JPH09181631A - ラジオ受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＦＭ放送受信用の局部発振回路を使用してテ
レビ放送の音声の受信も可能にする。 【解決手段】 第１ミキサ回路４と、１対の第２ミキサ
回路６１、６２と、１対の移相回路７１、７２と、この
１対の移相回路７１、７２の出力信号を演算する演算回
路８と、この演算回路８から中間周波信号を取り出すフ
ィルタ１１と、このフィルタ１１の出力信号から音声信
号を復調する復調回路１３とを設ける。ＦＭ放送は、ミ
キサ回路６１、６２を使用してシングルスーパーヘテロ
ダイン方式により受信を行う。テレビ放送の音声は、ミ
キサ回路４およびミキサ回路６１、６２を使用してダブ
ルスーパーヘテロダイン方式により受信を行う。このと
きの第２局部発振信号は、第１局部発振信号を分周回路
３１、３２により分周して形成する。ミキサ回路４のオ
ン、オフの切り換えはＩＣ内部で行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、ラジオ受信機に
関する。

【０００２】

【従来の技術】日本国内において使用されている小型の
ラジオ受信機は、ＦＭ放送およびＡＭ放送の２バンドを
受信できるものから、ＶＨＦ帯のテレビ放送の音声も受
信できる３バンドのものへと変わりつつある。

【０００３】そして、この場合、テレビ放送における音
声信号はＦＭ変調により放送されているので、テレビ放
送の音声の受信部は、そのフロントエンド回路を除い
て、ＦＭ放送の中間周波信号系と兼用することができ
る。

【０００４】図７は、そのような考えにしたがった３バ
ンド受信機のＦＭ／ＴＶ受信部の一例を示す。

【０００５】すなわち、ＦＭ放送およびテレビ放送のロ
ーバンド（第１チャンネル〜第３チャンネル）の受信時
には、その放送波信号が、アンテナ８１から分波回路８
２を通じてＦＭ放送用のフロントエンド回路８０Ｆに供
給される。このフロントエンド回路８０Ｆは、高周波ア
ンプ８３Ｆと、高周波同調回路８４Ｆと、ミキサ回路８
５Ｆと、局部発振回路８６Ｆとを有する。なお、回路８
７Ｆは、局部発振回路８６Ｆの共振回路である。

【０００６】そして、この場合、同調回路８３Ｆおよび
共振回路８７Ｆは、図示はしないが、コイルと、可変容
量ダイオードとにより構成され、その可変容量ダイオー
ドに端子８９を通じて選局用の制御電圧ＶC が供給され
る。

【０００７】こうして、同調回路８３Ｆの同調周波数お
よび共振回路８７Ｆの共振周波数は制御電圧ＶC に対応
して制御され、ミキサ回路８５Ｆからは、目的とする受
信周波数のＦＭ放送波信号が、中心周波数が例えば10.7
ＭHzの中間周波信号に変換されて取り出される。なお、
この場合、フロントエンド回路８０Ｆの受信範囲は、76
ＭHz〜108 ＭHz、すなわち、ＦＭ放送の帯域と、テレビ
放送のローバンドの帯域とされる。

【０００８】そして、この中間周波信号が、ＦＭ受信時
には図の状態に切り換えられているスイッチ回路９１→
中間周波フィルタ用のセラミックフィルタ９２→アンプ
９３の信号ラインを通じてＦＭ復調回路９４に供給され
て音声信号が復調され、この音声信号が端子９５に取り
出される。

【０００９】したがって、ＦＭ放送およびテレビ放送の
ローバンドの音声を受信することができる。

【００１０】一方、テレビ放送のハイバンド（第４チャ
ンネル〜第12チャンネル）の音声の受信時には、その放
送波信号が、アンテナ８１から分波回路８２を通じてテ
レビ放送の音声用のフロントエンド回路８０Ｔに供給さ
れる。このフロントエンド回路８０Ｔは、フロントエン
ド回路８０Ｆと同様に構成されているもので、対応する
回路にはサフィックスＦに代えてサフィックスＴを付け
て説明は省略する。

【００１１】そして、フロントエンド回路８０Ｔにおい
て、テレビ放送のＦＭ音声信号は、周波数が10.7ＭHzの
中間周波信号に周波数変換される。ただし、フロントエ
ンド回路８０Ｔの受信範囲は、175 ＭHz〜222 ＭHz、す
なわち、テレビ放送のハイバンドの帯域とされる。

【００１２】そして、フロントエンド回路８０Ｔからの
中間周波信号が、テレビ放送の音声の受信時には図のと
は逆の状態に切り換えられているスイッチ回路９１→中
間周波フィルタ用のセラミックフィルタ９２→アンプ９
３の信号ラインを通じてＦＭ復調回路９９に供給されて
音声信号が復調され、この音声信号が端子９５に取り出
される。

【００１３】したがって、テレビ放送のハイバンドの音
声を受信することができる。

【００１４】以上のようにして、図７の受信回路によれ
ば、ＦＭ放送およびテレビ放送の音声を受信することが
できる。そして、その場合、スイッチ回路９１から後段
は、ＦＭ受信用と、テレビ放送の音声の受信用とに共通
なので、コストなどの点で有利である。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】ところが、上述の受信
回路においては、ＦＭ放送用のフロントエンド回路８０
Ｆにおいて、同調回路８４Ｆおよび共振回路８７Ｆを必
要とし、テレビ放送の音声用のフロントエンド回路８０
Ｔにおいて、同調回路８４Ｔおよび共振回路８７Ｔを必
要とする。そして、どの共振回路（同調回路）において
も、コイルおよび可変容量ダイオードを必要とする。

【００１６】このため、これまでのＦＭ／ＡＭの２バン
ドの受信機に比べ、コストが上昇してしまう。

【００１７】また、上述の受信回路は、ＦＭ放送の放送
波受信時と、テレビ放送の音声放送波受信時とで切り換
えるためのＩＣに外付けとなるスイッチ回路９１を必要
としている。このため、このスイッチ回路９１を構成す
るトランジスタ、抵抗、コイルなどの部品が必要にな
り、これもコスト上昇の原因となる。

