JPH09206298A - デジタル直交検波方法，デジタル直交検波装置および超音波診断装置 - Google Patents
デジタル直交検波方法，デジタル直交検波装置および超音波診断装置Info
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- JPH09206298A JPH09206298A JP1598996A JP1598996A JPH09206298A JP H09206298 A JPH09206298 A JP H09206298A JP 1598996 A JP1598996 A JP 1598996A JP 1598996 A JP1598996 A JP 1598996A JP H09206298 A JPH09206298 A JP H09206298A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 参照周波数を容易に変更できるデジタル直交
検波方法および装置を提供する。 【構成】 デジタルデータのサンプリング周期Ｔｓをｍ
分割する各時刻における補間デジタルデータＥ１を４つ
のデジタルデータｄ11，ｄ12，ｄ13，ｄ14から補間演算
により算出するための係数セットｋ1i，ｋ2i，ｋ3i，ｋ
4iを係数テーブル１０５に記憶しておく。タイミング制
御回路１０３から“Ｔｓ＋ｎ（Ｔｓ／ｍ）”の周期で周
波数変更パラメータｎを出力し、“０”から“ｍ−１”
まで循環的に累積加算するアキュムレータ１０４で累積
加算し、和ｉにより係数セットｋ1i，ｋ2i，ｋ3i，ｋ4i
を選択して設定し、補間デジタルデータＥ１を算出す
る。そして、算出した補間デジタルデータＥ１またはそ
の符号を反転した補間デジタルデータ“−Ｅ１”または
“０”を選択して出力する。 【効果】 ｎを変更することによりデジタル直交検波の
参照周波数を細かく変更できる。超音波診断装置に利用
すると、スペクトラムシフトに対処できる。
検波方法および装置を提供する。 【構成】 デジタルデータのサンプリング周期Ｔｓをｍ
分割する各時刻における補間デジタルデータＥ１を４つ
のデジタルデータｄ11，ｄ12，ｄ13，ｄ14から補間演算
により算出するための係数セットｋ1i，ｋ2i，ｋ3i，ｋ
4iを係数テーブル１０５に記憶しておく。タイミング制
御回路１０３から“Ｔｓ＋ｎ（Ｔｓ／ｍ）”の周期で周
波数変更パラメータｎを出力し、“０”から“ｍ−１”
まで循環的に累積加算するアキュムレータ１０４で累積
加算し、和ｉにより係数セットｋ1i，ｋ2i，ｋ3i，ｋ4i
を選択して設定し、補間デジタルデータＥ１を算出す
る。そして、算出した補間デジタルデータＥ１またはそ
の符号を反転した補間デジタルデータ“−Ｅ１”または
“０”を選択して出力する。 【効果】 ｎを変更することによりデジタル直交検波の
参照周波数を細かく変更できる。超音波診断装置に利用
すると、スペクトラムシフトに対処できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、デジタル直交検波方
法，デジタル直交検波装置および超音波診断装置に関
し、さらに詳しくは、参照周波数（直交検波における参
照信号の周波数）を容易に変更することが出来るデジタ
ル直交検波方法，デジタル直交検波装置および超音波診
断装置に関する。
法，デジタル直交検波装置および超音波診断装置に関
し、さらに詳しくは、参照周波数（直交検波における参
照信号の周波数）を容易に変更することが出来るデジタ
ル直交検波方法，デジタル直交検波装置および超音波診
断装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図６は、超音波診断装置において超音波
パルスを送信してから超音波エコーを受信するまでのエ
コー時間と超音波エコーのスペクトラムの中心周波数の
関係を示す特性図である。図６から判るように、エコー
時間が長くなるほど（つまり、生体の深部からの超音波
エコーほど）、スペクトラムが低域へシフトする。これ
は、生体の深部ほど高域成分の減衰が大きくなるためで
ある。
パルスを送信してから超音波エコーを受信するまでのエ
コー時間と超音波エコーのスペクトラムの中心周波数の
関係を示す特性図である。図６から判るように、エコー
時間が長くなるほど（つまり、生体の深部からの超音波
エコーほど）、スペクトラムが低域へシフトする。これ
は、生体の深部ほど高域成分の減衰が大きくなるためで
ある。
【０００３】このスペクトラムシフトに対処するための
従来方法としては、図７に示すように、スペクトラムＳ
ｐのシフトに合せてバンドパスフィルタのフィルタ特性
Ｆをシフトさせるダイナミックフィルタ法、および、図
８に示すように、直交検波後の同相成分Ｉおよび直交成
分Ｑに回転行列を乗じて新たな同相成分Ｉ’および直交
成分Ｑ’に変換し、等価的に参照周波数をシフトさせる
回転行列法が知られている。
従来方法としては、図７に示すように、スペクトラムＳ
ｐのシフトに合せてバンドパスフィルタのフィルタ特性
Ｆをシフトさせるダイナミックフィルタ法、および、図
８に示すように、直交検波後の同相成分Ｉおよび直交成
分Ｑに回転行列を乗じて新たな同相成分Ｉ’および直交
成分Ｑ’に変換し、等価的に参照周波数をシフトさせる
回転行列法が知られている。
【０００４】なお、超音波診断装置における直交検波
は、エコー信号を２つに分け、それらエコー信号に９０
゜位相の異なる２つの参照信号をそれぞれ乗算して、同
相成分Ｉおよび直交成分Ｑを生成するものである。これ
ら同相成分Ｉおよび直交成分Ｑはドプラ成分を表してお
り、これにより血流情報が得られる。
は、エコー信号を２つに分け、それらエコー信号に９０
