｂ、１Ｃにおいて、前後の移相回路１０Ｃ、３０
Ｃ′あるいは移相回路１１０Ｃ、３０Ｃ′の順番を入れ
換えるようにしてもよい。あるいは、図１０に示した発
振器１Ａの前段の移相回路１１０Ｃをゲインが１の移相
回路１１０Ｃ′に置き換えるとともに前後の移相回路の
順番を入れ換えたり、図１０に示した発振器１Ａの前段
の移相回路１１０Ｃをゲインが１の移相回路１１０Ｃ′
に置き換えるとともに前後の移相回路の順番を入れ換え
るようにしてもよい。

【０１０４】また、図１、図１０、図１４、図１５に示
した発振器１、１Ａ、１Ｂ、１Ｃに含まれるいずれか一
方、あるいは両方の移相回路を図６、８、１２、１３に
示した移相回路１０Ｌ、３０Ｌ、１１０Ｌ、１３０Ｌの
いずれかと置き換えて発振器を構成する場合には、この
発振器に含まれる一方の移相回路のゲインを１に設定
し、他方の移相回路のゲインを１より大きな値に設定す
ることにより、この発振器の帰還ループのオープンルー
プゲインを１以上に設定することができ、図１に示した
発振器１等と同様の発振動作を行うことが可能となる。

【０１０５】〔第６の実施形態〕また、図１に示した発
振器１と図１０に示した発振器１Ａの各移相回路を相互
に組み合わせて発振器を構成することもできる。

【０１０６】図１６は前段に図２に示した移相回路１０
Ｃを、後段に図１０に示した移相回路１３０Ｃを用いた
発振器１Ｄの構成を示す回路図である。上述した第１お
よび第３の実施形態で説明したように、図２に示した移
相回路１０Ｃと図１０に示した移相回路１３０Ｃは、と
もにゲインが１以上であって所定の位相シフトを行う点
で等価であり、図１６に示した発振器１Ｄは図１に示し
た発振器１等と同様の発振動作を行うことができる。

【０１０７】同様に、図１７は、前段に図１０に示した
移相回路１１０Ｃを、後段に図４に示した移相回路３０
Ｃを用いた発振器１Ｅの構成を示す回路図である。上述
した第１および第３の実施形態で説明したように、図２
に示した移相回路３０Ｃと図１０に示した移相回路１１
０Ｃは、ともにゲインが１以上であって所定の位相シフ
トを行う点で等価であり、図１７に示した発振器１Ｅは
図１に示した発振器１等と同様の発振動作を行うことが
できる。

【０１０８】また、図１６あるいは図１７に示した発振
器１Ｄ、１Ｅに含まれるいずれか一方、あるいは両方の
移相回路を図６、８、１２、１３に示した移相回路１０
Ｌ、３０Ｌ、１１０Ｌ、１３０Ｌのいずれかと置き換え
て発振器を構成することもできる。

【０１０９】〔その他の実施形態〕なお、本発明は上述
した各種の実施形態に限定されるものではなく、この発
明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。

【０１１０】例えば、上述した移相回路３０Ｃ、３０
Ｌ、１３０Ｃ、１３０Ｌに含まれる可変抵抗３６を半導
体基板上に集積化した場合、あるいは移相回路１０Ｃ、
１０Ｌ、１１０Ｃ、１１０Ｌに含まれる抵抗１６を可変
抵抗に置き換え、この可変抵抗を半導体基板上に集積化
した場合には、具体的には接合型あるいはＭＯＳ型のＦ
ＥＴのチャネルを抵抗体として用いて実現することがで
きる。このようにＦＥＴによって可変抵抗を形成した場
合には、ゲート電圧を可変することによりソース・ドレ
イン間の抵抗が変わるため、電圧制御型の発振器を構成
することができる。

【０１１１】また、ｐチャネルのＦＥＴとｎチャネルの
ＦＥＴとを並列接続して可変抵抗を構成してもよい。こ
のように、２つのＦＥＴを組み合わせて可変抵抗を構成
することにより、ＦＥＴの非線形領域の改善を行うこと
ができるため、発振出力の歪みを少なくすることができ
る。