【００１８】さらに、スイッチ回路９１の動作周波数が
高いため、スイッチ回路を外付けのトランジスタを使用
してエミッタフォロワ構成にすると、エミッタフォロワ
増幅器用に多くの電流を必要として、増幅器の負荷が重
くなるという問題もある。

【００１９】この発明は、このような問題点を解決しよ
うとするものである。

【００２０】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明によるラ
ジオ受信機は、第１の局部発振信号を形成する発振回路
と、第２の局部発振信号を形成する回路と、テレビ放送
の音声放送波信号を、前記第１の局部発振信号により、
第１の中間周波信号に周波数変換する第１のミキサ回路
と、前記第１の中間周波信号用であって、インターセプ
トポイントが高く設定された第１の入力回路と、ＦＭ放
送の放送波信号用の第２の入力回路を有し、これら第１
または第２の入力回路に供給された信号を、第２の局部
発振信号により、第２の中間周波信号に周波数変換する
第２のミキサ回路とを備えるラジオ受信機であって、前
記テレビ放送の音声放送波信号の受信時と、前記ＦＭ放
送の放送波信号の受信時とで電圧値を変更する切り換え
電圧により、前記第１のミキサ回路が、前記テレビ放送
の受信時には動作状態に、ＦＭ放送の受信時には非動作
状態に、切り換えられると共に、前記第２のミキサ回路
の入力回路が、前記テレビ放送の受信時には前記第１の
入力回路に、ＦＭ放送の受信時には前記第２の入力回路
に、切り換えられるようにしたことを特徴とするもので
ある。

【００２１】第１のミキサ回路の動作が、ＦＭ放送受信
と、テレビ放送の音声受信とで切り換えられて、ＦＭ放
送受信と、テレビ放送の音声受信とが切り換えられる。
したがって、ＩＣ内部で切り換えを行うことができる。

【００２２】また、請求項４の発明によるラジオ受信機
は、前記請求項１の発明において、前記第２の局部発振
信号を形成する回路は、前記第１の局部発振信号を分周
して、位相が互いに直交する１対の第２の局部発振信号
を形成する分周回路で構成され、前記第２のミキサ回路
は、前記第１の中間周波信号または前記ＦＭ放送の放送
波信号を、前記１対の第２の局部発振信号により、１対
の中間周波信号に周波数変換するものであり、この第２
のミキサ回路から出力される前記１対の中間周波信号に
対して移相処理を行う１対の移相回路と、この１対の移
相回路の出力信号を演算して目的とする放送波信号の中
間周波信号を含む信号を出力する演算回路と、この演算
回路の出力信号から前記目的とする放送波信号の中間周
波信号を取り出すフィルタと、このフィルタの出力信号
が供給されて音声信号の復調を行う復調回路とを有する
ことを特徴とする。

【００２３】したがって、１つの発振回路により、ＦＭ
放送およびテレビ放送の音声を受信することができる。

【００２４】

【発明の実施の形態】図１は、この発明による３バンド
受信機のＦＭ／ＴＶ受信部の一形態を示す。この受信部
は、ＦＭ放送およびテレビ放送のローバンド（第１チャ
ンネル〜第３チャンネル）の音声は、シングルスーパー
ヘテロダイン方式により受信するものであり、その中間
周波数は１５０ｋHzである。

【００２５】一方、テレビ放送のハイバンド（第４チャ
ンネル〜第１２チャンネル）の音声は、ダブルスーパー
ヘテロダイン方式により受信するものであり、第１中間
周波数は１９．４ＭHz〜２４．５ＭHz、第２中間周波数
は約１５０ｋHzである（どちらの中間周波数も、受信チ
ャンネルにより変化する）。

【００２６】そして、図１において、スイッチ回路５
は、５１、５２は、ＦＭ放送およびテレビ放送のローバ
ンドの受信時と、テレビ放送のハイバンドの受信時とで
切り換えられるバンド切り換え用であり、スイッチ回路
５は、受信信号を切り換えるためのスイッチ回路、スイ
ッチ回路５１、５２は、局部発振信号を切り換えるため
のスイッチ回路である。特に、スイッチ回路５は、後述
するように、ＩＣ内に設けられる。

【００２７】まず、ＦＭ放送およびテレビ放送のローバ
ンドの受信時について説明する。このＦＭ放送およびテ
レビ放送のローバンドの受信時には、バンド切り換え用
のスイッチ回路５、５１、５２が、システム制御用のマ
イクロコンピュータ（図示せず）により、図のようにＦ
Ｍ側の接点に接続される。

【００２８】そして、放送波信号が、アンテナ１→分波
回路２→高周波アンプ３Ｆ→スイッチ回路５のＦＭ側接
点の信号ラインを通じて、直交変換のＩ軸およびＱ軸用
のミキサ回路６１、６２に供給される。

【００２９】なお、ここで、目的とする放送波信号Ｓｒ
は、簡単のため、 Ｓｒ＝Ｅｒ・sin ωｒｔ ωｒ＝２πｆｒ ・・・ (1) ｆｒ：キャリア周波数 であるとする。また、以後の信号処理においては、各信
号の相対的な位相（および振幅）が関係するだけなの
で、上式及び以後の説明においては、各信号の初期位相
は省略する。

【００３０】さらに、ＰＬＬ２０のＶＣＯ２１におい
て、第１の局部発振信号Ｓｏが形成される。ここで、 Ｓｏ＝Ｅｏ・sin ωｏｔ ωｏ＝２πｆｏ である。また、発振周波数ｆｏは、 ｆｏ＝（ｆｒ＋ｆｉ）×２ ・・・(2) ｆｉ：中間周波数。ｆｉ＝１５０ｋHz とされる。

