JPH11169373A

JPH11169373A - 超音波ドプラ診断装置

Info

Publication number: JPH11169373A
Application number: JP34095297A
Authority: JP
Inventors: Masabumi Ogasawara; 正文小笠原
Original assignee: Aloka Co Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1997-12-11
Filing date: 1997-12-11
Publication date: 1999-06-29

Abstract

(57)【要約】【課題】回路規模の小さい超音波ドプラ診断装置を提
供する。【解決手段】超音波エコーの受信信号は、Ａ／Ｄ変換
器により超音波の送信周波数の４倍の周波数でサンプリ
ングされ、デジタル化されて、複素ドプラ信号の実数部
及び虚数部の信号が交互に並んだ信号列となる。この信
号列は、ＦＩＲフィルタ２４に入力され、低域成分のフ
ィルタリングが行われる。ＦＩＲフィルタ２４は、遅延
器２４４−１〜２４４−５をカスケード接続して構成さ
れ、偶数番目の乗算器２４４−０，２４４−２，２４４
−４には低域抑圧のための係数が設定され、奇数番目の
乗算器２４４−１，２４４−３，２４４−５には係数０
が設定される。加算器２４６からは、実数部の信号のフ
ィルタ結果と虚数部の信号のフィルタ結果が交互に出力
される。この構成により、従来、実数部及び虚数部の各
々について必要であったフィルタを１つにまとめること
ができ、超音波ドプラ装置の回路規模を小さくできる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】超音波のドプラ効果に基づき
被検体内の運動体の速度などの情報を得る超音波ドプラ
診断装置に関し、特にその信号処理回路の構成に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】図４は、２方向同時受信方式の従来の超
音波ドプラ診断装置の構成を示すブロック図である。２
方向同時受信方式は、受信信号を整相する整相加算部を
２系統設けることにより、超音波ビームの一回の送信に
対して方向が少しずれた２本の受信ビームを形成する方
式であり、ドプラ断層画像のフレームレートの向上など
のために用いられる。

【０００３】図４において、プローブ１０は、電気音響
変換を行う複数の振動素子を配列したアレイ型振動子を
有している。送信部１２は、発振器１４から供給される
周波数ｆ₀の信号に基づき、プローブ１０の各振動素子
に対する送信パルスを生成する。送信パルスは、ｆ₀の
周波数を有し、所定のパルス繰り返し周期Ｔごとに生成
されプローブ１０に供給される。プローブ１０の各振動
素子は、この送信パルスにより駆動され、超音波パルス
を送信する。また、プローブ１０の各振動素子は、この
送信パルスに対する被検体内からのエコーを受信し、電
気的な信号に変換する。これら各信号は、プリアンプ１
６で増幅された後それぞれ２つに分岐し、整相加算部１
８ａ及び１８ｂに入力される。整相加算部１８ａ及び１
８ｂは、これら各振動素子からの信号をそれぞれ所定の
遅延量ずつ遅延させた後加算することにより、受信信号
を形成する。各振動素子からの信号に与える遅延量は、
形成したい受信ビームに応じて適宜調整される。ここ
で、整相加算部１８ａと整相加算部１８ｂとは、加算す
る信号の選択及び遅延量の調整により、互いにわずかに
方向が異なる受信ビームを形成する。整相加算部１８ａ
及び１８ｂが形成する受信信号は、それら各受信ビーム
についての受信信号となる。