゜位相の異なる２つの参照信号をそれぞれ乗算して、同
相成分Ｉおよび直交成分Ｑを生成するものである。これ
ら同相成分Ｉおよび直交成分Ｑはドプラ成分を表してお
り、これにより血流情報が得られる。
【０００５】本発明に関連する他の従来技術としては、
特開平５−１８４５６８号公報に開示の「デジタル位相
装置」および特開平７−３０３６３８号公報に開示の
「マルチチャンネルデジタル受信方法および装置および
超音波診断装置」がある。後者には、デジタル直交検波
についての記載がある。但し、これらには、上記スペク
トラムシフトに対処するための方法は開示されていな
い。
特開平５−１８４５６８号公報に開示の「デジタル位相
装置」および特開平７−３０３６３８号公報に開示の
「マルチチャンネルデジタル受信方法および装置および
超音波診断装置」がある。後者には、デジタル直交検波
についての記載がある。但し、これらには、上記スペク
トラムシフトに対処するための方法は開示されていな
い。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、上記
ダイナミックフィルタ法や上記回転行列法とは全く異な
る新規な発想に基づいて、スペクトラムシフトに対処す
るための新たな方法および装置を提供することにある。
ダイナミックフィルタ法や上記回転行列法とは全く異な
る新規な発想に基づいて、スペクトラムシフトに対処す
るための新たな方法および装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】第１の観点では、本発明
は、サンプリング周期Ｔｓ毎にサンプリングされたデジ
タルデータ（実デジタルデータ）を入力し、前記実デジ
タルデータを複数個用いた補間演算により２つの連続す
る実デジタルデータ間のデジタルデータ（補間デジタル
データ）を算出し、直前に算出した補間デジタルデータ
から次に算出する補間デジタルデータまでの時間が“Ｔ
ｓ＋ΔＴ”となるように次に算出する補間デジタルデー
タの補間位置を制御し、算出した補間デジタルデータま
たはその符号を反転した補間デジタルデータまたは
“０”を選択して出力することを特徴とするデジタル直
交検波方法を提供する。上記第１の観点によるデジタル
直交検波方法では、入力されるデジタルデータのサンプ
リング時間Ｔｓに対して、出力するデジタルデータの周
期を“Ｔｓ＋ΔＴ”とする。これは、直交検波の参照周
波数を変更したことと等価であるから、ΔＴを制御する
ことにより容易に参照周波数を変更できることとなる。
は、サンプリング周期Ｔｓ毎にサンプリングされたデジ
タルデータ（実デジタルデータ）を入力し、前記実デジ
タルデータを複数個用いた補間演算により２つの連続す
る実デジタルデータ間のデジタルデータ（補間デジタル
データ）を算出し、直前に算出した補間デジタルデータ
から次に算出する補間デジタルデータまでの時間が“Ｔ
ｓ＋ΔＴ”となるように次に算出する補間デジタルデー
タの補間位置を制御し、算出した補間デジタルデータま
たはその符号を反転した補間デジタルデータまたは
“０”を選択して出力することを特徴とするデジタル直
交検波方法を提供する。上記第１の観点によるデジタル
直交検波方法では、入力されるデジタルデータのサンプ
リング時間Ｔｓに対して、出力するデジタルデータの周
期を“Ｔｓ＋ΔＴ”とする。これは、直交検波の参照周
波数を変更したことと等価であるから、ΔＴを制御する
ことにより容易に参照周波数を変更できることとなる。
【０００８】第２の観点では、本発明は、サンプリング
周期Ｔｓ毎にサンプリングされたデジタルデータ（実デ
ジタルデータ）を複数個記憶するデータ記憶手段と、最
小値“０”から最大値“ｍ−１”まで循環的に累積加算
する累積加算手段であって周波数変更パラメータｎ（０
≦ｎ≦ｍ−１）を累積加算しその和ｉを出力する累積加
算手段と、前記データ記憶手段より読み出した複数の実
デジタルデータを用いた補間演算により２つの連続する
実デジタルデータ間をｍ分割した時刻のうちのｉ番目
（但し、ｉ＝０のときは２つの連続する実デジタルデー
タのうちの早い方の時刻とする）のデジタルデータ（補
間デジタルデータ）を算出する補間演算手段と、前記補
間デジタルデータの符号を反転する符号反転手段と、前
記補間デジタルデータまたは前記符号を反転した補間デ
ジタルデータまたは“０”を選択する切換選択手段とを
具備したことを特徴とするデジタル直交検波装置を提供
する。上記第２の観点によるデジタル直交検波装置で
は、２つの連続する実デジタルデータ間の時間Ｔｓをｍ
分割する各時刻における補間デジタルデータを、前記２
つの連続する実デジタルデータを含む２つ以上の実デジ
タルデータから補間演算により算出できる補間演算手段
を設ける。また、周波数変更パラメータｎ（０≦ｎ≦ｍ
−１）が与えられたとき、直前に算出した補間デジタル
データから次に算出する補間デジタルデータまでの時間
が“Ｔｓ＋ｎ（Ｔｓ／ｍ）”となるような時刻を見つけ
るための累積加算手段を設ける。そして、見つけた時刻
における補間デジタルデータを算出することを繰り返
す。さらに、算出した補間デジタルデータまたはその符
号を反転した補間デジタルデータまたは“０”を切換選
択手段により選択して出力する。これによれば、入力さ
れるデジタルデータのサンプリング時間Ｔｓに対して、
出力するデジタルデータの周期が“Ｔｓ＋ｎ（Ｔｓ／
ｍ）”となる。これは、直交検波の参照周波数を変更し
たことと等価であり、周波数変更パラメータｎを制御す
ることにより容易に参照周波数を変更できるようにな
る。
周期Ｔｓ毎にサンプリングされたデジタルデータ（実デ
ジタルデータ）を複数個記憶するデータ記憶手段と、最