【００３１】そして、この発振信号Ｓｏが、分周回路
（カウンタ）３１に供給され、１／２の周波数で、位相
が互いに直交する分周信号Ｓ1a、Ｓ1bに分周される。す
なわち、 Ｓ1a＝Ｅ１・cos ω１ｔ Ｓ1b＝Ｅ１・sin ω１ｔ ω１＝２π（ｆｏ／２） ・・・ (3) の信号Ｓ1a、Ｓ1bに分周される。

【００３２】そして、これら信号Ｓ1a、Ｓ1bが、スイッ
チ回路５１、５２のＦＭ側接点を通じてミキサ回路６
１、６２に局部発振信号として供給されて信号Ｓｒと乗
算され、ミキサ回路６１、６２からは、次のような信号
Ｓ61、Ｓ62が取り出される。すなわち、 Ｓ61＝Ｓｒ・Ｓ1a ＝Ｅｒ・sin ωｒｔ・Ｅ１・cos ω１ｔ ＝α｛sin （ωｒ＋ω１）ｔ＋sin （ωｒ−ω１）ｔ｝ Ｓ62＝Ｓｒ・Ｓ1b ＝Ｅｒ・sin ωｒｔ・Ｅ１・sin ω１ｔ ＝α｛−cos （ωｒ＋ω１）ｔ＋cos （ωｒ−ω１）ｔ｝ α＝Ｅｒ・Ｅ１／２ ので示される信号Ｓ61、Ｓ62が取り出される。

【００３３】そして、後述するように、これら信号Ｓ6
1、Ｓ62のうち、角周波数（ωｒ−ω１）の信号成分が
中間周波信号として使用され、角周波数（ωｒ＋ω１）
の信号成分は除去されるので、簡単のため、上式の角周
波数（ωｒ＋ω１）の信号成分を無視すると、 Ｓ61＝α・sin （ωｒ−ω１）ｔ Ｓ62＝α・cos （ωｒ−ω１）ｔ となる。

【００３４】そして、このとき、イメージ信号Ｓｍは、 Ｓｍ＝Ｅｍ・sin ωｍｔ ωｍ＝ω１＋ωｉ ωｉ＝２πｆｉ であるから、同調回路１からの放送波信号Ｓｒに、イメ
ージ信号Ｓｍが含まれているとすれば、このときの信号
Ｓ61、Ｓ62は、 Ｓ61＝α・sin （ωｒ−ω１）ｔ＋β・sin （ωｍ−ω１）ｔ Ｓ62＝α・cos （ωｒ−ω１）ｔ＋β・cos （ωｍ−ω１）ｔ β＝Ｅｍ・Ｅ１／２ となる。

【００３５】そして、このとき、 ωｒ＜ω１＜ωｍ であるから、上式は、 Ｓ61＝α・sin （ωｒ−ω１）ｔ＋β・sin （ωｍ−ω１）ｔ ＝−α・sin （ω１−ωｒ）ｔ＋β・sin （ωｍ−ω１）ｔ Ｓ62＝α・cos （ωｒ−ω１）ｔ＋β・cos （ωｍ−ω１）ｔ ＝α・cos （ω１−ωｒ）ｔ＋β・cos （ωｍ−ω１）ｔ となる。

【００３６】そして、これら信号Ｓ61、Ｓ62が、移相回
路７１、７２に供給される。この移相回路７１、７２
は、例えば、コンデンサ、抵抗器及びオぺアンプを使用
したアクティブフィルタにより構成される。そして、信
号Ｓ61は、移相回路７１において値φだけ移相されて信
号Ｓ71とされ、信号Ｓ62は、移相回路７２において値
（φ＋90°）だけ移相されて信号Ｓ72とされる。

【００３７】したがって、 Ｓ71＝信号Ｓ61を値φだけ移相した信号 ＝−α・sin ｛（ω１−ωｒ）ｔ＋φ｝＋β・sin
｛（ωｍ−ω１）ｔ＋φ｝ Ｓ72＝信号Ｓ62を値（90°＋φ）だけ移相した信号 ＝α・cos ｛（ω１−ωｒ）ｔ＋90°＋φ｝ ＋β・cos ｛（ωｍ−ω１）ｔ＋90°＋φ｝ ＝−α・sin ｛（ω１−ωｒ）ｔ＋φ｝ −β・sin ｛（ωｍ−ω１）ｔ＋φ｝ となる。

【００３８】そして、この信号Ｓ71、Ｓ72において、位
相φは共通であり、今の場合、信号Ｓ71と信号Ｓ72との
間の位相差だけが問題なので、その位相φを無視する
と、上式は、 Ｓ71＝−α・sin （ω１−ωｒ）ｔ＋β・sin （ωｍ−ω１）ｔ Ｓ72＝−α・sin （ω１−ωｒ）ｔ−β・sin （ωｍ−ω１）ｔ となる。

【００３９】そして、これら信号Ｓ71、Ｓ72が加算回路
８に供給されて加算され、加算回路８からは、 Ｓ８＝Ｓ71＋Ｓ72 ＝−α・sin （ω１−ωｒ）ｔ＋β・sin （ωｍ−ω１）ｔ ＋｛−α・sin （ω１−ωｒ）ｔ−β・sin （ωｍ−ω１）ｔ｝ ＝−２α・sin （ω１−ωｒ）ｔ で示される信号Ｓ８が取り出される。

【００４０】そして、この式に(3) 、(1) 式を代入する
と、 Ｓ８＝−２α・sin ｛（２π（ｆｏ／２）−２πｆｒ｝ｔ となるが、さらに、(2) 式を代入すると、 Ｓ８＝−２α・sin ｛（２π（ｆｒ＋ｆｉ）−２πｆｒ｝ｔ ＝−２α・sin （２πｆｉ）ｔ ｆｉ＝１５０ｋHz となる。