【０１１２】また、各移相回路内のＣＲ回路を構成する
抵抗の抵抗値を変化させるのではなく、キャパシタの静
電容量を変えることによりＣＲ回路の時定数を変化さ
せ、これにより移相回路の位相シフト量、すなわち発振
器の発振周波数を変化させるようにしてもよい。

【０１１３】具体的には、図２に示した移相回路１０Ｃ
あるいは図１０に示した移相回路１１０Ｃに含まれるキ
ャパシタ１４、または図４に示した移相回路３０Ｃある
いは図１０に示した移相回路１３０Ｃに含まれるキャパ
シタ３４を、可変容量ダイオードと直流電流阻止用のキ
ャパシタに置き換える。可変容量ダイオードは、印加す
る逆バイアス電圧を変えることによりアノード・カソー
ド間の静電容量が変化するものである。このような可変
容量ダイオードと抵抗とを直列接続してＣＲ回路を構成
することにより、印加する逆バイアス電圧を変えてこの
ＣＲ回路の時定数を変えることができ、移相回路による
位相シフト量を変化させることができる。

【０１１４】また、この可変容量ダイオードの代わり
に、ゲートに印加する制御電圧に応じてそのゲート容量
がある範囲で変更可能なＦＥＴを可変容量素子として用
いるようにしてもよい。

【０１１５】また、上述したように可変抵抗や可変容量
素子を用いる場合の他、素子定数が異なる複数の抵抗、
キャパシタあるいはインダクタを用意しておいて、スイ
ッチを切り換えることにより、これら複数の素子の中か
ら１つあるいは複数を選ぶようにしてもよい。この場合
にはスイッチ切り換えにより接続する素子の個数および
接続方法（直列接続、並列接続あるいはこれらの組み合
わせ）によって、素子定数を不連続に切り換えることが
できる。

【０１１６】例えば、可変抵抗の代わりに抵抗値がＲ、
２Ｒ、４Ｒ、…といった２のｎ乗の系列の複数の抵抗を
用意しておいて、１つあるいは任意の複数を選択して直
列接続することにより、等間隔の抵抗値の切り換えをよ
り少ない素子で容易に実現することができる。同様に、
キャパシタの代わりに静電容量がＣ、２Ｃ、４Ｃ、…と
いった２のｎ乗の系列の複数のキャパシタを用意してお
いて、１つあるいは任意の複数を選択して並列接続する
ことにより、等間隔の静電容量の切り換えをより少ない
素子で容易に実現することができる。

【０１１７】また、上述した各種の実施形態において
は、オペアンプを用いた移相回路１０Ｃ、３０Ｃ等を用
いて発振器を構成することにより高い安定度を実現する
ことができるが、本実施形態の移相回路１０Ｃ、３０Ｃ
等のような使い方をする場合にはオフセット電圧や電圧
利得はそれほど高性能なものが要求されないため所定の
増幅度を有する差動入力増幅器を各移相回路内のオペア
ンプの代わりに使用するようにしてもよい。

【０１１８】図１８は、オペアンプの構成の中で移相回
路の動作に必要な部分を抽出した回路図であり、全体が
所定の増幅度を有する差動入力増幅器として動作する。
同図に示す差動入力増幅器は、ＦＥＴにより構成された
差動入力段１００と、この差動入力段１００に定電流を
与える定電流回路１０２と、定電流回路１０２に所定の
バイアス電圧を与えるバイアス回路１０４と、差動入力
段１００に接続された出力アンプ１０６とによって構成
されている。同図に示すように、実際のオペアンプに含
まれている電圧利得を稼ぐための多段増幅回路を省略し
て、差動入力増幅器の構成を簡略化し、広帯域化を図る
ことができる。このように、回路の簡略化を行うことに
より、動作周波数の上限を高くすることができるため、
その分この差動入力増幅器を用いて構成した発振回路の
発振周波数の上限を高くすることができる。

【０１１９】また、上述した各実施形態の発振器は、後
段の移相回路３０Ｃ等の出力端４６を発振器の出力端子
９２に接続して発振出力を取り出したが、前段の移相回
路１０Ｃ等から発振出力を取り出すようにしてもよい。
また、後段の移相回路３０Ｃ等の前後から、あるいは前
段の移相回路１０Ｃ等の前後から互いに所定の位相差を
有する２相出力を取り出すようにしてもよい。２相出力
を取り出して各出力を合成すれば、任意の位相の発振出
力を得ることができる。

