JPH09163738A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JPH09163738A JPH09163738A JP31648595A JP31648595A JPH09163738A JP H09163738 A JPH09163738 A JP H09163738A JP 31648595 A JP31648595 A JP 31648595A JP 31648595 A JP31648595 A JP 31648595A JP H09163738 A JPH09163738 A JP H09163738A
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- transformer
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- inductance
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Abstract
(57)【要約】
【課題】ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、スイッチング
手段として用いる半導体素子にかかる電圧及び電流スト
レスを軽減し、変換効率を向上させる。 【課題解決手段】電源１と、エネルギーの蓄積及び放出
が可能なインダクタンス２と、プッシュプル動作を行う
トランス３と、インダクタンス２に蓄積されるエネルギ
ー量を制御するトランジスタ８とを直列に接続する。イ
ンダクタンス２及びトランス３に対して並列に一方向性
素子７が接続されている。一方向性素子７は、トランジ
スタ８がオンの間にインダクタンス２に蓄積されたエネ
ルギーを、トランジスタ８がオフの時に、トランス３を
介して負荷１３に放出する。
手段として用いる半導体素子にかかる電圧及び電流スト
レスを軽減し、変換効率を向上させる。 【課題解決手段】電源１と、エネルギーの蓄積及び放出
が可能なインダクタンス２と、プッシュプル動作を行う
トランス３と、インダクタンス２に蓄積されるエネルギ
ー量を制御するトランジスタ８とを直列に接続する。イ
ンダクタンス２及びトランス３に対して並列に一方向性
素子７が接続されている。一方向性素子７は、トランジ
スタ８がオンの間にインダクタンス２に蓄積されたエネ
ルギーを、トランジスタ８がオフの時に、トランス３を
介して負荷１３に放出する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は定電圧出力を供給す
るためのＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
るためのＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】図３は従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回
路図である。直流電源１にはトランス３が接続され、さ
らに、スイッチング手段としてのトランジスタ８がトラ
ンス３に対して直列に接続されている。トランジスタ８
には出力電圧を安定化させるための制御回路１２が接続
されており、トランジスタ８のオン・オフは制御回路１
２からの制御信号に応じて制御される。
路図である。直流電源１にはトランス３が接続され、さ
らに、スイッチング手段としてのトランジスタ８がトラ
ンス３に対して直列に接続されている。トランジスタ８
には出力電圧を安定化させるための制御回路１２が接続
されており、トランジスタ８のオン・オフは制御回路１
２からの制御信号に応じて制御される。
【０００３】トランス３の二次側にはインダクタンス２
とコンデンサ１１とが接続されている。このインダクタ
ンス２とコンデンサ１１はチョークインプット形の平滑
回路を構成しており、トランジスタ８がオンの時に、ト
ランス３の二次側に出力されたパルス電圧の平均値が出
力電圧として出力端子１４を介して負荷１３に供給され
る。
とコンデンサ１１とが接続されている。このインダクタ
ンス２とコンデンサ１１はチョークインプット形の平滑
回路を構成しており、トランジスタ８がオンの時に、ト
ランス３の二次側に出力されたパルス電圧の平均値が出
力電圧として出力端子１４を介して負荷１３に供給され
る。
【０００４】さらに、トランス３の二次側には二つの整
流素子９，１０が接続されており、整流素子９はトラン