【００４１】したがって、信号Ｓ８は目的とする放送波
信号Ｓｒの中間周波信号である。また、放送波信号Ｓｒ
にイメージ信号Ｓｍが含まれていても、この中間周波信
号Ｓｉにおいては、イメージ信号Ｓｍによる信号成分は
キャンセルされて含まれないことになる。

【００４２】こうして、加算回路８からは、放送波信号
Ｓｒから変換された中間周波信号Ｓｉ（および角周波数
（ωｒ＋ω１）の信号成分など）が取り出される。

【００４３】そして、この中間周波信号Ｓｉが、中間周
波フィルタ用のローパスフィルタ１１に供給される。こ
のローパスフィルタ１１は、例えば、コンデンサ、抵抗
器及びオペアンプを使用したアクティブフィルタにより
構成され、不要な信号成分が除去されて中間周波信号Ｓ
８だけが取り出される。

【００４４】そして、この取り出された中間周波信号Ｓ
８が、リミッタアンプ１２を通じてＦＭ復調回路１３に
供給されて音声信号が復調され、この音声信号が端子１
４に取り出される。

【００４５】そして、この場合、(2) 式から ｆｒ＝ｆｏ／２−ｆｉ であるから、ＶＣＯ２１の発振周波数ｆｏを、１５２．
３ＭHzから２１６．３ＭHzの範囲で変化させれば、受信
周波数ｆｒが、７６ＭHz〜１０８ＭHzの間を変化するの
で、ＦＭ放送およびテレビ放送のローバンド（第１チャ
ンネル〜第３チャンネル）の音声を受信できることにな
る。

【００４６】一方、テレビ放送のハイバンド（第４チャ
ンネル〜第１２チャンネル）の音声は、ダブルスーパー
ヘテロダイン方式により受信するものであり、第１中間
周波数は１９．４ＭHz〜２４．５ＭHz、第２中間周波数
は約１５０ｋHzである（どちらの中間周波数も、受信チ
ャンネルにより変化する）。

【００４７】次に、テレビ放送のハイバンドの受信時に
ついて説明する。このテレビ放送のハイバンドの受信時
には、バンド切り換え用のスイッチ回路５、５１、５２
が、システム制御用のマイクロコンピュータにより、図
とは逆にＴＶ側の接点に接続される。

【００４８】そして、放送波信号が、アンテナ１→分波
回路２→高周波アンプ３Ｔ→スイッチ回路５のＴＶ側接
点の信号ラインを通じて、第１のミキサ回路４に供給さ
れる。また、ＶＣＯ２１の発振信号Ｓｏが、第１のミキ
サ回路４に局部発振信号として供給される。

【００４９】こうして、ミキサ回路４において、信号Ｓ
ｒと信号Ｓｏとが乗算され、ミキサ回路４からは、次の
ような信号Ｓ41が取り出される。すなわち、 Ｓ41＝Ｓｒ・Ｓｏ ＝Ｅｒ・sin ωｒｔ・Ｅｏ・sin ωｏｔ ＝γ｛−cos （ωｒ＋ωｏ）ｔ＋cos （ωｒ−ωｏ）ｔ｝ γ＝Ｅｒ・Ｅｏ／２ で示される第１中間周波信号Ｓ41が取り出される。

【００５０】そして、この信号Ｓ41のうち、角周波数
（ωｒ−ωｏ）の信号成分が第１中間周波信号として使
用され、角周波数（ωｒ＋ωｏ）の信号成分は除去され
るので、簡単のため、上式の角周波数（ωｒ＋ωｏ）の
信号成分を無視すると、 Ｓ41＝γ・cos （ωｒ−ωｏ）ｔ となる。

【００５１】また、ここで、 ωｒ−ωｏ＝ωi1＝２πｆi1 とすれば、周波数ｆi1は、第１中間周波数である。

【００５２】そして、この信号Ｓ41が、バンド切り換え
用のスイッチ回路５のＴＶ側接点を通じて、ミキサ回路
６１、６２に供給される。

【００５３】また、分周回路３１からの信号Ｓ1a、Ｓ1b
が、分周回路（カウンタ）３２に供給され、１／４の周
波数で、位相が互いに直交する信号Ｓ2a、Ｓ2bに分周さ
れる。すなわち、 Ｓ2a＝Ｅ２・cos ω２ｔ Ｓ2b＝Ｅ２・sin ω２ｔ ω２＝ω１／４ ＝２π（ｆｏ／８） ・・・ (4) で示される信号Ｓ2a、Ｓ2bに分周される。

【００５４】そして、これら信号Ｓ2a、Ｓ2bが、スイッ
チ回路５１、５２のＴＶ側接点を通じてミキサ回路６
１、６２に供給されて信号Ｓ41とそれぞれ乗算される。

【００５５】したがって、以後、ＦＭ放送の受信時と同
様にして、加算回路８からは、 Ｓ８＝Ｓ71＋Ｓ72 ＝−２δ・sin ｛ω２−（ωｒ−ωｏ）｝ｔ ・・・ (5) δ＝γ・Ｅ２／２ で示される第２中間周波信号Ｓ８が取り出される。

【００５６】そして、この第２中間周波信号Ｓ８が、ロ
ーパスフィルタ１１およびアンプ１２を通じてＦＭ復調
回路１３に供給されて音声信号が復調され、この音声信
号が端子１４に取り出される。

【００５７】そして、この場合、テレビ放送のハイバン
ドの音声キャリア周波数ｆｒは、図２の左欄に示すとお
りである。また、(5) 式において、 ω２−（ωｒ−ωｏ）＝２πｆi2 とすれば、この式に(4) 式を代入して、 ２πｆi2＝ω２−（ωｒ−ωｏ） ＝２π（ｆｏ／８）−（２πｆｒ−２πｆｏ） ∴ ｆi2＝９／８・ｆｏ−ｆｒ となる。

