JPH09148854A - 高利得増幅器 - Google Patents
高利得増幅器Info
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- JPH09148854A JPH09148854A JP8109979A JP10997996A JPH09148854A JP H09148854 A JPH09148854 A JP H09148854A JP 8109979 A JP8109979 A JP 8109979A JP 10997996 A JP10997996 A JP 10997996A JP H09148854 A JPH09148854 A JP H09148854A
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/08—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements
- H03F1/083—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements in transistor amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
- H03F3/45475—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using IC blocks as the active amplifying circuit
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 位相マージンと利得マージン特性を向上させ
て寄生発振を防止することができ、しかも相互伝達コン
ダクタンスやアクティブ負荷の出力インピーダンスに無
関係に周波数補償を行うことができる高利得増幅器を提
供すること。 【解決手段】 非反転出力端と反転出力端とを有する第
１の増幅回路１１の前記反転出力端と非反転出力端間
に、キャパシタＣ11と抵抗Ｒ11の直列接続からなるリー
ド−レッグフィルタ１３を接続する。
て寄生発振を防止することができ、しかも相互伝達コン
ダクタンスやアクティブ負荷の出力インピーダンスに無
関係に周波数補償を行うことができる高利得増幅器を提
供すること。 【解決手段】 非反転出力端と反転出力端とを有する第
１の増幅回路１１の前記反転出力端と非反転出力端間
に、キャパシタＣ11と抵抗Ｒ11の直列接続からなるリー
ド−レッグフィルタ１３を接続する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、利得マージン特性
と位相マージン特性を改善して寄生発振を防止する高利
得増幅器に関する。
と位相マージン特性を改善して寄生発振を防止する高利
得増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、フィードバック増幅器ではフィ
ードバックされる量によって全体閉ループ利得特性と位
相特性が決定される。従って、大きい利得を有する増幅
器を設計するためにはフィードバックされる量を大きく
しなければならないし、この際、利得マージンと位相マ
ージン特性とを必ず考慮すべきである。
ードバックされる量によって全体閉ループ利得特性と位
相特性が決定される。従って、大きい利得を有する増幅
器を設計するためにはフィードバックされる量を大きく
しなければならないし、この際、利得マージンと位相マ
ージン特性とを必ず考慮すべきである。
【０００３】これは回路設計の時十分なマージンを得ら
れなかったらレイアウトの状態、ＰＣＢパターン及びワ
イヤボンディグによる寄生素子らによって望ましくない
寄生発振が起る場合が多い為である。特に、大きい利得
を有する増幅器の場合にはこのような寄生発振問題がも
っと深刻である。