小値“０”から最大値“ｍ−１”まで循環的に累積加算
する累積加算手段であって周波数変更パラメータｎ（０
≦ｎ≦ｍ−１）を累積加算しその和ｉを出力する累積加
算手段と、前記データ記憶手段より読み出した複数の実
デジタルデータを用いた補間演算により２つの連続する
実デジタルデータ間をｍ分割した時刻のうちのｉ番目
（但し、ｉ＝０のときは２つの連続する実デジタルデー
タのうちの早い方の時刻とする）のデジタルデータ（補
間デジタルデータ）を算出する補間演算手段と、前記補
間デジタルデータの符号を反転する符号反転手段と、前
記補間デジタルデータまたは前記符号を反転した補間デ
ジタルデータまたは“０”を選択する切換選択手段とを
具備したことを特徴とするデジタル直交検波装置を提供
する。上記第２の観点によるデジタル直交検波装置で
は、２つの連続する実デジタルデータ間の時間Ｔｓをｍ
分割する各時刻における補間デジタルデータを、前記２
つの連続する実デジタルデータを含む２つ以上の実デジ
タルデータから補間演算により算出できる補間演算手段
を設ける。また、周波数変更パラメータｎ（０≦ｎ≦ｍ
−１）が与えられたとき、直前に算出した補間デジタル
データから次に算出する補間デジタルデータまでの時間
が“Ｔｓ＋ｎ（Ｔｓ／ｍ）”となるような時刻を見つけ
るための累積加算手段を設ける。そして、見つけた時刻
における補間デジタルデータを算出することを繰り返
す。さらに、算出した補間デジタルデータまたはその符
号を反転した補間デジタルデータまたは“０”を切換選
択手段により選択して出力する。これによれば、入力さ
れるデジタルデータのサンプリング時間Ｔｓに対して、
出力するデジタルデータの周期が“Ｔｓ＋ｎ（Ｔｓ／
ｍ）”となる。これは、直交検波の参照周波数を変更し
たことと等価であり、周波数変更パラメータｎを制御す
ることにより容易に参照周波数を変更できるようにな
る。
【０００９】第３の観点では、本発明は、上記構成のデ
ジタル直交検波装置を具備したことを特徴とする超音波
診断装置を提供する。上記第３の観点による超音波診断
装置では、上記第２の観点によるデジタル直交検波装置
を利用するため、エコー時間が長くなるほど周波数変更
パラメータｎが大きくなるように制御することによっ
て、容易にスペクトラムシフトに対処できるようにな
る。
ジタル直交検波装置を具備したことを特徴とする超音波
診断装置を提供する。上記第３の観点による超音波診断
装置では、上記第２の観点によるデジタル直交検波装置
を利用するため、エコー時間が長くなるほど周波数変更
パラメータｎが大きくなるように制御することによっ
て、容易にスペクトラムシフトに対処できるようにな
る。
【００１０】
【発明の実施の形態】以下、図に示す一実施形態により
本発明をさらに詳細に説明する。なお、これにより本発
明が限定されるものではない。図１は、この発明の一実
施形態の超音波診断装置１のブロック図である。この超
音波診断装置１では、超音波エコーを受信したプローブ
２の各チャネルから出力されるアナログ受信信号をＡ／
Ｄ変換器３１〜３ｘによりデジタルデータＤ１〜Ｄｘに
変換する。次に、各デジタルデータＤ１〜Ｄｘを遅延回
路４１〜４ｘにより遅延し、デジタルデータｄ１〜ｄｘ
とする。次に、各デジタルデータｄ１〜ｄｘを直交検波
回路６１〜６ｘにより直交検波してチャネル同相成分Ｉ
１〜Ｉｘおよびチャネル直交成分Ｑ１〜Ｑｘを取り出
す。次に、チャネル同相成分Ｉ１〜Ｉｘを加算回路７Ｉ
で加算して合成同相成分Ｉを取得すると共に、チャネル
直交成分Ｑ１〜Ｑｘを加算回路７Ｑで加算して合成直交
成分Ｑを取得する。そして、これら合成同相成分Ｉおよ
び合成直交成分ＱからＤＳＣ８でドプラ画像やカラーフ
ローマッピング画像を生成し、表示装置９で表示する。
制御回路５は、チャネル間の整相のための遅延時間を決
定し、制御信号により前記遅延回路４１〜４ｘの遅延時
間を制御する。また、制御回路５は、エコー時間が長く
なるほど大きくなるように周波数変更パラメータｎを変
更し、その周波数変更パラメータｎを制御信号により前
記直交検波回路６１〜６ｘに与える。
本発明をさらに詳細に説明する。なお、これにより本発
明が限定されるものではない。図１は、この発明の一実
施形態の超音波診断装置１のブロック図である。この超
音波診断装置１では、超音波エコーを受信したプローブ
２の各チャネルから出力されるアナログ受信信号をＡ／
Ｄ変換器３１〜３ｘによりデジタルデータＤ１〜Ｄｘに
変換する。次に、各デジタルデータＤ１〜Ｄｘを遅延回
路４１〜４ｘにより遅延し、デジタルデータｄ１〜ｄｘ
とする。次に、各デジタルデータｄ１〜ｄｘを直交検波
回路６１〜６ｘにより直交検波してチャネル同相成分Ｉ
１〜Ｉｘおよびチャネル直交成分Ｑ１〜Ｑｘを取り出
す。次に、チャネル同相成分Ｉ１〜Ｉｘを加算回路７Ｉ
で加算して合成同相成分Ｉを取得すると共に、チャネル
直交成分Ｑ１〜Ｑｘを加算回路７Ｑで加算して合成直交
成分Ｑを取得する。そして、これら合成同相成分Ｉおよ
び合成直交成分ＱからＤＳＣ８でドプラ画像やカラーフ
ローマッピング画像を生成し、表示装置９で表示する。
制御回路５は、チャネル間の整相のための遅延時間を決
定し、制御信号により前記遅延回路４１〜４ｘの遅延時
間を制御する。また、制御回路５は、エコー時間が長く
なるほど大きくなるように周波数変更パラメータｎを変
更し、その周波数変更パラメータｎを制御信号により前
記直交検波回路６１〜６ｘに与える。
【００１１】前記遅延回路４１〜４ｘとしては、特開平
５−１８４５６８号公報に開示の「デジタル位相装置」
を用いることが出来る。
５−１８４５６８号公報に開示の「デジタル位相装置」
を用いることが出来る。
【００１２】図２は、第１チャネル直交検波回路６１の
