JPH09130902A - 交流モータ制御装置 - Google Patents
交流モータ制御装置Info
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- JPH09130902A JPH09130902A JP7310066A JP31006695A JPH09130902A JP H09130902 A JPH09130902 A JP H09130902A JP 7310066 A JP7310066 A JP 7310066A JP 31006695 A JP31006695 A JP 31006695A JP H09130902 A JPH09130902 A JP H09130902A
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- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
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- Y02T10/72—Electric energy management in electromobility
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- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 電流センサの一部が故障した場合でも引き続
き走行できるようにするフェ−ルセ−フ機構を簡単な構
成で実現した交流モータ制御装置を提供する。 【解決手段】 電流センサ５０Ｕに関する励磁電流信号
ＳU はコンパレ−タ１０１の非反転入力端子およびコン
パレ−タ１０２の反転入力端子に入力される。電流セン
サ５０Ｖに関する励磁電流信号ＳV はコンパレ−タ１０
３の非反転入力端子およびコンパレ−タ１０４の反転入
力端子に入力され、電流センサ５０Ｗに関する励磁電流
信号ＳW はコンパレ−タ１０５の非反転入力端子および
コンパレ−タ１０６の反転入力端子に入力される。各コ
ンパレ−タ１０１〜１０６の出力信号Ｓ1 〜Ｓ6 はＯＲ
ゲ−ト回路１２０に入力され、ＯＲゲ−ト回路１２０の
出力信号はＰＷＭ処理回路８０に入力される。
き走行できるようにするフェ−ルセ−フ機構を簡単な構
成で実現した交流モータ制御装置を提供する。 【解決手段】 電流センサ５０Ｕに関する励磁電流信号
ＳU はコンパレ−タ１０１の非反転入力端子およびコン
パレ−タ１０２の反転入力端子に入力される。電流セン
サ５０Ｖに関する励磁電流信号ＳV はコンパレ−タ１０
３の非反転入力端子およびコンパレ−タ１０４の反転入
力端子に入力され、電流センサ５０Ｗに関する励磁電流
信号ＳW はコンパレ−タ１０５の非反転入力端子および
コンパレ−タ１０６の反転入力端子に入力される。各コ
ンパレ−タ１０１〜１０６の出力信号Ｓ1 〜Ｓ6 はＯＲ
ゲ−ト回路１２０に入力され、ＯＲゲ−ト回路１２０の
出力信号はＰＷＭ処理回路８０に入力される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は交流モータ制御装置
に係り、特に、電動車両の駆動用として用いられる交流
モータの制御に好適な交流モータ制御装置に関する。
に係り、特に、電動車両の駆動用として用いられる交流
モータの制御に好適な交流モータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】 近年、電気自動車や電動二輪車等に代
表される電動車両の駆動用モ−タとして３相交流モ−タ