れなかったらレイアウトの状態、ＰＣＢパターン及びワ
イヤボンディグによる寄生素子らによって望ましくない
寄生発振が起る場合が多い為である。特に、大きい利得
を有する増幅器の場合にはこのような寄生発振問題がも
っと深刻である。
【０００４】従来ではミラー効果を利用したフィードバ
ック回路を使用して、増幅器の利得マージンと位相マー
ジン特性とを改善させることによって、このような寄生
発振を防止した。
ック回路を使用して、増幅器の利得マージンと位相マー
ジン特性とを改善させることによって、このような寄生
発振を防止した。
【０００５】図６は一般的なミラー効果を利用した高利
得増幅器の等価モデル図を示したものである。
得増幅器の等価モデル図を示したものである。
【０００６】図６の高利得増幅器は“利得−バンド幅の
積は一定である（バンド幅×利得＝一定）”との基本理
論に基づいて、キャパシタＣc を使用してバンド幅を縮
めることによって、大きい利得を得る方法を用いたもの
である。
積は一定である（バンド幅×利得＝一定）”との基本理
論に基づいて、キャパシタＣc を使用してバンド幅を縮
めることによって、大きい利得を得る方法を用いたもの
である。
【０００７】このために、図６の高利得増幅器は高利得
増幅回路ＡＶの入力端と出力端Ｖo間に補償用キャパシ
タＣc を挿入したもので、キャパシタＣc をＩＣに内蔵
可能な小さいキャパシタ値に設定して周波数を補償する
一般的なポール−スプリット補償方法である。
増幅回路ＡＶの入力端と出力端Ｖo間に補償用キャパシ
タＣc を挿入したもので、キャパシタＣc をＩＣに内蔵
可能な小さいキャパシタ値に設定して周波数を補償する
一般的なポール−スプリット補償方法である。
【０００８】この際、システムポールＰ1 と零点Ｚ1 は
下記の数１として表わされる。
下記の数１として表わされる。
【０００９】
【数１】
【００１０】図７はミラー効果を利用した高利得増幅器
の別の等価モデル図を示したものである。
の別の等価モデル図を示したものである。
【００１１】図７に示した高利得増幅器は補償用キャパ
シタＣc の他に補償用キャパシタＣc と直列に接続され
た補償用抵抗Ｒc をさらに備えたもので、システムポー
ルＰ2 と零点Ｚ2 は下記の数２として表わされる。
シタＣc の他に補償用キャパシタＣc と直列に接続され
た補償用抵抗Ｒc をさらに備えたもので、システムポー
ルＰ2 と零点Ｚ2 は下記の数２として表わされる。
【００１２】
【数２】
【００１３】一般に、リモコンを利用して遠隔制御可能
な製品には送信機（リモコン）から伝達された信号を製
品内のマイクロコンピュータが認識できるように送信機
から伝達された信号をコード信号に変調するための回路
が必要である。
な製品には送信機（リモコン）から伝達された信号を製
品内のマイクロコンピュータが認識できるように送信機
から伝達された信号をコード信号に変調するための回路
が必要である。
【００１４】このようにリモコンから供給された信号を
コード信号に変調する機能を行うＩＣがリモコン用プリ
アンプであり、プリアンプの最前端にはヘッドアンプが
設けられる。したがって、リモコンから光学ＰＣＭ（Pu
lse Code Modulation)信号はリモコンを採用した製品の
受信機に伝達されて光検出器を介して電気的信号に変換
され、変換された信号はヘッドアンプを介してヘッドア
ンプ後端でパルスの発生利用が容易になるように増幅さ
れる。
コード信号に変調する機能を行うＩＣがリモコン用プリ
アンプであり、プリアンプの最前端にはヘッドアンプが
設けられる。したがって、リモコンから光学ＰＣＭ（Pu
lse Code Modulation)信号はリモコンを採用した製品の
受信機に伝達されて光検出器を介して電気的信号に変換
され、変換された信号はヘッドアンプを介してヘッドア
ンプ後端でパルスの発生利用が容易になるように増幅さ
れる。
【００１５】ヘッドアンプは光検出器を介して変換され