【０００４】整相加算部１８ａから出力された受信信号
は、２つに分岐し、ミキサ５２ａ及び５２ｂに入力さ
れ、位相が互いにπ／２（９０度）異なる周波数ｆ₀の
２つの参照信号により直交検波される。整相加算部１８
ｂから出力された受信信号も、同様に、ミキサ５２ｃ及
び５２ｄにて直交検波される。π／２移相器５０は、発
振器１４から出力される周波数ｆ₀の信号をπ／２だけ
移相して、ミキサ５２ｂ及び５２ｄに供給する参照信号
を生成する。この結果、各受信信号について、それぞれ
位相が互いにπ／２異なる２つの検波信号が得られる。
これら２つの検波信号は、それぞれ複素信号の実数部、
虚数部に対応づけることができる。以下では、ミキサ５
２ａ及び５２ｃの出力を実数部信号とし、ミキサ５２ｂ
及び５２ｄの出力を虚数部信号とする。各ミキサ５２ａ
〜５２ｄの出力は、それぞれＡ／Ｄ変換器５４ａ〜５４
ｄでデジタル化され、メモリ５６ａ〜５６ｄにそれぞれ
記憶される。これらのデータは、一連の送受信シーケン
スが完了するまでの間メモリ５６ａ〜５６ｄに蓄えら
れ、送受信シーケンスが完了すると、それぞれＭＴＩ
（Moving Target Indication）フィルタ５８ａ〜５８ｄ
に入力されて、クラッタ成分となる低域成分が抑圧され
る。ＭＴＩフィルタ５８ａ及び５８ｂの出力は、それぞ
れ整相加算部１８ａの受信ビームについての実数部信号
及び虚数部信号であり、自己相関器２８ａはこれらの信
号に対して自己相関演算を行う。そして、この自己相関
演算の結果に基づき、速度演算部３０ａ及び分散演算部
３２ａは、それぞれ当該受信ビーム上の各点の速度及び
分散を算出する。同様に、自己相関器２８ｂは、ＭＴＩ
フィルタ５８ｃおよび５８ｄの出力に対して自己相関演
算を行い、速度演算部３０ｂ及び分散演算部３２ｂは、
この自己相関演算の結果に基づき、整相加算部１８ｂに
ついての受信ビーム上の各点の速度及び分散を算出す
る。このようにして求められた各点の速度及び分散の情
報は、スキャンコンバータ３６に入力され、整相加算部
１８ａの出力に基づきＢモード処理部３４が求めたＢモ
ード断層像と重畳された上で、カラーモニタ３８に表示
される。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】上記従来の超音波ドプ
ラ診断装置では、２方向同時受信方式で速度等の情報を
得るに当たり、ミキサ、Ａ／Ｄ変換器が４系統必要とな
る上、クラッタ成分抑圧のためのフィルタも４系統必要
となる。すなわち、従来は、直交検波処理などの必要性
から、ミキサやＡ／Ｄ変換器、フィルタが、１ビーム当
たり２つずつ必要であり、回路規模が大きくコストが高
いという問題があった。

【０００６】本発明は、このような問題を解決するため
になされたものであり、回路規模の小さい超音波ドプラ
診断装置を提供することを目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明は、所定の送信繰
り返し周期ごとに超音波パルスを被検体内に送信し、反
射波を受信して得た受信信号を信号処理して被検体内の
運動体の運動情報を求める超音波ドプラ診断装置におい
て、受信信号を超音波の送信周波数の４倍の周波数でサ
ンプリングしてデジタル化し、互いにπ／２だけ位相が
異なる実数部信号及び虚数部信号を交互に出力するＡ／
Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器が出力する信号列が入力
され、この信号列における前記実数部信号と虚数部信号
の配列を保ったままこれら各信号の中の低速運動体に係
る低域成分を抑圧する低域抑圧フィルタと、前記低域抑
圧フィルタから順に出力される信号を、実数部チャネル
及び虚数部チャネルに交互に分配するマルチプレクサ
と、前記実数部チャネルと虚数部チャネルからそれぞれ
並列に信号が入力され、それら並列に入力された信号の
組について自己相関演算を行うことにより、被検体内の
高速運動体の運動情報を求める自己相関器と、を含むこ
とを特徴とする。