が普及している。この種の交流モ−タを駆動源とする電
動車両では、運転者がアクセル開度として走行速度を指
示すると、当該速度での走行を可能にするトルク指令が
目標電流値として発せられ、この目標電流値は交流モ−
タの各相を流れる励磁電流の実測値と比較される。モ−
タ制御部では、前記比較結果に基づいて励磁電流を前記
目標電流値に一致させるトルク制御が行われ、これによ
りアクセル開度に応じた車速制御が可能になる。
表される電動車両の駆動用モ−タとして３相交流モ−タ
が普及している。この種の交流モ−タを駆動源とする電
動車両では、運転者がアクセル開度として走行速度を指
示すると、当該速度での走行を可能にするトルク指令が
目標電流値として発せられ、この目標電流値は交流モ−
タの各相を流れる励磁電流の実測値と比較される。モ−
タ制御部では、前記比較結果に基づいて励磁電流を前記
目標電流値に一致させるトルク制御が行われ、これによ
りアクセル開度に応じた車速制御が可能になる。
【０００３】図７は従来の交流モ−タ制御装置の構成を
示したブロック図である。バッテリ電圧は、直列接続さ
れて各インバ−タ回路７０Ｕ，７０Ｖ，７０Ｗを構成す
る一対のパワ−スイッチング素子の両端にそれぞれ印加
され、ここで交流電圧に変換されてモ−タ４０の各相
Ｕ，Ｖ，Ｗに供給される。モ−タ４０の各相Ｕ，Ｖ，Ｗ
に流れる励磁電流ＩU ，ＩV ，ＩW は、それぞれ電流セ
ンサ５０Ｕ，５０Ｖ，５０Ｗで検出され、それぞれ励磁
電流記号ＳU ，ＳV ，ＳW として選択回路３０に入力さ
れる。
示したブロック図である。バッテリ電圧は、直列接続さ
れて各インバ−タ回路７０Ｕ，７０Ｖ，７０Ｗを構成す
る一対のパワ−スイッチング素子の両端にそれぞれ印加
され、ここで交流電圧に変換されてモ−タ４０の各相
Ｕ，Ｖ，Ｗに供給される。モ−タ４０の各相Ｕ，Ｖ，Ｗ
に流れる励磁電流ＩU ，ＩV ，ＩW は、それぞれ電流セ
ンサ５０Ｕ，５０Ｖ，５０Ｗで検出され、それぞれ励磁
電流記号ＳU ，ＳV ，ＳW として選択回路３０に入力さ
れる。
【０００４】選択回路３０は、モ−タ４０の回転角を検
出する角度センサ６０の出力信号に基づいて前記励磁電
流信号ＳU ，ＳV ，ＳW のいずれかを選択的に出力す
る。出力された励磁電流信号はコンパレ−タ１０の非反
転入力端子に入力され、その反転入力端子には、ＣＰＵ
（図示せず）がアクセル開度に応じて演算した目標電流
値が入力される。コンパレ−タ１０は両者を比較して比
較結果をＰＷＭ処理回路８０へ出力する。ＰＷＭ処理回
路８０は比較結果に応じてデューティ−比を演算し、こ
の演算結果に基づいてデューティ−比が補正されたＰＭ
Ｗ信号を生成して出力する。励磁相決定器２０は、前記
角度センサ６０の検出信号に基づいて励磁相を決定する
と、この励磁相のインバ−タ回路を構成するパワ−スイ
ッチング素子のゲ−トに前記ＰＷＭ信号を供給する。
出する角度センサ６０の出力信号に基づいて前記励磁電
流信号ＳU ，ＳV ，ＳW のいずれかを選択的に出力す
る。出力された励磁電流信号はコンパレ−タ１０の非反
転入力端子に入力され、その反転入力端子には、ＣＰＵ
（図示せず）がアクセル開度に応じて演算した目標電流
値が入力される。コンパレ−タ１０は両者を比較して比
較結果をＰＷＭ処理回路８０へ出力する。ＰＷＭ処理回
路８０は比較結果に応じてデューティ−比を演算し、こ
の演算結果に基づいてデューティ−比が補正されたＰＭ
Ｗ信号を生成して出力する。励磁相決定器２０は、前記
角度センサ６０の検出信号に基づいて励磁相を決定する
と、この励磁相のインバ−タ回路を構成するパワ−スイ