ス３の二次側出力を整流し、整流素子１０はインダクタ
ンス２のフライバックエネルギーを転流する。
流素子９，１０が接続されており、整流素子９はトラン
ス３の二次側出力を整流し、整流素子１０はインダクタ
ンス２のフライバックエネルギーを転流する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上述の従来のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにおいては、トランス３の飽和を防止する
ために、スイッチング手段としてのトランジスタ８にお
けるオン時間の時比率を最大でも約４０％に設定せざる
を得なかった。
Ｃコンバータにおいては、トランス３の飽和を防止する
ために、スイッチング手段としてのトランジスタ８にお
けるオン時間の時比率を最大でも約４０％に設定せざる
を得なかった。
【０００６】図４（Ａ）はトランジスタ８に印加される
電圧波形、図４（Ｂ）はトランジスタ８を流れる電流波
形を各々示している。トランジスタ８のオン時間の時比
率を４０％以下に設定することの結果として、図４
（Ｂ）に示すように、トランジスタ８を流れる電流のピ
ーク値は時比率に反比例して増加する。
電圧波形、図４（Ｂ）はトランジスタ８を流れる電流波
形を各々示している。トランジスタ８のオン時間の時比
率を４０％以下に設定することの結果として、図４
（Ｂ）に示すように、トランジスタ８を流れる電流のピ
ーク値は時比率に反比例して増加する。
【０００７】また、トランジスタ８がオンである間にト
ランス３に蓄積された励磁エネルギーはトランジスタ８
がオフである時に放出されるため、トランス３において
は逆電圧が発生する。このため、図４（Ａ）に示すよう
に、トランジスタ８には逆電圧の値Ｖｒと直流入力電圧
の値Ｖｉとの和（Ｖｒ＋Ｖｉ）が印加されることにな
る。
ランス３に蓄積された励磁エネルギーはトランジスタ８
がオフである時に放出されるため、トランス３において
は逆電圧が発生する。このため、図４（Ａ）に示すよう
に、トランジスタ８には逆電圧の値Ｖｒと直流入力電圧
の値Ｖｉとの和（Ｖｒ＋Ｖｉ）が印加されることにな
る。
【０００８】このため、従来の絶縁形ＤＣ−ＤＣコンバ
ータに使用されるスイッチング用のトランジスタとして
は、高耐圧かつ大電流型の半導体素子しか利用すること
ができなかった。一般に、半導体素子は高耐圧化するほ
ど、電流を流したときの損失が増加するため、その分、
ＤＣ−ＤＣコンバータの変換効率も低下せざるを得なか
った。
ータに使用されるスイッチング用のトランジスタとして
は、高耐圧かつ大電流型の半導体素子しか利用すること
ができなかった。一般に、半導体素子は高耐圧化するほ
ど、電流を流したときの損失が増加するため、その分、
ＤＣ−ＤＣコンバータの変換効率も低下せざるを得なか
った。
【０００９】また、図５はインダクタンス２（例えば、
チョークコイルからなる）のエネルギー吸収及び放出状
態を示した波形図である。トランス３の２次側電圧をＶ
ｔ、出力端子１４における電圧をＶｏとすると、図５に
示すように、インダクタンス２がエネルギーを吸収する
量を表す面積Ｓ1 はインダクタンス２がエネルギーを放
出する量を表す面積Ｓ2 に等しい。このため、エネルギ
ー蓄積量及びエネルギー放出量（すなわち、面積Ｓ1 ，
Ｓ2 ）が大きくなると、インダクタンス２は大容量ひい
ては大型のものを用いることが必要になってくる。
チョークコイルからなる）のエネルギー吸収及び放出状
態を示した波形図である。トランス３の２次側電圧をＶ
ｔ、出力端子１４における電圧をＶｏとすると、図５に
示すように、インダクタンス２がエネルギーを吸収する
量を表す面積Ｓ1 はインダクタンス２がエネルギーを放
出する量を表す面積Ｓ2 に等しい。このため、エネルギ
ー蓄積量及びエネルギー放出量（すなわち、面積Ｓ1 ，
Ｓ2 ）が大きくなると、インダクタンス２は大容量ひい
ては大型のものを用いることが必要になってくる。
【００１０】本発明はこのような従来のＤＣ−ＤＣコン
バータにおける問題点に鑑みてなされたものであり、ス
イッチング手段として用いる半導体素子にかかる電圧及
び電流ストレスを軽減し、変換効率の高いＤＣ−ＤＣコ
ンバータを提供することを目的とする。
バータにおける問題点に鑑みてなされたものであり、ス
イッチング手段として用いる半導体素子にかかる電圧及
び電流ストレスを軽減し、変換効率の高いＤＣ−ＤＣコ