【００５８】したがって、ＶＣＯ２１の発振周波数ｆｏ
を、１５６．３５ＭHz〜１９７．２５ＭHzの間におい
て、図２の中欄に示すように変化させれば、周波数ｆi2
は、図２の右欄のようになり、ほぼ１５０ｋHzとなる。
したがって、テレビ放送のハイバンドの音声を受信でき
ることになる。

【００５９】なお、このとき、第２中間周波数ｆi2は、
ＦＭ放送の受信時の中間周波数１５０ｋHzからずれてい
るが、そのずれは、復調回路１３の復調特性の直線範囲
からはずれるほど大きくはないので、問題はない。

【００６０】こうして、このＦＭ／ＴＶ受信部によれ
ば、ＦＭ放送およびテレビ放送の音声を受信することが
できるが、ＶＣＯ２１およびその共振回路（図示せず）
は１つ設けるだけでよく、コストの上昇を抑えることが
できる。

【００６１】しかも、ＶＣＯ２１の発振周波数ｆｏの変
化範囲は、上記のように、 ＦＭ放送及びテレビ放送のローバンド…１５２．３ＭHz〜２１６．３ＭHz テレビ放送のハイバンド …１５６．３５ＭHz〜１９７．２５ＭHz である。すなわち、テレビ放送のハイバンドの音声を受
信するときに必要とされる周波数ｆｏの変化範囲は、Ｆ
Ｍ放送およびテレビ放送のローバンドの音声を受信する
ときの周波数ｆｏの変化範囲に含まれる。

【００６２】したがって、ＶＣＯ２１およびその共振回
路は、これまでのものでよく、特別な構成とする必要が
ないので、この点からもコストの上昇を抑えることがで
きる。したがって、ＦＭ／ＡＭの２バンド受信機とほぼ
同じコストで、ＡＭ／ＦＭ／ＴＶの３バンド受信機を実
現することができる。

【００６３】さらに、大部分の回路をＩＣ化することが
でき、したがって、ＦＭ放送およびテレビ放送の音声の
受信用のＩＣを１チップで提供することができる。

【００６４】なお、上述において、分周回路３１、３２
の分周比は、他の値にすることもできる。また、ＡＭ放
送の受信回路と一体化することもできる。

【００６５】次に、ＩＣ内の回路として実現されるスイ
ッチ回路５の構成例について、図３〜図５を参照して説
明する。この図３〜図５は、第１のミキサ回路４→スイ
ッチ回路５→ミキサ回路６１の部分を示すもので、ミキ
サ回路６２の部分は、ミキサ回路６１に並列に接続され
るので、説明の簡単のため図示は省略した。

【００６６】図３は、第１のミキサ回路とスイッチ回路
５の部分の回路図であり、＃１〜＃７の部分が、図４の
ミキサ回路６１の＃１〜＃７の部分に続くものである。
また、この実施の形態においては、ミキサ回路６１、６
２の出力側には、ミックスバッファ回路６２Ｍが設けら
れるもので、図５は、そのミックスバッファ回路部分の
回路図であり、図４の＃８〜＃１２の部分が、図５の＃
８〜＃１２の部分に続くものである。

【００６７】なお、この例の回路には、電源電圧とし
て、例えば２Ｖの直流電圧Ｖｃｃが、電圧源１００から
供給される。また、それぞれ、例えば１．２５Ｖの直流
電圧ＶａおよびＶｂが、電圧源１０１および１０２から
供給される。

【００６８】また、ＦＭ放送およびテレビ放送のローバ
ンドの放送波受信時と、テレビ放送のハイバンドの受信
時とで、電圧値が変更されるバンド切り換え電圧Ｖｓｗ
を発生する切り換え電圧源１０３が設けられる。この例
においては、このバンド切り換え電圧Ｖｓｗは、ＦＭ放
送およびテレビ放送のローバンドの放送波受信時は０ボ
ルトにされ、テレビ放送のハイバンドの受信時にはこの
例では１．２５ボルトにされる。この電圧源１０３から
発生する電圧の切り換えは、ユーザーのバンド切り換え
に応じて、例えばマイクロコンピュータからの信号によ
り行われる。

【００６９】第１のミキサ回路４は、図３に示すよう
に、トランジスタＱ３〜Ｑ１３と、抵抗Ｒ１〜Ｒ１０と
からなるダブルバランス型の構成とされており、そのう
ちのトランジスタＱ５，Ｑ８，Ｑ１１および抵抗Ｒ４，
Ｒ６，Ｒ８は、そのバイアス電流源を構成する。そし
て、これらトランジスタＱ５，Ｑ８，Ｑ１１のベースに
は、切り換え電圧源１０３からのバンド切り換え電圧Ｖ
ｓｗが、抵抗Ｒ１０を介して供給される。

【００７０】そして、トランジスタＱ３とトランジスタ
Ｑ７のベース間およびトランジスタＱ１０とトランジス
タＱ１３のベース間には、ＶＣＯ２１からの局部発振信
号Ｓｏが供給される。

【００７１】また、トランジスタＱ４，Ｑ６の共通ベー
スおよびトランジスタＱ９，Ｑ１２の共通ベースは、電
圧源１０１からの直流電圧Ｖａによりバイアスされてい
ると共に、トランジスタＱ４，Ｑ６の共通ベースには、
後述の増幅器により増幅されたテレビ放送波信号が供給
される。

【００７２】この場合、トランジスタＱ４とトランジス
タＱ６のエミッタ面積の比が、２：１０に選定されると
共に、トランジスタＱ９とトランジスタＱ６のエミッタ
面積の比が、２：１０に選定されている。そして、トラ
ンジスタ４のエミッタとトランジスタＱ１２のエミッタ
とが共通に接続されて、その共通接続点が電流源を構成
するトランジスタＱ５に接続され、また、トランジスタ
６のエミッタとトランジスタＱ９のエミッタとが共通に
接続されて、その共通接続点が電流源を構成するトラン
ジスタＱ８に接続されている。