ッチング素子のゲ−トに前記ＰＷＭ信号を供給する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記した従来技術で
は、電流センサ５０Ｕ，５０Ｖ，５０Ｗのいずれかが故
障し、その出力信号が各相の励磁電流を反映しなくなる
と正確なトルク制御が不可能となってしまう。このた
め、例えば特開平７−１７７６０２号公報では、電流セ
ンサの故障が検知されると、その出力信号に基づくフィ
−ドバック制御を中止してフィ−ドフォワ−ド制御に切
り替えたり、故障した電流センサが１相のみであれば、
残りの複数の相の電流センサの出力信号に基づいて当該
故障した電流センサの出力を予測し、フィ−ドバック制
御を継続する技術が開示されている。
は、電流センサ５０Ｕ，５０Ｖ，５０Ｗのいずれかが故
障し、その出力信号が各相の励磁電流を反映しなくなる
と正確なトルク制御が不可能となってしまう。このた
め、例えば特開平７−１７７６０２号公報では、電流セ
ンサの故障が検知されると、その出力信号に基づくフィ
−ドバック制御を中止してフィ−ドフォワ−ド制御に切
り替えたり、故障した電流センサが１相のみであれば、
残りの複数の相の電流センサの出力信号に基づいて当該
故障した電流センサの出力を予測し、フィ−ドバック制
御を継続する技術が開示されている。
【０００６】しかしながら、上記した従来技術では複数
の制御方式を備えたり、故障した電流センサの出力を、
残りの電流センサの出力信号に基づいて求める構成が必
要となるので構成が複雑化してしまうという問題があっ
た。
の制御方式を備えたり、故障した電流センサの出力を、
残りの電流センサの出力信号に基づいて求める構成が必
要となるので構成が複雑化してしまうという問題があっ
た。
【０００７】さらに、電流センサ５０の出力信号はＣＰ
Ｕやゲ−ト回路等に合わせて、図８に示したように例え
ば０．５〜４．５Ｖの範囲で変動し、電流ゼロの場合の
２．５Ｖを中心にして、正方向電流に関しては電流値に
応じて２．５〜４．５Ｖの検出信号を出力し、逆方向電
流に関しては２．５〜０．５Ｖの検出信号を出力するよ
うに構成されている。
Ｕやゲ−ト回路等に合わせて、図８に示したように例え
ば０．５〜４．５Ｖの範囲で変動し、電流ゼロの場合の
２．５Ｖを中心にして、正方向電流に関しては電流値に
応じて２．５〜４．５Ｖの検出信号を出力し、逆方向電
流に関しては２．５〜０．５Ｖの検出信号を出力するよ
うに構成されている。
【０００８】ここで、電流センサ５０が故障し、その出
力電圧が“Ｌ”レベル（０．５Ｖ以下）や“Ｈ”レベル
（４．５Ｖ以上）に固定されてしまった場合には、その
故障検出が比較的容易であるものの、電流ゼロレベル
（２．５Ｖ）に固定されてしまった場合には、正常時で
も電流センサ５０は電流ゼロレベルを示し得ることから
その検出が難しいという問題があった。
力電圧が“Ｌ”レベル（０．５Ｖ以下）や“Ｈ”レベル
（４．５Ｖ以上）に固定されてしまった場合には、その
故障検出が比較的容易であるものの、電流ゼロレベル
（２．５Ｖ）に固定されてしまった場合には、正常時で
も電流センサ５０は電流ゼロレベルを示し得ることから
その検出が難しいという問題があった。
【０００９】本発明の目的は、上記した従来技術の問題
点を解決し、電流センサの一部が故障した場合でも引き
続き走行できるようにするフェ−ルセ−フ機構を簡単な
構成で提供できるようにすると共に、電流センサの出力
が電流ゼロレベルに固定されてしまうような故障時にも
引き続き走行できるようにするフェ−ルセ−フ機構を備
えた交流モ−タ制御装置を提供することにある。
点を解決し、電流センサの一部が故障した場合でも引き