た信号をパルスの発生が容易になるように増幅するため
に極めて大きい利得特性を有することになるが、一般に
ヘッドアンプはほぼ４０ｄＢ（ほぼ１００倍程度）の利
得を有するように設計される。ここで、ヘッドアンプに
供給される入力信号のレベルはほぼ５０μＶpp、周波数
は３８ｋＨｚ、周期は１．２ｍｓである。
た信号をパルスの発生が容易になるように増幅するため
に極めて大きい利得特性を有することになるが、一般に
ヘッドアンプはほぼ４０ｄＢ（ほぼ１００倍程度）の利
得を有するように設計される。ここで、ヘッドアンプに
供給される入力信号のレベルはほぼ５０μＶpp、周波数
は３８ｋＨｚ、周期は１．２ｍｓである。
【００１６】図８は図６の等価モデルを採用した従来の
高利得プリアンプ回路図を示したもので、図９は図８の
詳細回路図を示したものである。
高利得プリアンプ回路図を示したもので、図９は図８の
詳細回路図を示したものである。
【００１７】図８及び図９を参照すると、従来のプリア
ンプは理論的に無限大の利得を有するトランジスタＱ3
，Ｑ4 及び抵抗Ｒ4 ，Ｒ5 から構成された第１の増幅
回路ＡＶ1 と、理論的に無限大の利得を有するトランジ
スタＱ5 ，Ｑ6 及びコンデンサＣ2 から構成された第２
の増幅回路ＡＶ2 と、前記第１の増幅回路ＡＶ1 の非反
転入力端と出力端との間に接続された補償用キャパシタ
Ｃc から構成された補償回路ＣＭと、第２の増幅回路Ａ
Ｖ2 の出力端と第１の増幅回路ＡＶ1 の反転入力端間に
接続された抵抗Ｒ2 ，Ｒ3 ，キャパシタＣ3 とから構成
された帰還利得決定回路ＦＧＭとからなっている。
ンプは理論的に無限大の利得を有するトランジスタＱ3
，Ｑ4 及び抵抗Ｒ4 ，Ｒ5 から構成された第１の増幅
回路ＡＶ1 と、理論的に無限大の利得を有するトランジ
スタＱ5 ，Ｑ6 及びコンデンサＣ2 から構成された第２
の増幅回路ＡＶ2 と、前記第１の増幅回路ＡＶ1 の非反
転入力端と出力端との間に接続された補償用キャパシタ
Ｃc から構成された補償回路ＣＭと、第２の増幅回路Ａ
Ｖ2 の出力端と第１の増幅回路ＡＶ1 の反転入力端間に
接続された抵抗Ｒ2 ，Ｒ3 ，キャパシタＣ3 とから構成
された帰還利得決定回路ＦＧＭとからなっている。
【００１８】また、図８及び図９において、Ａｍｐ−ｉ
ｎは増幅器の入力信号であり、光信号が受信機の光検出
器を介して変換された電気的信号すなわち、電流に切換
えられた値を表わすもので、図９に示すトランジスタＱ
1 ，Ｑ2 は相互コンダクタンスの芯部を示す。
ｎは増幅器の入力信号であり、光信号が受信機の光検出
器を介して変換された電気的信号すなわち、電流に切換
えられた値を表わすもので、図９に示すトランジスタＱ
1 ，Ｑ2 は相互コンダクタンスの芯部を示す。
【００１９】第１及び第２の増幅回路ＡＶ1 ，ＡＶ2 の
ポールの位置Ｐ1 ，Ｐ2 と零点Ｚ1，Ｚ2 は上記の数１
及び数２と同様であり、開ループ利得Ａｖはアクティブ
負荷であるトランジスタＱ3 ，Ｑ4 と抵抗Ｒ4 ，Ｒ5 と
を利用して得られる。
ポールの位置Ｐ1 ，Ｐ2 と零点Ｚ1，Ｚ2 は上記の数１
及び数２と同様であり、開ループ利得Ａｖはアクティブ
負荷であるトランジスタＱ3 ，Ｑ4 と抵抗Ｒ4 ，Ｒ5 と
を利用して得られる。
【００２０】この際、第１の増幅回路ＡＶ1 のループ利
得Ａｖ1 はＡｖ1 ＝ｇm ・ｒo として表現されるが、ｇ
m はトランジスタＱ1 ，Ｑ2 の相互コンダクタンスで、
これはバイアスに係ることになる。なお、ｒo はアクテ
ィブ負荷の出力抵抗とトランジスタＱ5 の入力インピー
ダンスｒiQ5 の並列接続された値に抑えられる。これを
数式で表現すれば下記の数３の通りである。
得Ａｖ1 はＡｖ1 ＝ｇm ・ｒo として表現されるが、ｇ
m はトランジスタＱ1 ，Ｑ2 の相互コンダクタンスで、
これはバイアスに係ることになる。なお、ｒo はアクテ
ィブ負荷の出力抵抗とトランジスタＱ5 の入力インピー
ダンスｒiQ5 の並列接続された値に抑えられる。これを