ブロック図である。タイミング制御回路１０３は、デジ
タルデータｄ１〜ｄｘのサンプリング周期をＴｓとし、
その周期Ｔｓを分割する分割数をｍとするとき、前記制
御回路５から周波数変更パラメータｎが与えられると、
“Ｔｓ＋ｎ（Ｔｓ／ｍ）”の周期でデジタルデータを出
力するようにマルチプレクサ５１３および５１５を制御
する。また、“Ｔｓ＋ｎ（Ｔｓ／ｍ）”の周期で“ｎ”
をアキュムレータ１０４に加算する。但し、ｎ＝０のと
きはアキュムレータ１０４へクリア信号ＣＬを出力す
る。なお、ｎは、０，１，２，…，ｍ−１のいずれかで
ある。
ブロック図である。タイミング制御回路１０３は、デジ
タルデータｄ１〜ｄｘのサンプリング周期をＴｓとし、
その周期Ｔｓを分割する分割数をｍとするとき、前記制
御回路５から周波数変更パラメータｎが与えられると、
“Ｔｓ＋ｎ（Ｔｓ／ｍ）”の周期でデジタルデータを出
力するようにマルチプレクサ５１３および５１５を制御
する。また、“Ｔｓ＋ｎ（Ｔｓ／ｍ）”の周期で“ｎ”
をアキュムレータ１０４に加算する。但し、ｎ＝０のと
きはアキュムレータ１０４へクリア信号ＣＬを出力す
る。なお、ｎは、０，１，２，…，ｍ−１のいずれかで
ある。
【００１３】アキュムレータ１０４は、最小値“０”か
ら最大値“ｍ−１”まで循環的に累積加算し、和ｉを出
力する。例えば、前記タイミング制御回路１０３から
“Ｔｓ＋２（Ｔｓ／ｍ）”の周期でｎ＝２が与えられる
と、和ｉとして、０，２，４，６，８を循環的に出力す
る。また、例えば、“Ｔｓ＋３（Ｔｓ／ｍ）”の周期で
ｎ＝３が与えられると、和ｉとして、０，３，６，９，
２，５，８，１，４，７を循環的に出力する。また、ア
キュムレータ１０４は、クリア信号ＣＬが与えられる
と、和ｉ＝０とする。
ら最大値“ｍ−１”まで循環的に累積加算し、和ｉを出
力する。例えば、前記タイミング制御回路１０３から
“Ｔｓ＋２（Ｔｓ／ｍ）”の周期でｎ＝２が与えられる
と、和ｉとして、０，２，４，６，８を循環的に出力す
る。また、例えば、“Ｔｓ＋３（Ｔｓ／ｍ）”の周期で
ｎ＝３が与えられると、和ｉとして、０，３，６，９，
２，５，８，１，４，７を循環的に出力する。また、ア
キュムレータ１０４は、クリア信号ＣＬが与えられる
と、和ｉ＝０とする。
【００１４】係数テーブル１０５は、図３に示すよう
に、連続する２つのデジタルデータｄ12およびｄ13間を
ｍ分割した時刻のうちのｉ番目（ｉ＝０，１，…，ｍ−
１）の補間デジタルデータｅ1iを、４つのデジタルデー
タｄ11，ｄ12，ｄ13，ｄ14から混合スプライン補間によ
り算出するための補間係数ｋ1i，ｋ2i，ｋ3i，ｋ4iを記
憶している。そして、前記アキュムレータ１０４から和
ｉが与えられると、その和ｉに対応する補間係数ｋ1i，
ｋ2i，ｋ3i，ｋ4iを係数レジスタ１９，２１，２６，２
５へ出力する。なお、ｉ＝０のときの補間係数ｋ1i，ｋ
2i，ｋ3i，ｋ4iは、０，１，０，０であり、これは２つ
の連続するデジタルデータｄ12およびｄ13のうちの早い
方の時刻のデジタルデータｄ13がそのまま補間デジタル
データｅ10になることを意味している。
に、連続する２つのデジタルデータｄ12およびｄ13間を
ｍ分割した時刻のうちのｉ番目（ｉ＝０，１，…，ｍ−
１）の補間デジタルデータｅ1iを、４つのデジタルデー
タｄ11，ｄ12，ｄ13，ｄ14から混合スプライン補間によ
り算出するための補間係数ｋ1i，ｋ2i，ｋ3i，ｋ4iを記
憶している。そして、前記アキュムレータ１０４から和
ｉが与えられると、その和ｉに対応する補間係数ｋ1i，
ｋ2i，ｋ3i，ｋ4iを係数レジスタ１９，２１，２６，２
５へ出力する。なお、ｉ＝０のときの補間係数ｋ1i，ｋ
2i，ｋ3i，ｋ4iは、０，１，０，０であり、これは２つ
の連続するデジタルデータｄ12およびｄ13のうちの早い
方の時刻のデジタルデータｄ13がそのまま補間デジタル
データｅ10になることを意味している。
【００１５】データレジスタ１５は、第１チャネルデジ
タルデータｄ11を保持する。また、データレジスタ１５
は、新たなデジタルデータを保持する前に、それまで保
持していたデジタルデータをデータレジスタ１６にシフ
トする。そこで、データレジスタ１６は、第１チャネル
デジタルデータｄ11のサンプリング時刻よりもサンプリ
ング時間Ｔｓだけ前のサンプリング時刻におけるデジタ
ルデータｄ12を保持する。また、データレジスタ１６
は、新たなデジタルデータを保持する前に、それまで保
持していたデジタルデータをデータレジスタ１７にシフ
トする。そこで、データレジスタ１７は、第１チャネル
デジタルデータｄ12のサンプリング時刻よりもサンプリ
ング時間Ｔｓだけ前のサンプリング時刻におけるデジタ
ルデータｄ13を保持する。また、データレジスタ１７
は、新たなデジタルデータを保持する前に、それまで保
持していたデジタルデータをデータレジスタ１８にシフ
トする。そこで、データレジスタ１８は、第１チャネル
デジタルデータｄ13のサンプリング時刻よりもサンプリ
ング時間Ｔｓだけ前のサンプリング時刻におけるデジタ
ルデータｄ14を保持する。
タルデータｄ11を保持する。また、データレジスタ１５
は、新たなデジタルデータを保持する前に、それまで保
持していたデジタルデータをデータレジスタ１６にシフ
トする。そこで、データレジスタ１６は、第１チャネル
デジタルデータｄ11のサンプリング時刻よりもサンプリ
ング時間Ｔｓだけ前のサンプリング時刻におけるデジタ
ルデータｄ12を保持する。また、データレジスタ１６
は、新たなデジタルデータを保持する前に、それまで保
持していたデジタルデータをデータレジスタ１７にシフ
トする。そこで、データレジスタ１７は、第１チャネル