続き走行できるようにするフェ−ルセ−フ機構を簡単な
構成で提供できるようにすると共に、電流センサの出力
が電流ゼロレベルに固定されてしまうような故障時にも
引き続き走行できるようにするフェ−ルセ−フ機構を備
えた交流モ−タ制御装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記した目的を達成する
ために、本発明では、直流電圧を交流電圧に変換して交
流モ−タの各励磁相へ供給するインバ−タと、前記各励
磁相に流れる電流を検出する複数の電流センサと、前記
各電流センサの出力信号を別途に決定された目標値と比
較して比較結果を出力する比較手段と、前記各比較結果
の論理和を演算する論理和回路と、交流モ−タの回転角
に基づいて選択された励磁相に対する電流制御を前記論
理和回路の出力信号に基づいて行う電流制御手段とを具
備した点に特徴がある。
ために、本発明では、直流電圧を交流電圧に変換して交
流モ−タの各励磁相へ供給するインバ−タと、前記各励
磁相に流れる電流を検出する複数の電流センサと、前記
各電流センサの出力信号を別途に決定された目標値と比
較して比較結果を出力する比較手段と、前記各比較結果
の論理和を演算する論理和回路と、交流モ−タの回転角
に基づいて選択された励磁相に対する電流制御を前記論
理和回路の出力信号に基づいて行う電流制御手段とを具
備した点に特徴がある。
【００１１】このような構成において、例えばＵ，Ｖ，
Ｗ相から成る３相交流モ−タにおいて励磁電流がＵ相か
らＶ相に流れている場合、Ｕ相の電流値とＶ相の電流値
とは、その向きを無視すれば実質上同一となるはずであ
る。同様に、励磁電流がＵ相からＷ相に流れている場合
もＵ相の電流値とＷ相の電流値とは同一となる。したが
って、Ｕ相に関する電流センサが故障していても、励磁
電流がＵ相からＶ相に流れている期間はＵ相の励磁電流
をＶ相に関する電流センサの検出値で代表することがで
き、励磁電流がＵ相からＷ相に流れている期間はＷ相に
関する電流センサの検出値で代表することができる。し
たがって、各比較結果の論理和をとれば、たとえいずれ
かの電流センサが故障しているとしても、その論理和は
常時の出力信号と何等変わりがなく、簡単な構成で正確
な交流モ−タ制御が可能になる。
Ｗ相から成る３相交流モ−タにおいて励磁電流がＵ相か
らＶ相に流れている場合、Ｕ相の電流値とＶ相の電流値
とは、その向きを無視すれば実質上同一となるはずであ
る。同様に、励磁電流がＵ相からＷ相に流れている場合
もＵ相の電流値とＷ相の電流値とは同一となる。したが
って、Ｕ相に関する電流センサが故障していても、励磁
電流がＵ相からＶ相に流れている期間はＵ相の励磁電流
をＶ相に関する電流センサの検出値で代表することがで
き、励磁電流がＵ相からＷ相に流れている期間はＷ相に
関する電流センサの検出値で代表することができる。し
たがって、各比較結果の論理和をとれば、たとえいずれ
かの電流センサが故障しているとしても、その論理和は
常時の出力信号と何等変わりがなく、簡単な構成で正確
な交流モ−タ制御が可能になる。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明を詳
細に説明する。図１は、本発明の一実施形態である交流
モ−タ制御装置のブロック図であり、前記と同一の符号
は同一または同等部分を表している。図７に関して説明
した従来技術と比較すれば明らかなように、本実施形態
では前記コンパレ−タ１０および選択回路３０の代わり
に比較選択回路１００ａを設けた点に特徴がある。図２
は、この比較選択回路１００ａの構成を具体的に示した
ブロック図であり、図３は、図１、２の主要部の信号波