数式で表現すれば下記の数３の通りである。
【００２１】まず、
【００２２】
【数３】
【００２３】ここで、 ｇm ；トランジスタＱ1 ，Ｑ2 の相互コンダクタンス ｒo ；トランジスタＱ3 のコレクターノードでの等価イ
ンピーダンス ＡＶ2 ＝ｇmQ5 ・ｒoQ5 ここで、 ｇmQ5 ；トランジスタＱ５の相互コンダクタンス ｒoQ5 ；トランジスタＱ５のコレクターノードで等価イ
ンピーダンス また、全体的な開ループ利得Ａｖは下記の数４で表現さ
れる。
ンピーダンス ＡＶ2 ＝ｇmQ5 ・ｒoQ5 ここで、 ｇmQ5 ；トランジスタＱ５の相互コンダクタンス ｒoQ5 ；トランジスタＱ５のコレクターノードで等価イ
ンピーダンス また、全体的な開ループ利得Ａｖは下記の数４で表現さ
れる。
【００２４】
【数４】
【００２５】すなわち、従来の高利得増幅器は通過帯域
の利得がＲ2 ／Ｒ3 に抑えられ、Ｚ＝Ｃ3 ・Ｒ3 で零点
（ハイパスフィルタの−３ｄＢ周波数）を有する非反転
増幅器である。
の利得がＲ2 ／Ｒ3 に抑えられ、Ｚ＝Ｃ3 ・Ｒ3 で零点
（ハイパスフィルタの−３ｄＢ周波数）を有する非反転
増幅器である。
【００２６】上記の数３ではキャパシタＣc とＣ2 は考
慮されなかった。
慮されなかった。
【００２７】上記のミラー効果を用いた高利得増幅器
は、ＩＣ内部に内蔵可能な小さなキャパシタンスを有す
る補償キャパシタＣc を利用して周波数をフィルタリン
グできる利点がある。
は、ＩＣ内部に内蔵可能な小さなキャパシタンスを有す
る補償キャパシタＣc を利用して周波数をフィルタリン
グできる利点がある。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記の高利得
増幅器は相互コンダクタンスを利用するので、アクティ
ブ負荷を利用してアンプを構成する場合には、出力端の
バイアスに応じて相互コンダクタンスが変わることにな
り、これによって零点の位置も変わることになる問題点
があった。
増幅器は相互コンダクタンスを利用するので、アクティ
ブ負荷を利用してアンプを構成する場合には、出力端の
バイアスに応じて相互コンダクタンスが変わることにな
り、これによって零点の位置も変わることになる問題点
があった。
【００２９】また、上記の方法は補償用キャパシタのキ
ャパシタンスの値を決めることがたやすくないので、Ｈ
ｓｐｉｃｅを用いたシミュレーションにほぼ依存してい
る。
ャパシタンスの値を決めることがたやすくないので、Ｈ
ｓｐｉｃｅを用いたシミュレーションにほぼ依存してい
る。
【００３０】
【課題を解決するための手段】本発明は上述の課題を解
決するために、非反転出力端と反転出力端とを有する第
１の増幅回路と、この第１の増幅回路の反転出力端が入
力端に接続された第２の増幅回路と、前記第１の増幅回
路の非反転出力端と反転出力端との間に接続されたリー
ド−レッグフィルタとからなる高利得増幅器とする。
決するために、非反転出力端と反転出力端とを有する第
１の増幅回路と、この第１の増幅回路の反転出力端が入
力端に接続された第２の増幅回路と、前記第１の増幅回
路の非反転出力端と反転出力端との間に接続されたリー
ド−レッグフィルタとからなる高利得増幅器とする。
【００３１】
【発明の実施の形態】次に添付図面を参照して本発明に
よる高利得増幅器の実施の形態を詳細に説明するが、そ
の前に本発明のリード−レッグフィルタを利用した高利
得増幅器の等価モデル図を図３に示す。図３において
は、増幅回路２１の出力端に、キャパシタＣ21と抵抗Ｒ
21の直列回路からなるリード−レッグフィルタが接続さ
れている。
よる高利得増幅器の実施の形態を詳細に説明するが、そ
の前に本発明のリード−レッグフィルタを利用した高利
得増幅器の等価モデル図を図３に示す。図３において
は、増幅回路２１の出力端に、キャパシタＣ21と抵抗Ｒ
21の直列回路からなるリード−レッグフィルタが接続さ
れている。