ンバータを提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するた
め、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電
源に接続されたエネルギーの蓄積及び放出が可能なエネ
ルギー蓄積手段と、前記エネルギー蓄積手段に蓄積され
るエネルギーの量を制御するスイッチング手段と、前記
エネルギー蓄積手段と前記スイッチング手段との間に接
続され、プッシュプル動作を行うトランスと、前記スイ
ッチング手段がオンの間に前記エネルギー蓄積手段に蓄
積されたエネルギーを、前記スイッチング手段がオフの
時に、前記トランスを介して負荷側に放出する一方向性
素子であって、前記エネルギー蓄積手段と前記トランス
とに対して並列に接続されている一方向性素子と、前記
トランスの二次側に配置された整流平滑回路とを備えて
いる。なお、上記のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、エ
ネルギー蓄積手段とトランスとの配置を入れ換えること
もできる。
め、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、入力直流電
源に接続されたエネルギーの蓄積及び放出が可能なエネ
ルギー蓄積手段と、前記エネルギー蓄積手段に蓄積され
るエネルギーの量を制御するスイッチング手段と、前記
エネルギー蓄積手段と前記スイッチング手段との間に接
続され、プッシュプル動作を行うトランスと、前記スイ
ッチング手段がオンの間に前記エネルギー蓄積手段に蓄
積されたエネルギーを、前記スイッチング手段がオフの
時に、前記トランスを介して負荷側に放出する一方向性
素子であって、前記エネルギー蓄積手段と前記トランス
とに対して並列に接続されている一方向性素子と、前記
トランスの二次側に配置された整流平滑回路とを備えて
いる。なお、上記のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、エ
ネルギー蓄積手段とトランスとの配置を入れ換えること
もできる。
【００１２】本発明の好ましい実施態様においては、前
記トランスは休止期間のないプッシュプル動作を行うよ
うに設定され、かつ、前記整流平滑回路はチョークイン
プット方式の回路として設定される。これにより、前記
トランスへの流入電流をほぼ一定の直流電流とすること
ができる。
記トランスは休止期間のないプッシュプル動作を行うよ
うに設定され、かつ、前記整流平滑回路はチョークイン
プット方式の回路として設定される。これにより、前記
トランスへの流入電流をほぼ一定の直流電流とすること
ができる。
【００１３】また、前記トランスには少なくとも１個の
スイッチング手段を接続し、前記トランスのプッシュプ
ル動作は該スイッチング手段によってなされるように構
成することもできる。前記エネルギー蓄積手段として
は、例えば、チョークコイルを用いることができる。
スイッチング手段を接続し、前記トランスのプッシュプ
ル動作は該スイッチング手段によってなされるように構
成することもできる。前記エネルギー蓄積手段として
は、例えば、チョークコイルを用いることができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】図１に本発明に係るＤＣ−ＤＣコ
ンバータの一実施形態を示す。直流電源１とトランス３
との間にはインダクタンス２が直列に接続されている。
インダクタンス２としては、例えば、チョークコイルを
用いることができる。インダクタンス２はエネルギーの
蓄積及び放出を行うことができる。
ンバータの一実施形態を示す。直流電源１とトランス３
との間にはインダクタンス２が直列に接続されている。
インダクタンス２としては、例えば、チョークコイルを
用いることができる。インダクタンス２はエネルギーの
蓄積及び放出を行うことができる。
【００１５】トランス３の一次側には二つのスイッチン
グ素子４，５が接続されている。スイッチング素子４，
５は駆動回路６に接続されており、駆動回路６によって
駆動される。スイッチング素子４，５はトランス３に休
止期間のないプッシュプル動作を行わせる。
グ素子４，５が接続されている。スイッチング素子４，
５は駆動回路６に接続されており、駆動回路６によって
駆動される。スイッチング素子４，５はトランス３に休
止期間のないプッシュプル動作を行わせる。
【００１６】オン・オフ動作を行うスイッチング素子８
がトランス３に対して直列に接続されている。スイッチ