形を示した図である。
細に説明する。図１は、本発明の一実施形態である交流
モ−タ制御装置のブロック図であり、前記と同一の符号
は同一または同等部分を表している。図７に関して説明
した従来技術と比較すれば明らかなように、本実施形態
では前記コンパレ−タ１０および選択回路３０の代わり
に比較選択回路１００ａを設けた点に特徴がある。図２
は、この比較選択回路１００ａの構成を具体的に示した
ブロック図であり、図３は、図１、２の主要部の信号波
形を示した図である。
【００１３】図２において、前記電流センサ５０Ｕによ
って検出されたＵ相に関する励磁電流信号ＳU はコンパ
レ−タ１０１の非反転入力端子およびコンパレ−タ１０
２の反転入力端子に入力される。同様に、電流センサ５
０Ｖから出力された励磁電流信号ＳV はコンパレ−タ１
０３の非反転入力端子およびコンパレ−タ１０４の反転
入力端子に入力され、電流センサ５０Ｗから出力された
励磁電流信号ＳW はコンパレ−タ１０５の非反転入力端
子およびコンパレ−タ１０６の反転入力端子に入力され
る。前記各電流センサの出力電圧も、前記図８に関して
説明したように０．５〜４．５Ｖの範囲で変動し、電流
ゼロの場合の２．５Ｖを中心にして、正方向電流に関し
ては電流値に応じて２．５〜４．５Ｖの励磁電流信号を
出力し、逆方向電流に関しては２．５〜０．５Ｖの励磁
電流信号を出力する。
って検出されたＵ相に関する励磁電流信号ＳU はコンパ
レ−タ１０１の非反転入力端子およびコンパレ−タ１０
２の反転入力端子に入力される。同様に、電流センサ５
０Ｖから出力された励磁電流信号ＳV はコンパレ−タ１
０３の非反転入力端子およびコンパレ−タ１０４の反転
入力端子に入力され、電流センサ５０Ｗから出力された
励磁電流信号ＳW はコンパレ−タ１０５の非反転入力端
子およびコンパレ−タ１０６の反転入力端子に入力され
る。前記各電流センサの出力電圧も、前記図８に関して
説明したように０．５〜４．５Ｖの範囲で変動し、電流
ゼロの場合の２．５Ｖを中心にして、正方向電流に関し
ては電流値に応じて２．５〜４．５Ｖの励磁電流信号を
出力し、逆方向電流に関しては２．５〜０．５Ｖの励磁
電流信号を出力する。
【００１４】励磁電流の目標値は、これをデュ−ティ−
比の大小に換算したパルス信号ＰXとしてＣＰＵ９０か
ら出力される。すなわち、目標値が高ければ“Ｈ”レベ
ル期間の長いパルスが出力され、目標値が低ければ
“Ｈ”レベル期間の短いパルスが出力される。このパル
ス信号ＰX は第１の積分回路１１１に入力されると共
に、インバ−タ１１０を介して第２の積分回路１１２に
も入力される。
比の大小に換算したパルス信号ＰXとしてＣＰＵ９０か
ら出力される。すなわち、目標値が高ければ“Ｈ”レベ
ル期間の長いパルスが出力され、目標値が低ければ
“Ｈ”レベル期間の短いパルスが出力される。このパル
ス信号ＰX は第１の積分回路１１１に入力されると共
に、インバ−タ１１０を介して第２の積分回路１１２に
も入力される。
【００１５】第１および第２の積分回路１１１、１１２
は入力パルスを積分し、デュ−ティ−比に応じたレベル
の直流電圧に変換して出力する。したがって、パルス信
号ＰX が０−５Ｖの振幅でデュ−ティ−比が８０％
（“Ｈ”レベルの期間が８０％）であれば、第１の積分
回路１１１の出力信号ＩH は４Ｖ，第２の積分回路１１
２の出力信号ＩL は１Ｖとなる。
は入力パルスを積分し、デュ−ティ−比に応じたレベル
の直流電圧に変換して出力する。したがって、パルス信
号ＰX が０−５Ｖの振幅でデュ−ティ−比が８０％
（“Ｈ”レベルの期間が８０％）であれば、第１の積分