【０００８】この構成では、Ａ／Ｄ変換器は超音波の送
信周波数の４倍のレートで受信信号をサンプリングする
ので、位相がπ／２（９０度）ずつ異なるデジタル信号
が順に出力される。出力されるデジタル信号を１つおき
に取った系列を考えると、それは、受信信号をπごと、
すなわち送信周波数の２倍のレートでサンプリングした
信号列である。標本化定理によれば、この１つおきの信
号列から元の信号を再現することができる。したがっ
て、Ａ／Ｄ変換器から出力された信号の偶数番目の系列
及び奇数番目の系列は、それぞれ元の受信信号を再現す
る情報を含んでいると共に、位相が互いにπ／２だけ異
なっており、一方の系列を複素信号の実数部信号、他方
の系列を複素信号の虚数部信号として扱うことができ
る。すなわち、Ａ／Ｄ変換器からは、受信信号を直交検
波結果の複素信号の実数部及び虚数部が交互に出力され
ると捉えることができる。低域抑圧フィルタは、このＡ
／Ｄ変換器から出力された信号列において、実数部信号
と虚数部信号が交互に並んだ配列を保ったまま、それら
各信号に含まれる低域成分（これは、被検体内の例えば
心臓壁などの低速運動体を示す）を抑圧する。マルチプ
レクサは、低域抑圧フィルタから出力された、低域成分
が抑圧された実数部信号及び虚数部信号が交互に並んだ
信号列を受け取り、順に入力される信号を実数部チャネ
ル及び虚数部チャネルに交互に分配する。この結果、実
数部チャネル及び虚数部チャネルには、それぞれ１／２
周期ごとの離散的な実数部信号及び虚数部信号が出力さ
れることになる。この実数部信号及び虚数部信号に対し
て自己相関演算を行うことにより、被検体内の運動体の
速度や分散などの運動情報を求めることができる。

【０００９】この構成によれば、被検体内の運動体の運
動情報を得るのに、ミキサなどの検波のための特別の手
段を設ける必要がなく、またＡ／Ｄ変換器や低域成分抑
圧のための低域抑圧フィルタは１つでよいので、全体と
しての回路規模を小さくすることができる。

【００１０】また、本発明の好適な態様では、低域抑圧
フィルタは、遅延量の等しい遅延器を複数個カスケード
接続して構成した遅延部と、前記遅延部への入力信号及
びこの入力信号を順次遅延した前記各遅延器の出力信号
に対しそれぞれ所定の係数を乗算する複数の乗算器と、
前記各乗算器の出力信号の総和を算出する加算器と、を
含むＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタとし
て構成され、前記各乗算器の奇数番目系列又は偶数番目
系列のうちの一方の系列に属する各乗算器については前
記係数は所定の低域抑圧効果を奏する値にそれぞれ設定
され、かつ他方の系列に属する各乗算器については前記
係数は０に設定され、前記加算器から低域成分が抑圧さ
れた実数部信号と虚数部信号とが交互に出力される。

【００１１】この態様では、ある時相では、虚数部信号
の系列に対しては係数０が乗算され、実数部信号の系列
に対して所定の低域抑圧効果のための係数が乗算され、
それらが加算器で加算されて出力される。この加算結果
は、実数部信号の低域成分を抑圧した値となる。一方、
その時相から遅延量分の時間が経過した次の時相では、
遅延部内で信号が１つずつシフトされるので、今度は実
数部信号の系列に対しては係数０が乗算され、虚数部信
号の系列に対して所定の低域抑圧効果のための係数が乗
算される。したがって、加算器からは、虚数部信号の低
域成分を抑圧した結果が出力される。この態様によれ
ば、実数部信号と虚数部信号とが交互に並んだ信号列か
ら、その配列を保持したまま低域成分を除去することが
できる。

【００１２】また、本発明は、さらに、Ａ／Ｄ変換器の
出力を、隣接する１対の信号を単位として間引く間引き
手段を有することを特徴とする。

【００１３】Ａ／Ｄ変換器の出力は、実数部信号と虚数
部信号が交互に繰り返す信号列なので、隣接する１対の
信号は、実数部信号とこれとπ／２位相の異なる虚数部
信号である。この構成では、この対を単位として信号を
間引くことにより、自己相関演算処理に影響を及ぼすこ
となく、信号の数を低減することができる。

【００１４】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態（以下
実施形態という）について、図面に基づいて説明する。

【００１５】図１は、本発明に係る超音波ドプラ診断装
置の構成を示すブロック図である。図１の装置は、図４
に示した従来装置と同様、２方向同時受信機能を有す
る。なお、図１において、図４に示した構成要素と同様
の機能を持つ構成要素については、同一の符号を付す。