デジタルデータｄ12のサンプリング時刻よりもサンプリ
ング時間Ｔｓだけ前のサンプリング時刻におけるデジタ
ルデータｄ13を保持する。また、データレジスタ１７
は、新たなデジタルデータを保持する前に、それまで保
持していたデジタルデータをデータレジスタ１８にシフ
トする。そこで、データレジスタ１８は、第１チャネル
デジタルデータｄ13のサンプリング時刻よりもサンプリ
ング時間Ｔｓだけ前のサンプリング時刻におけるデジタ
ルデータｄ14を保持する。
【００１６】係数レジスタ１９，２１，２３，２５は、
前記係数テーブル１０５から与えられた補間係数ｋ1i，
ｋ2i，ｋ3i，ｋ4iを保持している。
前記係数テーブル１０５から与えられた補間係数ｋ1i，
ｋ2i，ｋ3i，ｋ4iを保持している。
【００１７】乗算器２０，２２，２４，２６は、各デー
タレジスタ１５，１６，１７，１８に保持したデジタル
データｄ11，ｄ12，ｄ13，ｄ14と係数レジスタ１９，２
１，２３，２５に保持した補間係数ｋ1i，ｋ2i，ｋ3i，
ｋ4iとをそれぞれ乗算し、得られた積を加算器２７に出
力する。加算器２７は各積を加算し、その和ｅ1iを補間
デジタルデータＥ１とする。
タレジスタ１５，１６，１７，１８に保持したデジタル
データｄ11，ｄ12，ｄ13，ｄ14と係数レジスタ１９，２
１，２３，２５に保持した補間係数ｋ1i，ｋ2i，ｋ3i，
ｋ4iとをそれぞれ乗算し、得られた積を加算器２７に出
力する。加算器２７は各積を加算し、その和ｅ1iを補間
デジタルデータＥ１とする。
【００１８】前記補間デジタルデータＥ１は、乗算器５
１２およびマルチプレクサ５１３に入力される。前記乗
算器５１２は、補間デジタルデータＥ１に“−１”を乗
算し、符号を反転した補間デジタルデータ“−Ｅ１”を
マルチプレクサ５１３へ出力する。前記マルチプレクサ
５１３は、前記制御回路５からの制御信号に基づいて前
記補間デジタルデータＥ１または符号を反転した補間デ
ジタルデータ“−Ｅ１”または“０”を選択し、前記タ
イミング制御回路１０３から指示されたタイミングでマ
ルチプレクサ５１５へ出力する。前記マルチプレクサ５
１５は、前記制御回路５からの制御信号に基づいて前記
マルチプレクサ５１３で選択された前記補間デジタルデ
ータＥ１または符号を反転した補間デジタルデータ“−
Ｅ１”または“０”をローパスフィルタ５１６またはロ
ーパスフィルタ５１７のいずれへ出力かを切り替えると
共に、前記タイミング制御回路１０３から指示されたタ
イミングで出力する。
１２およびマルチプレクサ５１３に入力される。前記乗
算器５１２は、補間デジタルデータＥ１に“−１”を乗
算し、符号を反転した補間デジタルデータ“−Ｅ１”を
マルチプレクサ５１３へ出力する。前記マルチプレクサ
５１３は、前記制御回路５からの制御信号に基づいて前
記補間デジタルデータＥ１または符号を反転した補間デ
ジタルデータ“−Ｅ１”または“０”を選択し、前記タ
イミング制御回路１０３から指示されたタイミングでマ
ルチプレクサ５１５へ出力する。前記マルチプレクサ５
１５は、前記制御回路５からの制御信号に基づいて前記
マルチプレクサ５１３で選択された前記補間デジタルデ
ータＥ１または符号を反転した補間デジタルデータ“−
Ｅ１”または“０”をローパスフィルタ５１６またはロ
ーパスフィルタ５１７のいずれへ出力かを切り替えると
共に、前記タイミング制御回路１０３から指示されたタ
イミングで出力する。
【００１９】前記ローパスフィルタ５１６は、ベースバ
ンドを取り出して、第１チャネル同相成分Ｉ１として出
力する。また、前記ローパスフィルタ５１７は、ベース
バンドを取り出して、第１チャネル直交成分Ｑ１として
出力する。
ンドを取り出して、第１チャネル同相成分Ｉ１として出
力する。また、前記ローパスフィルタ５１７は、ベース
バンドを取り出して、第１チャネル直交成分Ｑ１として
出力する。
【００２０】図４は、ｍ＝１０，ｎ＝２の場合に出力さ
れる第１チャネル同相成分Ｉ１と第１チャネル直交成分
Ｑ１の説明図である。まず、開始時にｉ＝０であり、デ
ジタルデータｄ１ａがそのまま補間デジタルデータＥ１
として算出され、それが第１チャネル同相成分Ｉ１とし
て出力されたとする。それから“Ｔｓ＋２（Ｔｓ／１
０）”の時間後に、デジタルデータｄ1d，ｄ1c，ｄ1b，
ｄ1aからｉ＝２の時刻の補間デジタルデータＥ１が算出
され、これが第１チャネル直交成分Ｑ１として出力され
る。それから“Ｔｓ＋２（Ｔｓ／１０）”の時間後に、
デジタルデータｄ1e，ｄ1d，ｄ1c，ｄ1bからｉ＝４の時
刻の補間デジタルデータＥ１が算出され、その符号を反
転した補間デジタルデータ“−Ｅ１”が第１チャネル同
相成分Ｉ１として出力される。それから“Ｔｓ＋２（Ｔ
ｓ／１０）”の時間後に、デジタルデータｄ1f，ｄ1e，
ｄ1d，ｄ1cからｉ＝６の時刻の補間デジタルデータＥ１
が算出され、その符号を反転した補間デジタルデータ
“−Ｅ１”が第１チャネル直交成分Ｑ１として出力され
る。それから“Ｔｓ＋２（Ｔｓ／１０）”の時間後に、
デジタルデータｄ1g，ｄ1f，ｄ1e，ｄ1dからｉ＝８の時
刻の補間デジタルデータＥ１が算出され、それが第１チ
ャネル同相成分Ｉ１として出力される。それから“Ｔｓ
＋２（Ｔｓ／１０）”の時間後に、デジタルデータｄ1
i，ｄ1h，ｄig，ｄ1fからｉ＝０の時刻の補間デジタル
データＥ１が算出され、それが第１チャネル直交成分Ｑ
１として出力される。なお、このとき用いられるデジタ
ルデータは、ｄ1h，ｄig，ｄ1f，ｄ1eでなく、ｄ1i，ｄ
1h，ｄig，ｄ1fである。これは、出力タイミングとその
時に保持されているデジタルデータの範囲を示すスケー
ル（図４）から理解されるであろう。それから“Ｔｓ＋