【０１２０】また、上述した各種の実施形態で示した発
振器において、いずれか一方の移相回路内のＣＲ回路を
構成するキャパシタをコンデンサマイクに置き換えるこ
とにより、このコンデンサマイクで拾う音声の音圧レベ
ルに応じた直接的なＦＭ変調が可能となる。したがっ
て、コンデンサマイクを含んでＦＭ変調装置を構成する
ことができ、この出力を直接あるいは電力増幅を行った
後にアンテナを介して空中に放出することにより、簡易
な構成のＦＭワイヤレスマイクを実現することができ
る。あるいは、上述したＦＭ変調装置から出力されるＦ
Ｍ変調がかかった信号を回線等の伝送線に送出してもよ
い。

【０１２１】また、上述した各種の実施形態で示した発
振器において、いずれか一方の移相回路内のＣＲ回路あ
るいはＬＲ回路を構成する抵抗（発振周波数設定用の可
変抵抗を除く）あるいはキャパシタを、外部から印加さ
れる入力電圧に応じて抵抗値や静電容量が変更可能なＦ
ＥＴあるいは可変容量素子に置き換えることにより、音
声信号等を入力電圧とした直接的なＦＭ変調が可能とな
る。この場合には、上述したコンデンサマイクを使用し
たＦＭ変調装置と同様に、その出力をアンテナを介して
空中に放出し、あるいは回線等の伝送線に送出すること
ができる。

【０１２２】

【発明の効果】以上の各実施形態に基づく説明から明ら
かなように、２つの移相回路を縦続接続し、これら縦続
接続された２つの移相回路の後段の出力を前段の入力側
に帰還させるため、移相回路全体による位相シフト量を
所定の周波数において３６０°にすることができ、安定
な正弦波発振出力を得ることができる。

【０１２３】また、移相回路に含まれるＣＲ回路あるい
はＬＲ回路の時定数を変化させることにより発振周波数
を可変することができ、しかも発振周波数を可変して
も、発振周波数の下限近傍から上限近傍までの広範囲に
わたって振幅変動が起きることがなく、ほぼ一定の振幅
を有する発振出力を得ることができる。したがって、発
振周波数によって、発振が停止したり振幅が飽和したり
するおそれがなくなる。

【０１２４】さらに、発振器内の２つの移相回路をＣＲ
回路を含んで構成した場合には、発振器全体を容易に集
積化することができる。同様に、２つの移相回路をＬＲ
回路を含んで構成した場合には、集積化によって小さな
インダクタを形成することにより容易に発振周波数の高
周波化が可能となる。特に、一方の移相回路をＣＲ回路
を含んで、他方の移相回路をＬＲ回路を含んで構成した
場合には、温度等による特性の変動を防止できることか
ら、特性が安定化する。

【０１２５】また、縦続接続された２つの移相回路内の
ＣＲ回路あるいはＬＲ回路を構成する抵抗あるいはキャ
パシタを、入力電圧に応じて抵抗値や静電容量が変更可
能なＦＥＴあるいは可変容量素子に置き換えれば、音声
信号等を入力電圧とした簡易な構成のＦＭ変調装置を得
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を適用した第１の実施形態の発振器の構
成を示す回路図である。