【００１６】図１において、送信部１２は、発振器１４
から供給される周波数ｆ₀の信号に基づき、ｆ₀の周波数
を有する送信パルスを生成し、プローブ１０の各振動素
子に供給する。ここで、送信部１２は、送信パルスを供
給する振動素子を選択し、さらにそれら各振動素子に供
給する送信パルスの遅延量を調整することにより、送信
ビームを形成する。この送信ビームに対する被検体内か
らのエコーは、プローブ１０の各振動素子により受信さ
れ、電気的な信号に変換される。これら各振動素子から
出力される信号は、プリアンプ１６で増幅された後それ
ぞれ２つに分岐し、異なる２方向についての受信ビーム
を形成するために整相加算部１８ａ及び１８ｂに入力さ
れる。整相加算部１８ａ及び１８ｂは、これら各振動素
子からの信号をそれぞれ所定の遅延量ずつ遅延させた後
加算することにより、各々の受信ビームに対応する受信
信号を形成する。

【００１７】本実施形態では、整相加算部１８ａ及び１
８ｂで形成された受信信号は、分岐せずに、Ａ／Ｄ変換
器２０ａ及び２０ｂにそれぞれ入力される。ここで、Ａ
／Ｄ変換器２０ａ及び２０ｂには、発振器１４から、送
信周波数ｆ₀の４倍の周波数（４ｆ₀）のクロック信号が
供給されている。Ａ／Ｄ変換器２０ａ及び２０ｂは、こ
のクロック信号に従って、整相加算部１８ａ及び１８ｂ
から供給される受信信号を４ｆ₀のサンプリング周波数
でサンプリングし、デジタル化する。

【００１８】この送信周波数の４倍のレートでのサンプ
リングは、検波の機能をも併せ持つ。これについて、以
下説明する。ドプラ遷移を受けた超音波信号を時間ｔの
関数ｆ（ｔ）とすると、ｆ（ｔ）は次式で表される。

【００１９】

【数１】ｆ（ｔ）＝Ａｃｏｓ（ω₀＋ω_d）ｔここで、ω₀は送信超音波の角周波数、ω_dはドプラ遷移
の角周波数、Ａは振幅である。この信号に対し送信周波
数（送信超音波の周波数）の４倍でサンプリングするこ
とを考える。この場合、離散化周期Ｔは、送信波の周期
の１／４である。すなわち、

【数２】Ｔ＝π／２ω₀ である。この離散化周期Ｔで関数ｆ（ｔ）を離散化した
場合、次式に示す離散化信号列Ｘ_k（ｋは整数）が得ら
れる。

【００２０】

【数３】ここで、信号列Ｘ_kをサンプリング周波数の１／２の周
波数で２つのチャネルに分配することを考える、各チャ
ネルを、それぞれＩ（In-phase）チャネル及びＱ（Quad
rature）チャネルと呼ぶと、Ｉチャネルの信号列は次式
で表される。

【００２１】

【数４】同様に、Ｑチャネルの信号列は次式で表される。

【００２２】

【数５】これらの式から分かるように、Ｉチャネル及びＱチャネ
ルに振り分けられた信号の組は、ω_dなる角周波数を持
つ複素ドプラ信号をＴの２倍の周期、すなわち送信周波
数の２倍の周波数でサンプリングしたサンプル値列とみ
なせる。これは、受信信号をアナログで直交検波し、こ
の結果得られた複素ドプラ信号を送信周波数の２倍の周
波数でサンプリングした結果とまったく等価である。こ
のように、Ａ／Ｄ変換器２０ａ及び２０ｂでのサンプリ
ング処理は、ドプラ周波数成分を抽出する検波の機能を
有する。Ｉチャネル及びＱチャネルの信号は、複素ドプ
ラ信号の実数部信号及び虚数部信号として扱うことがで
きる。

【００２３】本実施形態では、このＡ／Ｄ変換器２０ａ
及び２０ｂの出力を２つのチャネルに並列展開する前、
すなわち実数部信号及び虚素部信号が周期Ｔで交互に並
んだシーケンシャルな信号列の状態で、クラッタ成分を
除去するためのフィルタリング処理を行う。