２（Ｔｓ／１０）”の時間後に、デジタルデータｄ1i，
ｄ1h，ｄig，ｄ1fからｉ＝２の時刻の補間デジタルデー
タＥ１が算出され、その符号を反転した補間デジタルデ
ータ“−Ｅ１”が第１チャネル同相成分Ｉ１として出力
される。なお、このとき用いられるデジタルデータも、
前と同じｄ1i，ｄ1h，ｄig，ｄ1fである。これも、出力
タイミングとその時に保持されているデジタルデータの
範囲を示すスケール（図４）から理解されるであろう。
以下、同様にして、“Ｔｓ＋２（Ｔｓ／１０）”の周期
で第１チャネル同相成分Ｉ１と第１チャネル直交成分Ｑ
１とが順に出力される。これは、サンプリング周期Ｔｓ
のデジタルデータを、周期４｛Ｔｓ＋２（Ｔｓ／１
０）｝の参照周波数でデジタル直交検波した結果に外な
らない。
れる第１チャネル同相成分Ｉ１と第１チャネル直交成分
Ｑ１の説明図である。まず、開始時にｉ＝０であり、デ
ジタルデータｄ１ａがそのまま補間デジタルデータＥ１
として算出され、それが第１チャネル同相成分Ｉ１とし
て出力されたとする。それから“Ｔｓ＋２（Ｔｓ／１
０）”の時間後に、デジタルデータｄ1d，ｄ1c，ｄ1b，
ｄ1aからｉ＝２の時刻の補間デジタルデータＥ１が算出
され、これが第１チャネル直交成分Ｑ１として出力され
る。それから“Ｔｓ＋２（Ｔｓ／１０）”の時間後に、
デジタルデータｄ1e，ｄ1d，ｄ1c，ｄ1bからｉ＝４の時
刻の補間デジタルデータＥ１が算出され、その符号を反
転した補間デジタルデータ“−Ｅ１”が第１チャネル同
相成分Ｉ１として出力される。それから“Ｔｓ＋２（Ｔ
ｓ／１０）”の時間後に、デジタルデータｄ1f，ｄ1e，
ｄ1d，ｄ1cからｉ＝６の時刻の補間デジタルデータＥ１
が算出され、その符号を反転した補間デジタルデータ
“−Ｅ１”が第１チャネル直交成分Ｑ１として出力され
る。それから“Ｔｓ＋２（Ｔｓ／１０）”の時間後に、
デジタルデータｄ1g，ｄ1f，ｄ1e，ｄ1dからｉ＝８の時
刻の補間デジタルデータＥ１が算出され、それが第１チ
ャネル同相成分Ｉ１として出力される。それから“Ｔｓ
＋２（Ｔｓ／１０）”の時間後に、デジタルデータｄ1
i，ｄ1h，ｄig，ｄ1fからｉ＝０の時刻の補間デジタル
データＥ１が算出され、それが第１チャネル直交成分Ｑ
１として出力される。なお、このとき用いられるデジタ
ルデータは、ｄ1h，ｄig，ｄ1f，ｄ1eでなく、ｄ1i，ｄ
1h，ｄig，ｄ1fである。これは、出力タイミングとその
時に保持されているデジタルデータの範囲を示すスケー
ル（図４）から理解されるであろう。それから“Ｔｓ＋
２（Ｔｓ／１０）”の時間後に、デジタルデータｄ1i，
ｄ1h，ｄig，ｄ1fからｉ＝２の時刻の補間デジタルデー
タＥ１が算出され、その符号を反転した補間デジタルデ
ータ“−Ｅ１”が第１チャネル同相成分Ｉ１として出力
される。なお、このとき用いられるデジタルデータも、
前と同じｄ1i，ｄ1h，ｄig，ｄ1fである。これも、出力
タイミングとその時に保持されているデジタルデータの
範囲を示すスケール（図４）から理解されるであろう。
以下、同様にして、“Ｔｓ＋２（Ｔｓ／１０）”の周期
で第１チャネル同相成分Ｉ１と第１チャネル直交成分Ｑ
１とが順に出力される。これは、サンプリング周期Ｔｓ
のデジタルデータを、周期４｛Ｔｓ＋２（Ｔｓ／１
０）｝の参照周波数でデジタル直交検波した結果に外な
らない。
【００２１】図５は、ｍ＝１０，ｎ＝３の場合に出力さ
れる第１チャネル同相成分Ｉ１と第１チャネル直交成分
Ｑ１の説明図である。まず、開始時にｉ＝０であり、デ
ジタルデータｄ１ａがそのまま補間デジタルデータＥ１
として算出され、それが第１チャネル同相成分Ｉ１とし
て出力されたとする。それから“Ｔｓ＋３（Ｔｓ／１
０）”の時間後に、デジタルデータｄ1d，ｄ1c，ｄ1b，
ｄ1aからｉ＝３の時刻の補間デジタルデータＥ１が算出
され、これが第１チャネル直交成分Ｑ１として出力され
る。それから“Ｔｓ＋３（Ｔｓ／１０）”の時間後に、
デジタルデータｄ1e，ｄ1d，ｄ1c，ｄ1bからｉ＝６の時
刻の補間デジタルデータＥ１が算出され、その符号を反
転した補間デジタルデータ“−Ｅ１”が第１チャネル同
相成分Ｉ１として出力される。それから“Ｔｓ＋３（Ｔ
ｓ／１０）”の時間後に、デジタルデータｄ1f，ｄ1e，
ｄ1d，ｄ1cからｉ＝９の時刻の補間デジタルデータＥ１
が算出され、その符号を反転した補間デジタルデータ
“−Ｅ１”が第１チャネル直交成分Ｑ１として出力され
る。それから“Ｔｓ＋３（Ｔｓ／１０）”の時間後に、
デジタルデータｄ1h，ｄig，ｄ1f，ｄ1eからｉ＝２の時
刻の補間デジタルデータＥ１が算出され、それが第１チ
ャネル同相成分Ｉ１として出力される。なお、このとき
用いられるデジタルデータは、ｄig，ｄ1f，ｄ1e，ｄ1d
でなく、ｄ1h，ｄig，ｄ1f，ｄ1eである。これは、出力
タイミングとその時に保持されているデジタルデータの
範囲を示すスケール（図５）から理解されるであろう。
それから“Ｔｓ＋３（Ｔｓ／１０）”の時間後に、デジ
タルデータｄ1i，ｄ1h，ｄig，ｄ1fからｉ＝５の時刻の
補間デジタルデータＥ１が算出され、それが第１チャネ
ル直交成分Ｑ１として出力される。以下、同様にして、
“Ｔｓ＋３（Ｔｓ／１０）”の周期で第１チャネル同相
成分Ｉ１と第１チャネル直交成分Ｑ１とが順に出力され
る。これは、サンプリング周期Ｔｓのデジタルデータ
を、周期４｛Ｔｓ＋３（Ｔｓ／１０）｝の参照周波数で
デジタル直交検波した結果に外ならない。
れる第１チャネル同相成分Ｉ１と第１チャネル直交成分
Ｑ１の説明図である。まず、開始時にｉ＝０であり、デ
ジタルデータｄ１ａがそのまま補間デジタルデータＥ１