【００７３】トランジスタＱ１，Ｑ２は、端子ＴＶinを
通じて入力されるテレビ放送のハイバンドの音声放送波
を増幅するベース接地型カスケード増幅器を構成する。
そして、コイルＬ１、容量Ｃ１、可変容量ダイオードＣ
２、抵抗Ｒ７は、高周波同調回路を構成している。電圧
源１０４は、同調用の制御電圧の発生源である。端子Ｔ
ＶＲＯは、コイルＬ１、容量Ｃ１、可変容量ダイオード
Ｃ２、抵抗Ｒ７をＩＣの外付けとするための端子であ
る。

【００７４】なお、容量Ｃ３，Ｃ４は、このミキサ回路
４の出力をミキサ回路６１、６２に供給するための結合
容量である。

【００７５】スイッチ回路５は、トランジスタＰ１，Ｐ
２，Ｑ１４，Ｑ１５および抵抗１１〜Ｒ１５により構成
される。そして、切り換え電圧源１０３からのバンド切
り換え電圧Ｖｓｗが、トランジスタＱ１５のベースに供
給され、トランジスタＱ１４のベースには、電圧源１０
２からの直流電圧Ｖｂが常時供給される。トランジスタ
Ｐ１とＰ２とはカレントミラーの構成である。

【００７６】この例においては、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１５の
値は、 Ｒ１１＝１０ｋΩ Ｒ１２＝１０ｋΩ Ｒ１３＝２７．５ｋΩ Ｒ１４＝１０ｋΩ Ｒ１５＝１１ｋΩ に選定されている。

【００７７】ミキサ回路６１は、図４に示すように、ト
ランジスタＱ１８〜Ｑ２７と、抵抗Ｒ１７〜Ｒ２６とか
らなるダブルバランス型の構成とされており、そのうち
のトランジスタＱ２２，Ｑ２３および抵抗Ｒ２１，Ｒ２
４はそのバイアス電流源を構成する。この場合、トラン
ジスタＱ２２のベースには、抵抗Ｒ２０を介して電圧源
１０２からの電圧Ｖｂが印加されている。

【００７８】また、トランジスタＱ１６，Ｑ１７は、端
子ＦＭinを通じて入力されるＦＭ放送の放送波信号を増
幅するベース接地型カスケード増幅器を構成する。そし
て、コイルＬ２、容量Ｃ６、可変容量ダイオードＣ７
は、高周波同調回路を構成しており、同調用の制御電圧
の発生源１０５からの制御電圧が抵抗Ｒ２３を通じて供
給される。端子ＦＭＲＯは、コイルＬ２、容量Ｃ６、可
変容量ダイオードＣ７および抵抗Ｒ２３を，ＩＣの外付
けとするための端子である。

【００７９】そして、トランジスタＱ１８およびトラン
ジスタＱ２０のベース間およびトランジスタＱ２５およ
びトランジスタＱ２７のベース間には、前述したよう
に、ＦＭ放送およびテレビ放送のローバンド受信時に
は、分周回路３１からの局部発振信号Ｓ1aが供給され、
テレビ放送のハイバンドの受信時には、分周回路３２か
らの局部発振信号Ｓ2aが供給される。

【００８０】トランジスタＱ１９およびトランジスタＱ
２６は、テレビ放送のハイバンド受信時のミキサ回路６
１の入力回路を構成するもので、これらトランジスタＱ
１９およびトランジスタＱ２６のベースには、容量Ｃ３
およびＣ４をそれぞれ通じて、ミキサ回路４の出力信号
（テレビ放送のハイバンド受信時の第１中間周波信号）
が、それぞれ供給される。

【００８１】また、トランジスタＱ２１およびＱ２４
は、ＦＭ放送およびテレビ放送のローバンド受信時のミ
キサ回路６１の入力回路を構成するもので、これらトラ
ンジスタＱ２１およびＱ２４のベースは、電圧源１０２
からの直流電圧Ｖｂによりバイアスされると共に、トラ
ンジスタＱ２１のベースには、トランジスタＱ１６，Ｑ
１７により増幅されたＦＭ放送波信号が供給される。

【００８２】そして、この場合、トランジスタＱ２１，
２４の共通エミッタ接続点は、バイアス電流源を構成す
るトランジスタＱ２３のコレクタに直接接続されるが、
トランジスタＱ１９，Ｑ２６のエミッタは、それぞれ抵
抗Ｒ１９，Ｒ２５を通じてバイアス電流源を構成するト
ランジスタＱ２３のコレクタに接続され、テレビ放送の
ハイバンド受信時のミキサ回路６１の入力部のインター
セプトポイントが、第１のミキサ回路４の入力部のそれ
に比べて高くなるように構成されている。

【００８３】ここで、インターセプトポイントとは、増
幅器の特性であって、希望信号出力強度と２信号妨害波
入力時の３次相互変調歪みにより生じる出力信号強度と
が等しくなる入力信号強度のことで、強入力特性を図る
目安として使用されるものである。

【００８４】図６は、インターセプトポイントの説明図
である。この図６において、横軸は、入力信号強度、縦
軸は出力信号強度を表している。そして、ＳＨは希望信
号出力特性、ＩＭ３は前記の妨害波入力時の出力信号特
性、ＩＰはインターセプトポイント、をそれぞれ示して
いる。

【００８５】前述のようにミキサ回路６１の入力部のイ
ンターセプトポイントが、第１のミキサ回路４の入力部
のそれに比べて高くなるように構成するのは、テレビ放
送のハイバンド受信時には、ダブルコンバージョン型に
なるので、第１のミキサ回路４での電圧増幅度の分、ミ
キサ回路６１の入力部の信号強度を高くする必要がある
ためである。

【００８６】すなわち、テレビ放送のハイバンド受信時
は、この例の場合には、トランジスタＱ１９，Ｑ２６が
ミキサ回路６１の入力回路となるので、そのエミッタ側
に設けた抵抗Ｒ１９，Ｒ２６に電圧降下を生じ、インタ
ーセプトポイントが高くなる。