【００２４】このため、Ａ／Ｄ変換器２０ａ及び２０ｂ
から出力される信号は、ドプラ情報を得るための一連の
送受信シーケンス（通例８回から１６回程度の送受信を
行う。）の開始から終了までの間メモリ２２ａ及び２２
ｂにそれぞれ順序を保ったまま記憶される。一連の送受
信シーケンスが終了すると、メモリ２２ａ及び２２ｂに
蓄えられた信号が、サンプリング順序に従って、ＦＩＲ
フィルタ２４ａ及び２４ｂにそれぞれ順次入力される。

【００２５】図２は、本実施形態において用いるＦＩＲ
フィルタの構成を示すブロック図である。図２に示すＦ
ＩＲフィルタでは、遅延部は、遅延量ΔＴの５個の遅延
器２４２−１〜２４２−５がカスケード接続されて構成
され、各遅延器２４２の出力が順に次段の遅延器２４２
に入力されるようになっている。また、入力信号及び各
遅延器２４２の出力信号に対してそれぞれ予め設定され
た係数を乗じる乗算器２４４−０〜２４４−５が設けら
れており、各乗算器２４４の出力の総和が加算器２４６
で求められ、フィルタリング結果として出力される。こ
こで、乗算器２４４の係数は、奇数番目の系列の乗算器
２４２−１，２４２−３，２４２−５については０に設
定され、偶数番目の系列の乗算器２４２−０，２４２−
２，２４２−４についてはそれぞれα₀，α₁，α₂に設
定されている。なお、係数α₀，α₁，α₂は、要求され
る低域抑圧効果をもたらすために予め求められていた係
数である。

【００２６】このＦＩＲフィルタに、実数部信号及び虚
数部信号が交互に並んだシーケンシャルな信号列
｛Ｒ₀，Ｉ₀，Ｒ₁，Ｉ₁，Ｒ₂，Ｉ₂，Ｒ₃，Ｉ₃，・・・｝
が入力されたとする。ここで、Ｒ_nは実数部信号、Ｉ_nは
虚数部信号である。図２のフィルタのタップに全ての信
号が揃ったとき、加算器２４６の出力は、次のようにな
る。

【００２７】

【数６】Ｒ₀・０＋Ｉ₀・α₂＋Ｒ₁・０＋Ｉ₁・α₁＋Ｒ₂
・０＋Ｉ₂・α₀＝Ｉ₀・α₂＋Ｉ₁・α₁＋Ｉ₂・α₀ これは、虚数部信号についてフィルタリングを行った結
果である。これに対し、次の時相では、新たな信号Ｒ₃
が入力され、他の信号は一段ずつシフトされる結果、加
算器２４６の出力は次のようになる。

【００２８】

【数７】Ｉ₀・０＋Ｒ₁・α₂＋Ｉ₁・０＋Ｒ₂・α₁＋Ｉ₂
・０＋Ｒ₃・α₀＝Ｒ₁・α₂＋Ｒ₂・α₁＋Ｒ₃・α₀ これは、実数部信号についてフィルタリングを行った結
果である。

【００２９】このように、図２に示したＦＩＲフィルタ
からは、虚数部信号のフィルタリング結果及び実数部信
号のフィルタリング結果が交互に出力されることにな
る。すなわち、このＦＩＲフィルタは、Ａ／Ｄ変換器２
０ａ又は２０ｂから出力される信号列を、実数部信号及
び虚数部信号の交互配列を保ったまま、実数部信号列及
び虚数部信号列に対してそれぞれ低域抑圧フィルタリン
グを行うことができる。なお、図２に示したＦＩＲフィ
ルタはあくまで一例であり、要求される低域抑圧特性に
応じてカスケード接続する遅延器２４２の数を増やした
ものや減らしたものを用いることもできる。いずれにし
ても、ＦＩＲフィルタは、各乗算器２４４の係数が１つ
おきに０に設定されているものであれば、同様の効果を
奏することができる。

【００３０】また、図２のＦＩＲフィルタにおいて、係
数が０に設定されている奇数番目の乗算器は取り除くこ
とも可能であり、こうすれば回路規模を縮小することが
可能となる。