【００３２】この図３に示した高利得増幅器のシステム
のポール位置Ｐ3 と零点Ｚ3 は下記の数５の通りであ
る。
のポール位置Ｐ3 と零点Ｚ3 は下記の数５の通りであ
る。
【００３３】
【数５】
【００３４】上記の数３から分かるように、図３の高利
得増幅器は、相互コンダクタンスｇm に無関係な零点を
得ることができ、キャパシタＣ21の値を容易に決定する
ことができる。
得増幅器は、相互コンダクタンスｇm に無関係な零点を
得ることができ、キャパシタＣ21の値を容易に決定する
ことができる。
【００３５】図１はこの発明の実施の形態としてリモコ
ン用高利得プリアンプの回路図を示すものである。この
プリアンプにおいては、非反転出力端と反転出力端を有
する第１の増幅回路１１を有し、この第１の増幅回路１
１の反転出力端が第２の増幅回路１２の入力端に接続さ
れている。また、第１の増幅回路１１の非反転出力端と
反転出力端との間にリード−レッグフィルタ１３が接続
される。このリード−レッグフィルタ１３はキャパシタ
Ｃ11と抵抗Ｒ11とからなり、キャパシタＣ11の一端は第
１の増幅回路１１の反転出力端に接続されている。そし
て、このキャパシタＣ11の他端が抵抗Ｒ11の一端に接続
されており、この抵抗Ｒ11の他端は第１の増幅回路１１
の非反転出力端に接続されている。
ン用高利得プリアンプの回路図を示すものである。この
プリアンプにおいては、非反転出力端と反転出力端を有
する第１の増幅回路１１を有し、この第１の増幅回路１
１の反転出力端が第２の増幅回路１２の入力端に接続さ
れている。また、第１の増幅回路１１の非反転出力端と
反転出力端との間にリード−レッグフィルタ１３が接続
される。このリード−レッグフィルタ１３はキャパシタ
Ｃ11と抵抗Ｒ11とからなり、キャパシタＣ11の一端は第
１の増幅回路１１の反転出力端に接続されている。そし
て、このキャパシタＣ11の他端が抵抗Ｒ11の一端に接続
されており、この抵抗Ｒ11の他端は第１の増幅回路１１
の非反転出力端に接続されている。
【００３６】図２は図１のプリアンプの詳細回路図であ
り、第１の増幅回路１１はトランジスタＱ13，Ｑ14及び
抵抗Ｒ14，Ｒ15で構成されている。また、第２の増幅回
路１２はトランジスタＱ15とキャパシタＣ12で構成され
ている。リード−レッグフィルタ１３がキャパシタＣ11
と抵抗Ｒ11で構成されることは前述の通りである。な
お、図１及び図２において、１４は帰還利得決定回路で
あり、抵抗Ｒ12，Ｒ13とキャパシタＣ13で構成されてい
る。
り、第１の増幅回路１１はトランジスタＱ13，Ｑ14及び
抵抗Ｒ14，Ｒ15で構成されている。また、第２の増幅回
路１２はトランジスタＱ15とキャパシタＣ12で構成され
ている。リード−レッグフィルタ１３がキャパシタＣ11
と抵抗Ｒ11で構成されることは前述の通りである。な
お、図１及び図２において、１４は帰還利得決定回路で
あり、抵抗Ｒ12，Ｒ13とキャパシタＣ13で構成されてい
る。
【００３７】このようなプリアンプ回路は、第１の増幅
回路１１の利得ＡＶ1 を利用して周波数補償を行う一般
的な方法とは異なり、第１の増幅回路１１の２つの出力
端間に抵抗Ｒ11とキャパシタＣ11とを接続する構造とな
っている。
回路１１の利得ＡＶ1 を利用して周波数補償を行う一般
的な方法とは異なり、第１の増幅回路１１の２つの出力
端間に抵抗Ｒ11とキャパシタＣ11とを接続する構造とな
っている。
【００３８】この零点の導入により位相特性は零点で＋
９０°になり、利得特性は＋６ｄＢ／オクターブ特性を
有することになる。このようにすることで、シミュレー
ション結果＋３０°程度の位相マージン改善効果が現わ
れる。
９０°になり、利得特性は＋６ｄＢ／オクターブ特性を
有することになる。このようにすることで、シミュレー
ション結果＋３０°程度の位相マージン改善効果が現わ
れる。
【００３９】この方法は優勢なゼロポイントを有するフ