【図２】図１に示した前段の移相回路の構成を抜き出し
て示した回路図である。

【図３】前段の移相回路の入出力電圧とキャパシタ等に
現れる電圧との関係を示すベクトル図である。

【図４】図１に示した後段の移相回路の構成を抜き出し
て示した回路図である。

【図５】後段の移相回路の入出力電圧とキャパシタ等に
現れる電圧との関係を示すベクトル図である。

【図６】ＬＲ回路を含む移相回路の構成を示す回路図で
あり、図１に示した発振器の前段の移相回路と置き換え
可能な構成を示す図である。

【図７】図６に示す移相回路の入出力電圧とインダクタ
等に現れる電圧との関係を示すベクトル図である。

【図８】ＬＲ回路を含む移相回路の他の構成を示す回路
図であり、図１に示した発振器の後段の移相回路と置き
換え可能な構成を示す図である。

【図９】図８に示す移相回路の入出力電圧とインダクタ
等に現れる電圧との関係を示すベクトル図である。

【図１０】発振器の第３の実施形態を示す回路図であ
る。

【図１１】図１０に示す各移相回路を一般化した図であ
る。

【図１２】ＬＲ回路を含む移相回路の構成を示す回路図
であり、図１０に示した発振器の前段の移相回路と置き
換え可能な構成を示す図である。

【図１３】ＬＲ回路を含む移相回路の他の構成を示す回
路図であり、図１０に示した発振器の後段の移相回路と
置き換え可能な構成を示す図である。

【図１４】図１に示した発振器において、後段の移相回
路のゲインを１に設定した発振器の構成を示す回路図で
ある。

【図１５】図１０に示した発振器において、後段の移相
回路のゲインを１に設定した発振器の構成を示す回路図
である。

【図１６】前段に図２に示した移相回路１０Ｃを、後段
に図１０に示した移相回路１３０Ｃを用いた発振器の構
成を示す回路図である。

【図１７】前段に図１０に示した移相回路１１０Ｃを、
後段に図４に示した移相回路３０Ｃを用いた発振器の構
成を示す回路図である。

【図１８】オペアンプの構成の中で移相回路の動作に必
要な部分を抽出した回路図である。

【図１９】従来の正弦波発振器の一例を示す回路図であ
る。

【図２０】従来の正弦波発振器の一例を示す回路図であ
る。

【符号の説明】

１、１Ａ、１Ｂ、１Ｃ、１Ｄ、１Ｅ発振器１０Ｃ、３０Ｃ、１１０Ｃ、１３０Ｃ、１０Ｌ、３０
Ｌ、１１０Ｌ、１３０Ｌ移相回路１２、３２オペアンプ１４、３４キャパシタ１７、３７インダクタ１６、１８、２０、２２、３８、４０、４２抵抗３６可変抵抗７０帰還抵抗９２出力端子