ング素子８には制御回路１２が接続されており、制御回
路１２からの信号に応じてスイッチング素子８がオン・
オフ動作を行い、これによって、トランス３からの出力
電圧が安定化される。
がトランス３に対して直列に接続されている。スイッチ
ング素子８には制御回路１２が接続されており、制御回
路１２からの信号に応じてスイッチング素子８がオン・
オフ動作を行い、これによって、トランス３からの出力
電圧が安定化される。
【００１７】さらに、インダクタンス２とトランス３と
に対して並列に整流素子７が接続されている。整流素子
７は、スイッチング素子８がオンである間にインダクタ
ンス２に蓄積されたエネルギーを、スイッチング素子８
がオフである時に、一方向にのみ転流させ、トランス３
を介して負荷１３に放出する。
に対して並列に整流素子７が接続されている。整流素子
７は、スイッチング素子８がオンである間にインダクタ
ンス２に蓄積されたエネルギーを、スイッチング素子８
がオフである時に、一方向にのみ転流させ、トランス３
を介して負荷１３に放出する。
【００１８】また、スイッチング素子４，５とトランス
３との間には小容量のコンデンサ１６が接続されてい
る。コンデンサ１６はトランス３の励磁電流をまかなう
機能を奏する。
３との間には小容量のコンデンサ１６が接続されてい
る。コンデンサ１６はトランス３の励磁電流をまかなう
機能を奏する。
【００１９】トランス３の二次側には、全波整流回路を
構成している２個の整流素子９，１０が接続されてお
り、これらの整流素子９，１０はインダクタンス１５及
びコンデンサ１１に接続されている。トランス３からの
出力電圧は整流素子９、１０により全波整流され、イン
ダクタンス１５及びコンデンサ１１によって平滑され
る。この後、トランス３の出力電圧は出力端子１４を介
して負荷１３に印加される。
構成している２個の整流素子９，１０が接続されてお
り、これらの整流素子９，１０はインダクタンス１５及
びコンデンサ１１に接続されている。トランス３からの
出力電圧は整流素子９、１０により全波整流され、イン
ダクタンス１５及びコンデンサ１１によって平滑され
る。この後、トランス３の出力電圧は出力端子１４を介
して負荷１３に印加される。
【００２０】スイッチング素子４，５，８としては、例
えば、バイポーラトランジスタを用いることができる
が、これには限定されず、ＭＯＳＦＥＴやＳＣＲなどを
用いることもできる。さらに、スイッチング素子４，
５，８としてＰチャネル型又はＮチャネル型素子を用い
てもよい。さらには、スイッチング素子８の動作はスイ
ッチング素子４，５と同期又は非同期の何れであっても
よい。
えば、バイポーラトランジスタを用いることができる
が、これには限定されず、ＭＯＳＦＥＴやＳＣＲなどを
用いることもできる。さらに、スイッチング素子４，
５，８としてＰチャネル型又はＮチャネル型素子を用い
てもよい。さらには、スイッチング素子８の動作はスイ
ッチング素子４，５と同期又は非同期の何れであっても
よい。
【００２１】同様に、整流素子７，９，１０としては、
ダイオードの他に、ＭＯＳＦＥＴを利用した同期整流方
式とすることもできる。駆動回路６はトランス３に補助
タップを設け、自励発振形の回路とすることもできる。
ダイオードの他に、ＭＯＳＦＥＴを利用した同期整流方
式とすることもできる。駆動回路６はトランス３に補助
タップを設け、自励発振形の回路とすることもできる。
【００２２】また、図１に示した回路において、インダ
クタンス２とトランス３とを入れ換えて配置することも
可能である。双方を入れ換えても図１に示した回路と同
様の機能を奏し得る。
クタンス２とトランス３とを入れ換えて配置することも
可能である。双方を入れ換えても図１に示した回路と同
様の機能を奏し得る。
【００２３】以上のような構成を有する本実施形態に係
るＤＣ−ＤＣコンバータは以下のように作動する。入力
電圧が低い場合には、スイッチング素子８はオン状態を
継続する。すなわち、スイッチング素子８のオン時間の
時比率は１００％である（従来のＤＣ−ＤＣコンバータ
では、前述したように、４０％以下であった）。入力電
圧の上昇に伴い、トランス３における一次・二次側の巻
数比に応じて、出力電圧も上昇する。この出力電圧が予
め定めた所定値に達すると、スイッチング素子８がスイ
ッチング動作を開始する。このスイッチング動作の開始
とともに、スイッチング素子８のオン時間の時比率は低
下し始める。
るＤＣ−ＤＣコンバータは以下のように作動する。入力