【００３１】このＦＩＲフィルタ２４ａ及び２４ｂの出
力は、それぞれマルチプレクサ（ＭＵＸ）２６ａ及び２
６ｂに入力される。マルチプレクサ２６ａおよび２６ｂ
は、それぞれ、１／２分周器２１から供給されるサンプ
リング周波数の１／２（すなわち２ｆ₀）の周波数のク
ロック信号に応じて、入力された信号列を２つのチャネ
ルに交互に分配する。これにより、ＦＩＲフィルタ２４
ａ及び２４ｂの出力信号列は、それぞれ実数部信号及び
虚数部信号に分離され、自己相関器２８ａ及び２８ｂに
入力される。自己相関器２８ａは、入力される実数部信
号及び虚数部信号に対して公知の自己相関演算を行い、
この演算結果に基づき、速度演算部３０ａ及び分散演算
部３２ｂが、整相加算部１８ａにより形成された受信ビ
ーム上の各点の速度及び分散を算出する。同様に、自己
相関器２８ｂ、速度演算部３０ｂ及び分散演算部３２ｂ
により、整相加算部１８ｂが形成した受信ビーム上の各
点の速度及び分散の情報が求められる。このようにして
求められた各点の速度及び分散の情報は、スキャンコン
バータ３６に入力され、Ｂモード処理部３４で求められ
たＢモード断層像と重畳された上で、カラーモニタ３８
に表示される。

【００３２】このように、本実施形態によれば、従来装
置に比べて回路規模を縮小し、コストの削減を図ること
ができる。すなわち、従来の２方向同時受信方式の超音
波ドプラ診断装置では、検波器、Ａ／Ｄ変換器、フィル
タがそれぞれ４系統必要であったのに対し、本実施形態
では、検波器が不要となると共に、Ａ／Ｄ変換器及びフ
ィルタがそれぞれ２系統で済むため、回路規模の低減が
可能となる。

【００３３】図３は、上記実施形態の変形例の構成を示
すブロック図である。この変形例は、メモリ２２ａ及び
２２ｂの容量の削減を目的とするものである。

【００３４】すなわち、Ａ／Ｄ変換器２０ａ及び２０ｂ
におけるサンプリングレートは、一般に診断画像のピク
セルレートよりも遥かに大きく、表示に当たってスキャ
ンコンバータ３６でデータの間引きが行われているのが
通例である。この変形例では、そのようなデータの間引
きを前もってサンプリングの直後に行うことにより、メ
モリ２２ａ及び２２ｂの必要容量を小さくする。

【００３５】この変形例では、Ａ／Ｄ変換器２０ａ及び
２０ｂの後段に、間引き手段としてのサンプラ４２ａ及
び４２ｂが設けられる。サンプラ４２ａ及び４２ｂは、
発振器１４からの４ｆ₀のクロック信号を可変分周器４
０でＮ／Ｍ（Ｎ，Ｍは整数。Ｎ≦Ｍ）分周したクロック
信号に基づき、Ａ／Ｄ変換器２０ａ及び２０ｂの出力を
それぞれ再サンプリングする。可変分周器４０における
分周率Ｎ／Ｍは、表示画像のピクセル数とＡ／Ｄ変換器
２０ａ及び２０ｂにおけるサンプリング周波数との比に
応じて決まる。ここで問題となるピクセル数はビーム方
向についてのピクセル数であり、これは診断画像の表示
のレンジに応じて定まるので、画像表示のレンジに応じ
て分周率Ｎ／Ｍを自動設定することもできる。

【００３６】ここで、サンプラ４２ａ及び４２ｂは、Ａ
／Ｄ変換器２０ａ及び２０ｂの出力信号をサンプリング
するに当たり、隣り合う１対の信号（データ）を単位と
してサンプリングを行う。このようなサンプリングによ
れば、実数部信号とこれに対応する虚数部信号とが必ず
対になってサンプリングされるので、後段のフィルタリ
ングや自己相関演算などを正常に実行することができ
る。