回路１１１の出力信号ＩH は４Ｖ，第２の積分回路１１
２の出力信号ＩL は１Ｖとなる。
【００１６】前記第１の積分回路１１１の出力信号ＩH
は正方向目標値としてコンパレ−タ１０１，１０３，１
０５の反転入力端子に入力され、前記第２の積分回路１
１２の出力信号ＩL は逆方向目標値としてコンパレ−タ
１０２，１０４，１０６の非反転入力端子に入力され
る。なお、本実施例ではデジタル信号で表された目標値
を積分回路を用いて直流電圧に変換しているが、積分回
路に代わりにＤ／Ａコンバータを利用するようにしても
良い。各コンパレ−タ１０１〜１０６の出力信号Ｓ1 〜
Ｓ6 は６入力ＯＲゲ−ト回路１２０に入力され、ＯＲゲ
−ト回路１２０の出力信号は前記ＰＷＭ処理回路８０に
入力される。
は正方向目標値としてコンパレ−タ１０１，１０３，１
０５の反転入力端子に入力され、前記第２の積分回路１
１２の出力信号ＩL は逆方向目標値としてコンパレ−タ
１０２，１０４，１０６の非反転入力端子に入力され
る。なお、本実施例ではデジタル信号で表された目標値
を積分回路を用いて直流電圧に変換しているが、積分回
路に代わりにＤ／Ａコンバータを利用するようにしても
良い。各コンパレ−タ１０１〜１０６の出力信号Ｓ1 〜
Ｓ6 は６入力ＯＲゲ−ト回路１２０に入力され、ＯＲゲ
−ト回路１２０の出力信号は前記ＰＷＭ処理回路８０に
入力される。
【００１７】このような構成において、各電流センサ５
０Ｕ，５０Ｖ，５０Ｗが正常に機能しており、それぞれ
の電流センサから出力される励磁電流信号に基づいてＰ
ＷＭ制御が実行されれば、図３に示したように、例えば
Ｕ相に関する励磁電流信号ＳU は、電流の方向がＵ相か
らＶ相あるいはＵ相からＷ相の正方向である間はコンパ
レ−タ１０１によって正方向目標電流ＩH と比較され、
励磁電流信号ＳU が正方向目標値ＩH を上回ればコンパ
レ−タ１０１の出力信号Ｓ1 が“Ｈ”レベルとなる。ま
た、電流の方向がＶ相からＵ相あるいはＷ相からＵ相の
逆方向である間はコンパレ−タ１０２によって逆方向目
標値ＩL と比較され、励磁電流ＳU が逆方向目標値ＩL
を下回ればコンパレ−タ１０２の出力信号Ｓ2 は“Ｈ”
レベルとなる。さらに、励磁電流信号ＳU が各目標値Ｉ
H ，ＩL の間にあれば、各出力信号Ｓ1 ，Ｓ2 は共に
“Ｌ”レベルとなる。
０Ｕ，５０Ｖ，５０Ｗが正常に機能しており、それぞれ
の電流センサから出力される励磁電流信号に基づいてＰ
ＷＭ制御が実行されれば、図３に示したように、例えば
Ｕ相に関する励磁電流信号ＳU は、電流の方向がＵ相か
らＶ相あるいはＵ相からＷ相の正方向である間はコンパ
レ−タ１０１によって正方向目標電流ＩH と比較され、
励磁電流信号ＳU が正方向目標値ＩH を上回ればコンパ
レ−タ１０１の出力信号Ｓ1 が“Ｈ”レベルとなる。ま
た、電流の方向がＶ相からＵ相あるいはＷ相からＵ相の
逆方向である間はコンパレ−タ１０２によって逆方向目
標値ＩL と比較され、励磁電流ＳU が逆方向目標値ＩL
を下回ればコンパレ−タ１０２の出力信号Ｓ2 は“Ｈ”
レベルとなる。さらに、励磁電流信号ＳU が各目標値Ｉ
H ，ＩL の間にあれば、各出力信号Ｓ1 ，Ｓ2 は共に
“Ｌ”レベルとなる。
【００１８】同様に、Ｖ相に関する励磁電流信号ＳV お
よびＷ相に関する励磁電流信号ＳWについても、正方向
目標値ＩH を上回ればコンパレ−タ１０３，１０５の出
力信号Ｓ3 ，Ｓ5 が“Ｈ”レベルとなり、逆方向目標値
ＩL を下回ればコンパレ−タ１０４，１０６の出力信号
Ｓ4 ，Ｓ6 が“Ｈ”レベルとなり、各目標値ＩH ，ＩL
の間にあれば出力信号Ｓ3 〜Ｓ6 は共に“Ｌ”レベルと
なる。