として算出され、それが第１チャネル同相成分Ｉ１とし
て出力されたとする。それから“Ｔｓ＋３（Ｔｓ／１
０）”の時間後に、デジタルデータｄ1d，ｄ1c，ｄ1b，
ｄ1aからｉ＝３の時刻の補間デジタルデータＥ１が算出
され、これが第１チャネル直交成分Ｑ１として出力され
る。それから“Ｔｓ＋３（Ｔｓ／１０）”の時間後に、
デジタルデータｄ1e，ｄ1d，ｄ1c，ｄ1bからｉ＝６の時
刻の補間デジタルデータＥ１が算出され、その符号を反
転した補間デジタルデータ“−Ｅ１”が第１チャネル同
相成分Ｉ１として出力される。それから“Ｔｓ＋３（Ｔ
ｓ／１０）”の時間後に、デジタルデータｄ1f，ｄ1e，
ｄ1d，ｄ1cからｉ＝９の時刻の補間デジタルデータＥ１
が算出され、その符号を反転した補間デジタルデータ
“−Ｅ１”が第１チャネル直交成分Ｑ１として出力され
る。それから“Ｔｓ＋３（Ｔｓ／１０）”の時間後に、
デジタルデータｄ1h，ｄig，ｄ1f，ｄ1eからｉ＝２の時
刻の補間デジタルデータＥ１が算出され、それが第１チ
ャネル同相成分Ｉ１として出力される。なお、このとき
用いられるデジタルデータは、ｄig，ｄ1f，ｄ1e，ｄ1d
でなく、ｄ1h，ｄig，ｄ1f，ｄ1eである。これは、出力
タイミングとその時に保持されているデジタルデータの
範囲を示すスケール（図５）から理解されるであろう。
それから“Ｔｓ＋３（Ｔｓ／１０）”の時間後に、デジ
タルデータｄ1i，ｄ1h，ｄig，ｄ1fからｉ＝５の時刻の
補間デジタルデータＥ１が算出され、それが第１チャネ
ル直交成分Ｑ１として出力される。以下、同様にして、
“Ｔｓ＋３（Ｔｓ／１０）”の周期で第１チャネル同相
成分Ｉ１と第１チャネル直交成分Ｑ１とが順に出力され
る。これは、サンプリング周期Ｔｓのデジタルデータ
を、周期４｛Ｔｓ＋３（Ｔｓ／１０）｝の参照周波数で
デジタル直交検波した結果に外ならない。
【００２２】他のチャネルの直交検波回路６２〜６ｘの
構成も上記第１チャネル直交検波回路６１と同様であ
る。
構成も上記第１チャネル直交検波回路６１と同様であ
る。
【００２３】以上の超音波診断装置１によれば、周波数
変更パラメータｎを変更することにより容易に参照周波
数を変更できるようになる。そして、エコー時間が長く
なるほど周波数変更パラメータｎが大きくなるように制
御することによって、容易にスペクトラムシフトに対処
できるようになる。また、従来の回転行列法のように周
波数のシフトを大きくすると折り返しが発生してしま
う、といった問題点を生じることも防止できる。
変更パラメータｎを変更することにより容易に参照周波
数を変更できるようになる。そして、エコー時間が長く
なるほど周波数変更パラメータｎが大きくなるように制
御することによって、容易にスペクトラムシフトに対処
できるようになる。また、従来の回転行列法のように周
波数のシフトを大きくすると折り返しが発生してしま
う、といった問題点を生じることも防止できる。
【００２４】なお、上記実施例のように混合スプライン
補間を用いれば、補間点の前後４点のデータのみで補間
が可能であるため、リアルタイムシステムとして好適で
ある。但し、Ｂスプライン補間や，雲型定規スプライン
補間等を用いてもよい。
補間を用いれば、補間点の前後４点のデータのみで補間
が可能であるため、リアルタイムシステムとして好適で
ある。但し、Ｂスプライン補間や，雲型定規スプライン
補間等を用いてもよい。
【００２５】また、前記遅延回路４１〜４ｘとして用い
ている特開平５−１８４５６８号公報に開示の「デジタ
ル位相装置」は基本的な構成が直交検波回路６１〜６ｘ
と同じであるため、補間係数を工夫することによって、
遅延回路４１〜４ｘの機能を直交検波回路６１〜６ｘに
兼用させ、遅延回路４１〜４ｘを省略することも可能で
ある。
ている特開平５−１８４５６８号公報に開示の「デジタ
ル位相装置」は基本的な構成が直交検波回路６１〜６ｘ
と同じであるため、補間係数を工夫することによって、
遅延回路４１〜４ｘの機能を直交検波回路６１〜６ｘに
兼用させ、遅延回路４１〜４ｘを省略することも可能で
ある。
【００２６】
【発明の効果】本発明のデジタル直交検波方法およびデ
ジタル直交検波装置によれば、デジタル直交検波の参照
周波数を細かく変更することが出来る。また、本発明の
超音波診断装置によれば、従来とは異なる方法によりス
ペクトラムシフトに対処できるようになる。
ジタル直交検波装置によれば、デジタル直交検波の参照
周波数を細かく変更することが出来る。また、本発明の
超音波診断装置によれば、従来とは異なる方法によりス
ペクトラムシフトに対処できるようになる。
【図１】この発明の一実施形態の超音波診断装置のブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】図１の第１チャネル直交検波回路の詳細ブロッ
ク図である。
ク図である。
【図３】デジタルデータの補間の説明図である。
【図４】ｍ＝１０，ｎ＝２の場合に出力される第１チャ
ネル同相成分Ｉ１と第１チャネル直交成分Ｑ１の説明図
である。
ネル同相成分Ｉ１と第１チャネル直交成分Ｑ１の説明図
である。
【図５】ｍ＝１０，ｎ＝３の場合に出力される第１チャ
ネル同相成分Ｉ１と第１チャネル直交成分Ｑ１の説明図
である。
ネル同相成分Ｉ１と第１チャネル直交成分Ｑ１の説明図
である。
【図６】スペクトラムシフトの説明図である。
【図７】ダイナミックフィルタリング法の説明図であ
る。
る。
【図８】回転行列法の説明図である。