【００８７】また、図４において、トランジスタＰ３〜
Ｐ５、トランジスタＱ２８〜Ｑ３０、抵抗Ｒ２７〜Ｒ３
０は、ミキサ回路６１の出力を反転してミックスバッフ
ァ回路６２Ｍに供給するための回路である。

【００８８】ミックスバッファ回路６１Ｍは、図５に示
すように、トランジスタＰ６〜Ｐ１３，Ｑ３１〜Ｑ３５
により構成され、ミキサ回路６１からの電流出力を電圧
出力に変換して、前記信号Ｓ61として出力端子ＭＩＸＯ
に出力する。なお、トランジスタＰ１０〜Ｐ１３および
Ｑ３６〜Ｑ３８は、ミックスバッファ回路６１Ｍのバイ
アス回路で、トランジスタＰ９およびトランジスタＱ３
５を流れる電流を決定している。

【００８９】なお、ミキサ回路６２については、図示は
省略するが、上述したミキサ回路６１とまったく同様の
構成を有し、第１のミキサ回路４からの中間周波信号ま
たはＦＭ放送波が、局部発振信号Ｓ1bまたはＳ2bにより
周波数変換され、ミックスバッファ回路により電圧出力
に変換されて、出力信号Ｓ62として取り出されるもので
ある。

【００９０】次に、以上のように構成された回路の動作
について、説明する。

【００９１】［ＦＭ放送（テレビ放送のローバンドを含
む）の放送波信号の受信時］このときには、前述したよ
うに、バンド切り換え電圧Ｖｓｗが０ボルトになるた
め、第１のミキサ回路４のベース電位が０ボルトとな
り、第１のミキサ回路４には、バイアス電流が流れず非
動作状態になる。また、トランジスタＱ１５もオフとな
る。

【００９２】そして、トランジスタＱ１４のベースに
は、１．２５ボルトの電圧Ｖｂが印加されており、この
トランジスタＱ１４には、例えば２０μＡの電流が流れ
ているので、この電流が抵抗Ｒ１４を通じて流れ、トラ
ンジスタＱ１４のコレクタ電位は、電圧Ｖａ（１．２５
ボルト）より２００ミリボルト下がって、１．０５ボル
トになる。したがって、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２を介して、
ミキサ回路６１のトランジスタＱ１９，Ｑ２６のベース
電位は、１．０５ボルトにバイアスされる。

【００９３】一方、ミキサ回路６１のトランジスタＱ２
３のコレクタ電位は、電圧Ｖａによりバイアスされたト
ランジスタＱ２１、Ｑ２４により、０．５５ボルト
（１．２５−０．７）となっているから、トランジスタ
Ｑ１９，Ｑ２６はオフとなり、ミキサ回路６１の入力回
路はトランジスタＱ２１，２４となる。

【００９４】そして、端子ＦＭinを通じたＦＭ放送波信
号は、トランジスタＱ１６，Ｑ１７のベース接地型カス
ケード増幅器により、インダクタンスＬ２を負荷として
増幅され、ミキサ回路６１のトランジスタＱ２１のベー
スに入力される。そして、分周回路３１からの局部発振
信号Ｓ1aと掛け算されて、中間周波信号に周波数変換さ
れる。

【００９５】この中間周波信号は、電流出力形式であっ
て、トランジスタＰ３，Ｐ４で位相反転された後、ミッ
クスバッファ回路６１Ｍに供給されて、電圧出力に変換
され、出力端子ＭＩＸＯに導出される。

【００９６】［テレビ放送のハイバンドの放送波信号の
受信時］このときには、バンド切り換え電圧Ｖｓｗが
１．２５ボルトになる。このため、第１のミキサ回路４
の電流源トランジスタＱ５，Ｑ８，Ｑ１１がオンとな
り、第１のミキサ回路４にバイアス電流が流れるので、
第１のミキサ回路４が動作状態になる。また、トランジ
スタＱ１５がオンとなり、このトランジスタＱ１５を通
じて例えば５０μＡの電流が流れるので、カレントミラ
ー構成のトランジスタＰ１，Ｐ２により、トランジスタ
Ｐ１に５０μＡが流れる。

【００９７】一方、前述したように、トランジスタＱ１
４には、２０μＡの電流が流れるので、トランジスタＰ
１に流れる電流５０μＡとの差分の３０μＡの電流が抵
抗Ｒ１４を通じて流れ、トランジスタＱ１９，Ｑ２６の
ベース電位は、１．５５ボルトになる。一方、トランジ
スタＱ２１，Ｑ２４のベース電位は、１．２５ボルトで
あるので、トランジスタＱ２１，Ｑ２４はオフとなり、
ミキサ回路６１の入力回路はトランジスタＱ１９，Ｑ２
６となる。

【００９８】そして、端子ＴＶinを通じたテレビ放送波
信号は、トランジスタＱ１，Ｑ２のベース接地型カスケ
ード増幅器により、インダクタンスＬ１を負荷として増
幅され、ミキサ回路４のトランジスタＱ４、Ｑ６のベー
スに入力される。そして、ＶＣＯ２１からの局部発振信
号Ｓｏと掛け算されて、第１中間周波信号に周波数変換
される。

【００９９】そして、トランジスタＱ３，Ｑ１０のコレ
クタ側に得られる第１中間周波信号が容量Ｃ３を通じ
て、ミキサ回路６１の、インターセプトポイントが高く
設定されているトランジスタＱ１９のベースに供給され
ると共に、トランジスタＱ７，Ｑ１３のコレクタ側に得
られる第１中間周波信号が容量Ｃ４を通じてミキサ回路
６１の、インターセプトポイントが高く設定されている
トランジスタＱ２６のベースに供給される。