電圧が低い場合には、スイッチング素子８はオン状態を
継続する。すなわち、スイッチング素子８のオン時間の
時比率は１００％である（従来のＤＣ−ＤＣコンバータ
では、前述したように、４０％以下であった）。入力電
圧の上昇に伴い、トランス３における一次・二次側の巻
数比に応じて、出力電圧も上昇する。この出力電圧が予
め定めた所定値に達すると、スイッチング素子８がスイ
ッチング動作を開始する。このスイッチング動作の開始
とともに、スイッチング素子８のオン時間の時比率は低
下し始める。
【００２４】入力電圧がさらに上昇すると、制御回路１
２はスイッチング素子８のオン時間の時比率をさらに低
下させることによって、トランス３からの出力電圧を安
定化させる。このときに、入力電圧とトランス３の端子
間電圧Ｖａとの差がインダクタンス２に引加され、エネ
ルギーとしてインダクタンス２に蓄積される。
２はスイッチング素子８のオン時間の時比率をさらに低
下させることによって、トランス３からの出力電圧を安
定化させる。このときに、入力電圧とトランス３の端子
間電圧Ｖａとの差がインダクタンス２に引加され、エネ
ルギーとしてインダクタンス２に蓄積される。
【００２５】スイッチング素子８がオフになると、整流
素子７を介して帰還電流が流れ、インダクタンス２に蓄
積されたエネルギーがトランス３に与えられ、トランス
３の二次側に放出される。
素子７を介して帰還電流が流れ、インダクタンス２に蓄
積されたエネルギーがトランス３に与えられ、トランス
３の二次側に放出される。
【００２６】従って、スイッチング素子８がオフである
時に、スイッチング素子８に印可される電圧は、入力電
圧に整流素子７の順方向電圧降下分を加算した値とな
る。また、トランス３の二次側端子間電圧は、出力電圧
の値にほぼ等しくなっており、常に一定値を維持してい
る。
時に、スイッチング素子８に印可される電圧は、入力電
圧に整流素子７の順方向電圧降下分を加算した値とな
る。また、トランス３の二次側端子間電圧は、出力電圧
の値にほぼ等しくなっており、常に一定値を維持してい
る。
【００２７】図２（Ａ）は本実施形態におけるスイッチ
ング素子８に作用する電圧波形、図２（Ｂ）はスイッチ
ング素子８を流れる電流波形を示す波形図である。図２
（Ａ）に示すように、スイッチング素子８に印可される
電圧ストレスは入力電圧Ｖｉとほぼ等しい値まで低下す
る。すなわち、図４（Ａ）に示した従来のＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおけるスイッチング素子に印可される電圧と
比較して、逆電圧Ｖｒの分だけ電圧が低下する。
ング素子８に作用する電圧波形、図２（Ｂ）はスイッチ
ング素子８を流れる電流波形を示す波形図である。図２
（Ａ）に示すように、スイッチング素子８に印可される
電圧ストレスは入力電圧Ｖｉとほぼ等しい値まで低下す
る。すなわち、図４（Ａ）に示した従来のＤＣ−ＤＣコ
ンバータにおけるスイッチング素子に印可される電圧と
比較して、逆電圧Ｖｒの分だけ電圧が低下する。
【００２８】さらに、スイッチング素子８のオン時間の
時比率を大きく設定することができるので、スイッチン
グ素子８を流れる電流のピーク値も、図２（Ｂ）に示す
ように、図４（Ｂ）に示したピーク値と比較して、極め
て低い値となる。
時比率を大きく設定することができるので、スイッチン
グ素子８を流れる電流のピーク値も、図２（Ｂ）に示す
ように、図４（Ｂ）に示したピーク値と比較して、極め
て低い値となる。
【００２９】さらに、整流素子９，１０は全波整流回路
を構成しているため、整流素子９、１０においても電圧
ストレスは出力電圧の約２倍程度にしかならない。
を構成しているため、整流素子９、１０においても電圧
ストレスは出力電圧の約２倍程度にしかならない。
【００３０】
【発明の効果】以上のように、本発明に係るＤＣ−ＤＣ
コンバータにより、種々の利点がもたらされる。第一
に、スイッチング素子として使用される半導体にかかる
電圧及び該半導体を流れる電流を軽減することができ
る。第二に、回路に流れる電流のピーク値が低減される
ことにより、トランス及びインダクタンスにおける銅損
を減少させることができる。第三に、休止期間のないプ
ッシュプル動作を行うトランスを用いて、二次側にエネ
ルギー伝達を行うため、トランスの利用効率を向上させ
ることができる。
コンバータにより、種々の利点がもたらされる。第一
に、スイッチング素子として使用される半導体にかかる