よびＷ相に関する励磁電流信号ＳWについても、正方向
目標値ＩH を上回ればコンパレ−タ１０３，１０５の出
力信号Ｓ3 ，Ｓ5 が“Ｈ”レベルとなり、逆方向目標値
ＩL を下回ればコンパレ−タ１０４，１０６の出力信号
Ｓ4 ，Ｓ6 が“Ｈ”レベルとなり、各目標値ＩH ，ＩL
の間にあれば出力信号Ｓ3 〜Ｓ6 は共に“Ｌ”レベルと
なる。
【００１９】ＯＲゲ−ト回路１２０の出力は、いずれか
のコンパレ−タの出力信号が“Ｈ”レベルであれば
“Ｈ”レベルとなる。そして、ＰＷＭ処理回路８０は、
ＯＲゲ−ト回路１２０から出力された信号が“Ｌ”レベ
ルであれば励磁電流を増やし、“Ｈ”レベルであれば励
磁電流を減じるためのＰＷＭ信号を生成して出力するの
で目標に応じたトルク制御が可能になる。
のコンパレ−タの出力信号が“Ｈ”レベルであれば
“Ｈ”レベルとなる。そして、ＰＷＭ処理回路８０は、
ＯＲゲ−ト回路１２０から出力された信号が“Ｌ”レベ
ルであれば励磁電流を増やし、“Ｈ”レベルであれば励
磁電流を減じるためのＰＷＭ信号を生成して出力するの
で目標に応じたトルク制御が可能になる。
【００２０】ここで、例えば電流センサ５０Ｕが故障
し、図４に示したように、その励磁電流信号ＳU が電流
ゼロレベルに固定されてしまうと、コンパレ−タ１０
１，１０２の出力信号も“Ｌ”レベルとなる。しかしな
がら、残りの電流センサ５０Ｖ，５０Ｗが正常に機能
し、コンパレ−タ１０３〜１０６の出力パルスＳ３〜Ｓ
６が正常に出力され続ければ、ＯＲゲ−ト回路１２０は
前記図３の場合と同様にパルス信号を切れ目なく出力し
続けるので、ＰＷＭ処理回路８０では常時と同様にＰＷ
Ｍ信号を生成・出力することが可能となる。
し、図４に示したように、その励磁電流信号ＳU が電流
ゼロレベルに固定されてしまうと、コンパレ−タ１０
１，１０２の出力信号も“Ｌ”レベルとなる。しかしな
がら、残りの電流センサ５０Ｖ，５０Ｗが正常に機能
し、コンパレ−タ１０３〜１０６の出力パルスＳ３〜Ｓ
６が正常に出力され続ければ、ＯＲゲ−ト回路１２０は
前記図３の場合と同様にパルス信号を切れ目なく出力し
続けるので、ＰＷＭ処理回路８０では常時と同様にＰＷ
Ｍ信号を生成・出力することが可能となる。
【００２１】このように、本実施形態によれば各電流セ
ンサの出力信号の論理和に基づいてＰＷＭ信号が生成さ
れるので、極めて簡単な構成により、いずれかの電流セ
ンサが故障した場合のフェ−ルセ−フが可能となり、ト
ルク指令に応じた励磁電流制御を継続できるようにな
る。また、本実施形態では目標電流と比較すべき電流セ
ンサ出力を、比較選択回路１００ａにおいてモータの回
転角ごとに選択する必要がないので構成の簡単化が可能
になる。
ンサの出力信号の論理和に基づいてＰＷＭ信号が生成さ
れるので、極めて簡単な構成により、いずれかの電流セ
ンサが故障した場合のフェ−ルセ−フが可能となり、ト
ルク指令に応じた励磁電流制御を継続できるようにな
る。また、本実施形態では目標電流と比較すべき電流セ
ンサ出力を、比較選択回路１００ａにおいてモータの回
転角ごとに選択する必要がないので構成の簡単化が可能
になる。
【００２２】さらに、本実施例では電流センサが故障し
て電流ゼロレベルに固定されるとコンパレ−タの出力信
号が“Ｌ”レベルとなるようにしたので、故障した電流
センサの出力信号はＯＲゲ−ト回路１２０によって無視
されることになる。このため、故障した電流センサの影
響がなくなってトルク制御の継続が可能になる。
て電流ゼロレベルに固定されるとコンパレ−タの出力信
号が“Ｌ”レベルとなるようにしたので、故障した電流
センサの出力信号はＯＲゲ−ト回路１２０によって無視