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】反転入力端子に第１の抵抗の一方端が接
続され前記第１の抵抗を介して交流信号が入力される差
動入力増幅器と、前記差動入力増幅器の出力端子に接続
された分圧回路と、前記分圧回路の出力端と前記差動入
力増幅器の反転入力端子との間に接続された第２の抵抗
と、第３の抵抗およびキャパシタで構成され前記第１の
抵抗の他方端に接続されたＣＲ回路とを含み、前記第３
の抵抗および前記キャパシタの接続部を前記差動入力増
幅器の非反転入力端子に接続した２つの移相回路を備
え、前記２つの移相回路を縦続接続し、これら縦続接続
された２つの移相回路の後段の出力を前段の入力側に帰
還させるとともに、前記２つの移相回路のいずれかから
正弦波発振出力を取り出すことを特徴とする発振器。
【請求項２】反転入力端子に第１の抵抗の一方端が接
続され前記第１の抵抗を介して交流信号が入力される差
動入力増幅器と、前記差動入力増幅器の出力端子に接続
された分圧回路と、前記分圧回路の出力端と前記差動入
力増幅器の反転入力端子との間に接続された第２の抵抗
と、第３の抵抗およびインダクタで構成され前記第１の
抵抗の他方端に接続されたＬＲ回路とを含み、前記第３
の抵抗および前記インダクタの接続部を前記差動入力増
幅器の非反転入力端子に接続した２つの移相回路を備
え、前記２つの移相回路を縦続接続し、これら縦続接続
された２つの移相回路の後段の出力を前段の入力側に帰
還させるとともに、前記２つの移相回路のいずれかから
正弦波発振出力を取り出すことを特徴とする発振器。
【請求項３】請求項１または２において、前記２つの移相回路内の前記第１および第２の抵抗の抵
抗値を同じ値に設定することを特徴とする発振器。
【請求項４】請求項１〜３のいずれかにおいて、前記２つの移相回路を含んで形成される帰還ループのオ
ープンループゲインが１以上となるように、前記２つの
移相回路の少なくとも一方において、前記分圧回路の分
圧比を１より小さな値に設定することを特徴とする発振
器。
【請求項５】反転入力端子に第１の抵抗の一方端が接
続され前記第１の抵抗を介して交流信号が入力される差
動入力増幅器と、前記差動入力増幅器の反転入力端子と
出力端子との間に接続された第２の抵抗と、一方端が前
記差動入力増幅器の反転入力端子に接続され他方端が接
地された第３の抵抗と、第４の抵抗およびキャパシタで
構成され前記第１の抵抗の他方端に接続されたＣＲ回路
とを含み、前記第４の抵抗および前記キャパシタの接続
部を前記差動入力増幅器の非反転入力端子に接続した２
つの移相回路を備え、前記２つの移相回路を縦続接続
し、これら縦続接続された２つの移相回路の後段の出力
を前段の入力側に帰還させるとともに、前記２つの移相
回路のいずれかから正弦波発振出力を取り出すことを特
徴とする発振器。
【請求項６】反転入力端子に第１の抵抗の一方端が接
続され前記第１の抵抗を介して交流信号が入力される差
動入力増幅器と、前記差動入力増幅器の反転入力端子と
出力端子との間に接続された第２の抵抗と、一方端が前
記差動入力増幅器の反転入力端子に接続され他方端が接
地された第３の抵抗と、第４の抵抗およびインダクタで
構成され前記第１の抵抗の他方端に接続されたＬＲ回路
とを含み、前記第４の抵抗および前記インダクタの接続
部を前記差動入力増幅器の非反転入力端子に接続した２
つの移相回路を備え、前記２つの移相回路を縦続接続
し、これら縦続接続された２つの移相回路の後段の出力
を前段の入力側に帰還させるとともに、前記２つの移相
回路のいずれかから正弦波発振出力を取り出すことを特
徴とする発振器。
【請求項７】請求項５または６において、前記２つの移相回路を含んで形成される帰還ループのオ
ープンループゲインが１以上となるように、前記２つの
移相回路の少なくとも一方において、前記第２の抵抗の
抵抗値を前記第１の抵抗の抵抗値より高くすることを特
徴とする発振器。
【請求項８】請求項５〜７のいずれかにおいて、前記ＣＲ回路あるいは前記ＬＲ回路の時定数を可変した
ときに、可変の上限近傍と下限近傍における前記移相回
路の出力振幅がほぼ一定となるように前記第３の抵抗の
抵抗値を設定することを特徴とする発振器。
【請求項９】反転入力端子に第１の抵抗の一方端が接
続され前記第１の抵抗を介して交流信号が入力される差
動入力増幅器と、前記差動入力増幅器の出力端子に接続
された分圧回路と、前記分圧回路の出力端と前記差動入
力増幅器の反転入力端子との間に接続された第２の抵抗
と、第３の抵抗およびキャパシタで構成され前記第１の
抵抗の他方端に接続されたＣＲ回路とを含み、前記第３
の抵抗および前記キャパシタの接続部を前記差動入力増
幅器の非反転入力端子に接続した第１の移相回路と、反転入力端子に第４の抵抗の一方端が接続され前記第４
の抵抗を介して交流信号が入力される差動入力増幅器