電圧及び該半導体を流れる電流を軽減することができ
る。第二に、回路に流れる電流のピーク値が低減される
ことにより、トランス及びインダクタンスにおける銅損
を減少させることができる。第三に、休止期間のないプ
ッシュプル動作を行うトランスを用いて、二次側にエネ
ルギー伝達を行うため、トランスの利用効率を向上させ
ることができる。
【図１】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形
態の回路図である。
態の回路図である。
【図２】（Ａ），（Ｂ）は各々図１に示したＤＣ−ＤＣ
コンバータのスイッチング素子の電圧電流波形図であ
る。
コンバータのスイッチング素子の電圧電流波形図であ
る。
【図３】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図４】（Ａ），（Ｂ）は各々図３に示した従来のＤＣ
−ＤＣコンバータの電圧電流波形図である。
−ＤＣコンバータの電圧電流波形図である。
【図５】インダクタンスのエネルギー吸収・放出量を表
す波形図である。
す波形図である。
１ 直流電源 ２ インダクタンス ３ トランス ４，５，８ スイッチング素子 ６ 駆動回路 ７，９，１０ 整流素子 １１ コンデンサ １２ 制御回路 １３ 負荷 １４ 出力端子 １５ インダクタンス １６ コンデンサ
Claims (4)
- 【請求項１】 入力直流電源に接続されたエネルギーの
蓄積及び放出が可能なエネルギー蓄積手段と、 前記エネルギー蓄積手段に蓄積されるエネルギーの量を
制御するスイッチング手段と、 前記エネルギー蓄積手段と前記スイッチング手段との間
に接続され、プッシュプル動作を行うトランスと、 前記スイッチング手段がオンの間に前記エネルギー蓄積
手段に蓄積されたエネルギーを、前記スイッチング手段
がオフの時に、前記トランスを介して負荷側に放出する
一方向性素子であって、前記エネルギー蓄積手段と前記
トランスとに対して並列に接続されている一方向性素子
と、 前記トランスの二次側に配置された整流平滑回路と、 を備えるＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 前記トランスを休止期間のないプッシュ
プル動作を行うように設定し、かつ、前記整流平滑回路
をチョークインプット方式の回路として設定することに
より、前記トランスへの流入電流をほぼ一定の直流電流
としたことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコ
ンバータ。 - 【請求項３】 前記トランスには少なくとも１個のスイ
ッチング手段が接続されており、前記トランスのプッシ
ュプル動作は該スイッチング手段によってなされるもの
であることを特徴とする請求項１又は２に記載のＤＣ−
ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】 前記エネルギー蓄積手段はチョークコイ
ルであることを特徴とする請求項１乃至３の何れか一項
に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31648595A JPH09163738A (ja) | 1995-12-05 | 1995-12-05 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31648595A JPH09163738A (ja) | 1995-12-05 | 1995-12-05 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09163738A true JPH09163738A (ja) | 1997-06-20 |
Family
ID=18077620
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31648595A Pending JPH09163738A (ja) | 1995-12-05 | 1995-12-05 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09163738A (ja) |
-
1995
- 1995-12-05 JP JP31648595A patent/JPH09163738A/ja active Pending
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