１ 超音波診断装置 ２ プローブ ３１〜３ｘ Ａ／Ｄコンバータ ４１ 第１チャネル遅延回路 ４ｘ 第ｘチャネル遅延回路 ５ 制御回路 ６１ 第１チャネル直交検波回路 ６ｘ 第ｘチャネル直交検波回路 ７Ｉ，７Ｑ 加算回路 ８ デジタルスキャンコンバータ ９ 表示装置 １５〜１８ データレジスタ １９，２１，２３，２５ 係数レジスタ ２０，２２，２４，２６ 乗算器 ２７ 加算器 １０３ タイミング制御回路 １０４ アキュムレータ １０５ 係数テーブル ５１２ 乗算器 ５１３，５１５ マルチプレクサ ５１６，５１７ ローパスフィルタ
Claims (3)
- 【請求項１】 サンプリング周期Ｔｓ毎にサンプリング
されたデジタルデータ（実デジタルデータ）を入力し、
前記実デジタルデータを複数個用いた補間演算により２
つの連続する実デジタルデータ間のデジタルデータ（補
間デジタルデータ）を算出し、直前に算出した補間デジ
タルデータから次に算出する補間デジタルデータまでの
時間が“Ｔｓ＋ΔＴ”となるように次に算出する補間デ
ジタルデータの補間位置を制御し、算出した補間デジタ
ルデータまたはその符号を反転した補間デジタルデータ
または“０”を選択して出力することを特徴とするデジ
タル直交検波方法。 - 【請求項２】 サンプリング周期Ｔｓ毎にサンプリング
されたデジタルデータ（実デジタルデータ）を複数個記
憶するデータ記憶手段と、最小値“０”から最大値“ｍ
−１”まで循環的に累積加算する累積加算手段であって
周波数変更パラメータｎ（０≦ｎ≦ｍ−１）を累積加算
しその和ｉを出力する累積加算手段と、前記データ記憶
手段より読み出した複数の実デジタルデータを用いた補
間演算により２つの連続する実デジタルデータ間をｍ分
割した時刻のうちのｉ番目（但し、ｉ＝０のときは２つ
の連続する実デジタルデータのうちの早い方の時刻とす
る）のデジタルデータ（補間デジタルデータ）を算出す
る補間演算手段と、前記補間デジタルデータの符号を反
転する符号反転手段と、前記補間デジタルデータまたは
前記符号を反転した補間デジタルデータまたは“０”を
選択する切換選択手段とを具備したことを特徴とするデ
ジタル直交検波装置。 - 【請求項３】 請求項２のデジタル直交検波装置を具備
したことを特徴とする超音波診断装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1598996A JP3530665B2 (ja) | 1996-01-31 | 1996-01-31 | デジタル直交検波方法，デジタル直交検波装置および超音波診断装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1598996A JP3530665B2 (ja) | 1996-01-31 | 1996-01-31 | デジタル直交検波方法，デジタル直交検波装置および超音波診断装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09206298A true JPH09206298A (ja) | 1997-08-12 |
| JP3530665B2 JP3530665B2 (ja) | 2004-05-24 |
Family
ID=11904079
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1598996A Expired - Fee Related JP3530665B2 (ja) | 1996-01-31 | 1996-01-31 | デジタル直交検波方法，デジタル直交検波装置および超音波診断装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3530665B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6383140B1 (en) | 1997-11-28 | 2002-05-07 | Hitachi Medical Corporation | Ultrasonic diagnosis device |
| JP2009279243A (ja) * | 2008-05-23 | 2009-12-03 | Ge Medical Systems Global Technology Co Llc | ドップラ装置および超音波撮像装置 |
-
1996
- 1996-01-31 JP JP1598996A patent/JP3530665B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6383140B1 (en) | 1997-11-28 | 2002-05-07 | Hitachi Medical Corporation | Ultrasonic diagnosis device |
| US6572550B2 (en) | 1997-11-28 | 2003-06-03 | Hitachi Medical Corporation | Ultrasonic diagnosis device |
| US6659951B2 (en) | 1997-11-28 | 2003-12-09 | Hitachi Medical Corporation | Ultrasonic diagnosis device |
| JP2009279243A (ja) * | 2008-05-23 | 2009-12-03 | Ge Medical Systems Global Technology Co Llc | ドップラ装置および超音波撮像装置 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3530665B2 (ja) | 2004-05-24 |
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