と、前記差動入力増幅器の出力端子に接続された分圧回
路と、前記分圧回路の出力端と前記差動入力増幅器の反
転入力端子との間に接続された第５の抵抗と、第６の抵
抗およびインダクタで構成され前記第４の抵抗の他方端
に接続されたＬＲ回路とを含み、前記第６の抵抗および
前記インダクタの接続部を前記差動入力増幅器の非反転
入力端子に接続した第２の移相回路と、反転入力端子に第７の抵抗の一方端が接続され前記第７
の抵抗を介して交流信号が入力される差動入力増幅器
と、前記差動入力増幅器の反転入力端子と出力端子との
間に接続された第８の抵抗と、一方端が前記差動入力増
幅器の反転入力端子に接続され他方端が接地された第９
の抵抗と、第１０の抵抗およびキャパシタで構成され前
記第７の抵抗の他方端に接続されたＣＲ回路とを含み、
前記第１０の抵抗および前記キャパシタの接続部を前記
差動入力増幅器の非反転入力端子に接続した第３の移相
回路と、反転入力端子に第１１の抵抗の一方端が接続され前記第
１１の抵抗を介して交流信号が入力される差動入力増幅
器と、前記差動入力増幅器の反転入力端子と出力端子と
の間に接続された第１２の抵抗と、一方端が前記差動入
力増幅器の反転入力端子に接続され他方端が接地された
第１３の抵抗と、第１４の抵抗およびインダクタで構成
され前記第１１の抵抗の他方端に接続されたＬＲ回路と
を含み、前記第１４の抵抗および前記インダクタの接続
部を前記差動入力増幅器の非反転入力端子に接続した第
４の移相回路とのうち、いずれか２つの移相回路を備
え、これら２つの移相回路を縦続接続して後段の出力を
前段の入力側に帰還させるとともに、前記２つの移相回
路のいずれかから正弦波発振出力を取り出すことを特徴
とする発振器。
【請求項１０】請求項９において、縦続接続された前記２つの移相回路に前記第１および第
２の移相回路の少なくとも一方が含まれる場合には、前
記２つの移相回路を含んで形成される帰還ループのオー
プンループゲインが１以上となるように、前記２つの移
相回路の少なくとも一方において、前記分圧回路の分圧
比を１より小さな値に設定することを特徴とする発振
器。
【請求項１１】請求項９または１０において、縦続接続された前記２つの移相回路に前記第３および第
４の移相回路の少なくとも一方が含まれる場合には、前
記ＣＲ回路あるいは前記ＬＲ回路の時定数を可変して、
可変の上限近傍と下限近傍における前記移相回路の出力
振幅がほぼ一定となるように前記第９あるいは第１３の
抵抗の抵抗値を設定することを特徴とする発振器。
【請求項１２】請求項１〜１１において、縦続接続された前記２つの移相回路の双方に前記ＣＲ回
路あるいは前記ＬＲ回路が含まれている場合には、前記
ＣＲ回路を構成する抵抗および前記キャパシタの接続順
序、あるいは前記ＬＲ回路を構成する抵抗および前記イ
ンダクタの接続順序を、前記２つの移相回路において反
対にし、前記２つの移相回路のいずれか一方に前記ＣＲ
回路が含まれ、他方に前記ＬＲ回路が含まれている場合
には、前記キャパシタあるいは前記インダクタと前記抵
抗との接続順序を前記２つの移相回路において同じにし
たことを特徴とする発振器。
【請求項１３】請求項１〜１２のいずれかにおいて、縦続接続された前記２つの移相回路内の前記ＣＲ回路あ
るいは前記ＬＲ回路のうち、少なくとも一方の前記ＣＲ
回路あるいは前記ＬＲ回路の時定数を可変することによ
り、発振周波数を変化させることを特徴とする発振器。
【請求項１４】請求項１３において、前記ＣＲ回路あるいは前記ＬＲ回路に含まれる抵抗の抵
抗値を可変することにより、前記時定数を変化させるこ
とを特徴とする発振器。
【請求項１５】請求項１４において、前記ＣＲ回路あるいは前記ＬＲ回路に含まれる抵抗をｐ
チャネル型のＦＥＴとｎチャネル型のＦＥＴとを並列接
続することにより形成し、各ＦＥＴのゲート電圧の大き
さを変えてチャネル抵抗を変えることを特徴とする発振
器。
【請求項１６】請求項１３において、前記ＣＲ回路に含まれる前記キャパシタを可変容量素子
により形成し、この可変容量素子の静電容量を変えるこ
とにより、前記時定数を変化させることを特徴とする発
振器。
【請求項１７】請求項１〜１６において、前記２つの移相回路から２相出力を取り出すことを特徴
とする発振器。
【請求項１８】請求項１〜１７のいずれかにおいて、前記差動入力増幅器は演算増幅器であることを特徴とす
る発振器。
【請求項１９】請求項１〜１８のいずれかにおいて、外部から印加される入力電圧がＦＭ変調されるように、
縦続接続された前記２つの移相回路内の前記ＣＲ回路あ
るいはＬＲ回路を構成する抵抗あるいはキャパシタを、
前記入力電圧に応じて抵抗値や静電容量が変更可能なＦ
ＥＴあるいは可変容量素子で構成することを特徴とする
発振器。
【請求項２０】請求項１９において、縦続接続された前記２つの移相回路に前記ＣＲ回路が含
まれる場合に、前記ＣＲ回路内の前記キャパシタをコン
デンサマイクで構成することを特徴とする発振器。