【０１００】そして、分周回路３２からの局部発振信号
Ｓ2aと掛け算されて、中間周波信号に周波数変換され
る。この中間周波信号は、電流出力形式であって、トラ
ンジスタＰ３，Ｐ４で位相反転された後、ミックスバッ
ファ回路６１Ｍに供給されて、電圧出力に変換され、出
力端子ＭＩＸＯに導出される。

【０１０１】以上のようにして、この実施の形態におい
ては、ミキサ回路をＩＣ内部で切り換えることが可能で
あるため、外付けの切り換え用のトランジスタ、抵抗、
コイルなどの部品が不要になる。また、ＩＣ内部で切り
換えるため、増幅器の負荷が軽く、低消費電流化するこ
とができる。

【０１０２】なお、以上の例では、ミキサ回路６１、６
２のテレビ放送のハイバンド受信時の入力回路のインタ
ーセプトポイントを高くするための手段としては、入力
トランジスタＱ１９，Ｑ２６のエミッタ側に抵抗を挿入
するようにしたが、入力トランジスタＱ１９，Ｑ２６の
エミッタ面積を、大きくすることによっても、同様の効
果が得られる。

【０１０３】

【発明の効果】この発明によれば、ＦＭ／ＴＶ受信機に
おいて、局部発振回路を１つ設けるだけでよく、コスト
の上昇を抑えることができる。しかも、その局部発振回
路の発振周波数の変化範囲は、ＦＭ放送およびテレビ放
送のローバンドの音声を受信するときの変化範囲でよ
く、したがって、局部発振回路を特別な構成とする必要
がないので、この点からもコストの上昇を抑えることが
できる。

【０１０４】さらに、大部分の回路をＩＣ化することが
でき、ＦＭ放送およびテレビ放送の音声の受信用のＩＣ
を１チップで提供することができる。

【０１０５】そして、ＩＣ化したときには、ＩＣ内にミ
キサ回路の切り換え回路を設けることができるので、部
品点数の削減、低消費電流化が実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明によるラジオ受信機の一実施の形態を
示す系統図である。

【図２】この発明を説明するための数値表の図である。

【図３】この発明によるラジオ受信機の一実施の形態の
要部の一部回路図である。

【図４】この発明によるラジオ受信機の一実施の形態の
要部の一部回路図である。

【図５】この発明によるラジオ受信機の一実施の形態の
要部の一部回路図である。

【図６】インターセプトポイントを説明するための図で
ある。

【図７】ＦＭ／ＴＶ受信機の一例を示す系統図である。

【符号の説明】 ２ 分波回路 ４ 第１のミキサ回路 ８ 加算回路 １１ ローパスフィルタ １３ 復調回路 ２０ ＰＬＬ ２１ ＶＣＯ ３１、３２ 分周回路 ６１、６２ ミキサ回路 ７１、７２ 移相回路

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第１の局部発振信号を形成する発振回路
   と、 第２の局部発振信号を形成する回路と、 テレビ放送の音声放送波信号を、前記第１の局部発振信
   号により、第１の中間周波信号に周波数変換する第１の
   ミキサ回路と、 前記第１の中間周波信号用であって、インターセプトポ
   イントが高く設定された第１の入力回路と、ＦＭ放送の
   放送波信号用の第２の入力回路を有し、これら第１また
   は第２の入力回路に供給された信号を、第２の局部発振
   信号により、第２の中間周波信号に周波数変換する第２
   のミキサ回路とを備えるラジオ受信機であって、 前記テレビ放送の音声放送波信号の受信時と、前記ＦＭ
   放送の放送波信号の受信時とで電圧値を変更する切り換
   え電圧により、前記第１のミキサ回路が、前記テレビ放
   送の受信時には動作状態に、ＦＭ放送の受信時には非動
   作状態に、切り換えられると共に、前記第２のミキサ回
   路の入力回路が、前記テレビ放送の受信時には前記第１
   の入力回路に、ＦＭ放送の受信時には前記第２の入力回
   路に、切り換えられるようにしたことを特徴とするラジ
   オ受信機。
2. 【請求項２】請求項１に記載のラジオ受信機において、 前記第１および第２のミキサ回路は、平衡変調型の回路
   とされ、 前記切り換え電圧により、前記第１のミキサ回路のバイ
   アス電流が制御されて、前記切り換えが行われると共
   に、 前記第２のミキサの前記第１の入力回路を構成するトラ
   ンジスタのエミッタ側に抵抗が接続されて、インターセ
   プトポイントが高くなるようにされてなるラジオ受信
   機。
3. 【請求項３】請求項１に記載のラジオ受信機において、 前記第１および第２のミキサ回路は、平衡変調型の回路
   とされ、 前記切り換え電圧により、前記第１のミキサ回路のバイ
   アス電流が制御されて、前記切り換えが行われると共
   に、 前記第２のミキサの前記第１の入力回路と前記第２の入
   力回路を構成するトランジスタのエミッタ面積を異なら
   せることにより、前記第１の入力回路のインターセプト
   ポイントが高くなるようにされてなるラジオ受信機。
4. 【請求項４】前記第２の局部発振信号を形成する回路
   は、前記第１の局部発振信号を分周して、位相が互いに
   直交する１対の第２の局部発振信号を形成する分周回路
   で構成され、 前記第２のミキサ回路は、前記第１の中間周波信号また
   は前記ＦＭ放送の放送波信号を、前記１対の第２の局部
   発振信号により、１対の中間周波信号に周波数変換する
   ものであり、 この第２のミキサ回路から出力される前記１対の中間周
   波信号に対して移相処理を行う１対の移相回路と、 この１対の移相回路の出力信号を演算して目的とする放
   送波信号の中間周波信号を含む信号を出力する演算回路
   と、 この演算回路の出力信号から前記目的とする放送波信号
   の中間周波信号を取り出すフィルタと、 このフィルタの出力信号が供給されて音声信号の復調を
   行う復調回路とを有することを特徴とする請求項１に記
   載のラジオ受信機。