【００３７】このようにサンプラ４２ａ及び４２ｂによ
れば、Ａ／Ｄ変換器２０ａ及び２０ｂから出力された信
号（データ）を表示のレートに合わせて間引くことによ
り、メモリ２２ａ及び２２ｂの容量を節約することがで
きる。なお、この変形例では、マルチプレクサ２６ａ及
び２６ｂには、Ｎ／Ｍ分周器４０のクロックを１／２分
周器２１で１／２分周したクロックを供給することによ
り、信号分配のタイミングを適正化している。

【００３８】以上、２方向同時受信方式の超音波ドプラ
診断装置を例にとって、本発明の好適な実施形態を説明
したが、本発明は、２方向同時受信方式以外の超音波ド
プラ診断装置にも適用可能であることはいうまでもな
い。

【００３９】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
被検体内の運動体の運動情報を得るのに、ミキサなどの
検波のための手段を設ける必要がなく、またＡ／Ｄ変換
器や低域成分抑圧のためのフィルタの数も減らせるの
で、回路規模の小さい超音波ドプラ診断装置を得ること
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態の超音波ドプラ診断装置の
構成を示すブロック図である。

【図２】図１の装置において用いられるＦＩＲフィル
タの内部構成の一例を示すブロック図である。

【図３】実施形態の変形例の構成を示すブロック図で
ある。

【図４】従来の超音波ドプラ診断装置の構成を示すブ
ロック図である。

【符号の説明】

１０プローブ、１２送信部、１４発振器、１６
プリアンプ、１８ａ，１８ｂ整相加算部、２０ａ，２
０ｂＡ／Ｄ変換器、２１１／２分周器、２２ａ，２
２ｂメモリ、２４ａ，２４ｂＦＩＲフィルタ、２６
ａ，２６ｂマルチプレクサ、２８ａ，２８ｂ自己相
関器、３０ａ，３０ｂ速度演算部、３２ａ，３２ｂ
分散演算部、３４Ｂモード処理部、３６スキャンコ
ンバータ、３８カラーモニタ、４０Ｎ／Ｍ分周器、
４２ａ，４２ｂサンプラ。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】所定の送信繰り返し周期ごとに超音波パ
ルスを被検体内に送信し、反射波を受信して得た受信信
号を信号処理して被検体内の運動体の運動情報を求める
超音波ドプラ診断装置において、受信信号を超音波の送信周波数の４倍の周波数でサンプ
リングしてデジタル化し、互いにπ／２だけ位相が異な
る実数部信号及び虚数部信号を交互に出力するＡ／Ｄ変
換器と、前記Ａ／Ｄ変換器が出力する信号列が入力され、この信
号列における前記実数部信号と虚数部信号の配列を保っ
たままこれら各信号の中の低域成分を抑圧する低域抑圧
フィルタと、前記低域抑圧フィルタから順に出力される信号を、実数
部チャネル及び虚数部チャネルに交互に分配するマルチ
プレクサと、を含み、前記実数部チャネル及び虚数部チャネルから並
列に入力される信号に対して自己相関演算を行うことに
より、被検体内の運動体の運動情報を求めることを特徴
とする超音波ドプラ診断装置。
【請求項２】請求項１記載の超音波ドプラ診断装置に
おいて、前記低域抑圧フィルタは、遅延量の等しい遅延器を複数個カスケード接続して構成
した遅延部と、前記遅延部への入力信号及びこの入力信
号を順次遅延した前記各遅延器の出力信号に対しそれぞ
れ所定の係数を乗算する複数の乗算器と、前記各乗算器
の出力信号の総和を算出する加算器と、を含むＦＩＲフ
ィルタとして構成され、前記各乗算器の奇数番目系列又は偶数番目系列のうちの
一方の系列に属する各乗算器については前記係数は所定
の低域抑圧効果を奏する値にそれぞれ設定され、かつ他
方の系列に属する各乗算器については前記係数は０に設
定され、前記加算器からは低域成分が抑圧された実数部
信号と虚数部信号とが交互に出力されることを特徴とす
る超音波ドプラ診断装置。
【請求項３】請求項１又は２に記載の超音波ドプラ診
断装置において、前記Ａ／Ｄ変換器の出力を、隣接する１対の信号を単位
として間引く間引き手段を有することを特徴とする超音
波ドプラ診断装置。