ィードバックループを第１の増幅回路の両出力端に接続
することにより、一般のゼロポイントの特性を用いてい
る。即ち、僅かな利得を育て位相を＋９０°以上リード
させることによって、画期的に位相マージン及び利得マ
ージンを改善することができる。
ィードバックループを第１の増幅回路の両出力端に接続
することにより、一般のゼロポイントの特性を用いてい
る。即ち、僅かな利得を育て位相を＋９０°以上リード
させることによって、画期的に位相マージン及び利得マ
ージンを改善することができる。
【００４０】一般的なミラーを用いた補償方法である入
力端と出力端との間にキャパシタを連結して補償する方
法より上記の方法がさらに良好な特性を得ることができ
る。
力端と出力端との間にキャパシタを連結して補償する方
法より上記の方法がさらに良好な特性を得ることができ
る。
【００４１】上記のゼロポイントは下記数６のように求
めることができる。
めることができる。
【００４２】
【数６】
【００４３】改善された回路を利用してシミュレーショ
ンした結果、利得マージン＝１０ｄＢ、位相マージン＝
３０°ほどの改善された効果を示している。
ンした結果、利得マージン＝１０ｄＢ、位相マージン＝
３０°ほどの改善された効果を示している。
【００４４】図４及び図５は本発明と従来のヘッドアン
プの位相マージンと利得マージンとをシミュレーション
した結果を示したもので、図４は利得マージン、図５は
位相マージン特性をそれぞれ示したものである。
プの位相マージンと利得マージンとをシミュレーション
した結果を示したもので、図４は利得マージン、図５は
位相マージン特性をそれぞれ示したものである。
【００４５】この図４及び図５から、従来のヘッドアン
プ回路より本発明のヘッドアンプ回路で優れた利得マー
ジンと位相マージン特性とを得ることができることが分
かる。
プ回路より本発明のヘッドアンプ回路で優れた利得マー
ジンと位相マージン特性とを得ることができることが分
かる。
【００４６】つまり、本発明では利得マージンと位相マ
ージンを解決するために、第１の増幅回路１１の非反転
出力端と反転出力端間に抵抗Ｒ11とキャパシタＣ11とを
接続してリード−レッグフィルタ１３を設けることによ
って、一層良好な利得マージンと位相マージン特性を得
ることができる。そして、位相マージンと利得マージン
を向上させることにより、寄生発振を防止することがで
きる。また、リード−レッグフィルタ１３を用いれば、
相互伝達コンダクタンスやアクティブ負荷の出力インピ
ーダンスに無関係にリード−レッグフィルタ１３を利用
して周波数補償を行うことができるようになる。
ージンを解決するために、第１の増幅回路１１の非反転
出力端と反転出力端間に抵抗Ｒ11とキャパシタＣ11とを
接続してリード−レッグフィルタ１３を設けることによ
って、一層良好な利得マージンと位相マージン特性を得
ることができる。そして、位相マージンと利得マージン
を向上させることにより、寄生発振を防止することがで
きる。また、リード−レッグフィルタ１３を用いれば、
相互伝達コンダクタンスやアクティブ負荷の出力インピ
ーダンスに無関係にリード−レッグフィルタ１３を利用
して周波数補償を行うことができるようになる。
【００４７】
【発明の効果】このように本発明の高利得増幅器によれ
ば、第１の増幅回路の反転出力端と非反転出力端との間
にリード−レッグフィルタを設けることによって、利得
マージン及び位相マージン特性を改善して寄生発振を防
止することができる。さらに、相互伝達コンダクタンス
やアクティブ負荷の出力インピーダンスに無関係にリー
ド−レッグフィルタを利用して周波数補償を行うことが
できる。
ば、第１の増幅回路の反転出力端と非反転出力端との間
にリード−レッグフィルタを設けることによって、利得
マージン及び位相マージン特性を改善して寄生発振を防
止することができる。さらに、相互伝達コンダクタンス
やアクティブ負荷の出力インピーダンスに無関係にリー
ド−レッグフィルタを利用して周波数補償を行うことが
できる。
【図１】本発明による高利得増幅器の実施の形態を示す
回路図。
回路図。
【図２】図１の詳細回路図。
【図３】本発明の高利得増幅器の等価モデル図。
【図４】本発明と従来の回路の特性比較図。
【図５】同本発明と従来の回路の特性比較図。
【図６】一般的なミラー効果を利用した高利得増幅器の
等価モデル図。
等価モデル図。
【図７】同一般的なミラー効果を利用した高利得増幅器
の等価モデル図。
の等価モデル図。
【図８】従来の高利得増幅器の回路図。
【図９】図８の詳細回路図。
１１ 第１の増幅回路 １２ 第２の増幅回路 １３ リード−レッグフィルタ Ｒ11 抵抗 Ｃ11 キャパシタ
Claims (2)
- 【請求項１】 非反転出力端と反転出力端とを有する第
１の増幅回路と、 前記第１の増幅回路の反転出力端が入力端に接続された
第２の増幅回路と、 前記第１の増幅回路の非反転出力端と反転出力端との間
に接続されたリード−レッグフィルタとからなることを
特徴とする高利得増幅器。 - 【請求項２】 請求項１記載の高利得増幅器において、
リード−レッグフィルタは、一端が前記第１の増幅回路
の反転出力端に接続され他端が前記第１の増幅回路の非
反転出力端に接続されたキャパシタと抵抗との直列回路
からなることを特徴とする高利得増幅器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1995P-37148 | 1995-10-25 | ||
| KR1019950037148A KR970024518A (ko) | 1995-10-25 | 1995-10-25 | 기생발진방지기능을 갖는 고이득 증폭기 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09148854A true JPH09148854A (ja) | 1997-06-06 |
Family
ID=19431325
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8109979A Pending JPH09148854A (ja) | 1995-10-25 | 1996-04-30 | 高利得増幅器 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09148854A (ja) |
| KR (1) | KR970024518A (ja) |
| CN (1) | CN1149788A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9791560B2 (en) * | 2014-08-13 | 2017-10-17 | Infineon Technologies Ag | Radar signal processor, radar system and method for monitoring a functional safety of a radar system |
-
1995
- 1995-10-25 KR KR1019950037148A patent/KR970024518A/ko not_active IP Right Cessation
-
1996
- 1996-04-30 JP JP8109979A patent/JPH09148854A/ja active Pending
- 1996-05-30 CN CN96107866A patent/CN1149788A/zh active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1149788A (zh) | 1997-05-14 |
| KR970024518A (ko) | 1997-05-30 |
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