されることになる。このため、故障した電流センサの影
響がなくなってトルク制御の継続が可能になる。
【００２３】ところで、上記した実施形態では、例えば
電流センサ５０Ｕが故障して、その励磁電流信号ＳU が
“Ｈ”レベルまたは“Ｌ”レベルに固定されてしまう
と、コンパレ−タ１０１，１０２の出力が常に“Ｈ”レ
ベルとなるのでＯＲゲ−ト回路１２０の出力波形も常に
“Ｈ”レベルとなってしまう。このため、ＰＷＭ処理回
路８０では励磁電流を減じるためのＰＷＭ信号が生成さ
れてしまう。
電流センサ５０Ｕが故障して、その励磁電流信号ＳU が
“Ｈ”レベルまたは“Ｌ”レベルに固定されてしまう
と、コンパレ−タ１０１，１０２の出力が常に“Ｈ”レ
ベルとなるのでＯＲゲ−ト回路１２０の出力波形も常に
“Ｈ”レベルとなってしまう。このため、ＰＷＭ処理回
路８０では励磁電流を減じるためのＰＷＭ信号が生成さ
れてしまう。
【００２４】もっとも、当該ＰＷＭ信号によるトルク制
御が行われれば車速が低下し、最終的には車両が停止す
ることから安全面での問題はないもののドライバビリテ
ィ−が低下することになる。そこで、次に説明する本発
明の第２実施形態では、故障した電流センサの励磁電流
信号が“Ｈ”レベルまたは“Ｌ”レベルに固定されてし
まっても引き続き走行できるようにした。
御が行われれば車速が低下し、最終的には車両が停止す
ることから安全面での問題はないもののドライバビリテ
ィ−が低下することになる。そこで、次に説明する本発
明の第２実施形態では、故障した電流センサの励磁電流
信号が“Ｈ”レベルまたは“Ｌ”レベルに固定されてし
まっても引き続き走行できるようにした。
【００２５】図５は、本発明の第２実施形態である比較
選択回路１００ｂの構成を示したブロック図であり、前
記と同一の符号は同一または同等部分を表している。本
実施形態の比較選択回路１００ｂは前記第１実施形態の
比較選択回路１００ａと置換して使用することができ
る。
選択回路１００ｂの構成を示したブロック図であり、前
記と同一の符号は同一または同等部分を表している。本
実施形態の比較選択回路１００ｂは前記第１実施形態の
比較選択回路１００ａと置換して使用することができ
る。
【００２６】本実施形態では、各コンバレ−タ１０１〜
１０６の出力段とＯＲゲ−ト回路１２０との間にＡＮＤ
ゲ−ト回路２０１〜２０６を設けると共に、前記各電流
センサ５０Ｕ，５０Ｖ，５０Ｗから出力された励磁電流
信号ＳU ，ＳV ，ＳW をＣＰＵ９１にも入力し、各電流
センサの励磁電流信号に応じて各ＡＮＤゲ−ト回路２０
１〜２０６を制御するようにした点に特徴がある。
１０６の出力段とＯＲゲ−ト回路１２０との間にＡＮＤ
ゲ−ト回路２０１〜２０６を設けると共に、前記各電流
センサ５０Ｕ，５０Ｖ，５０Ｗから出力された励磁電流
信号ＳU ，ＳV ，ＳW をＣＰＵ９１にも入力し、各電流
センサの励磁電流信号に応じて各ＡＮＤゲ−ト回路２０
１〜２０６を制御するようにした点に特徴がある。
【００２７】図６は、前記ＣＰＵ９１の動作を示したフ
ロ−チャ−トである。ステップＳ１では、Ｕ相に関する
励磁電流信号ＳU と上限値Ｉmax とが比較され、励磁電
流信号ＳU が上限値Ｉmax を上回るとステップＳ３へ進
み、上限値Ｉmax を下回るとステップＳ２へ進む。この
上限値Ｉmax は、電流センサ５０が正常に機能している
限り出力し得ない高電圧（例えば、４．６Ｖ以上）に設
定される。
ロ−チャ−トである。ステップＳ１では、Ｕ相に関する
励磁電流信号ＳU と上限値Ｉmax とが比較され、励磁電
流信号ＳU が上限値Ｉmax を上回るとステップＳ３へ進
み、上限値Ｉmax を下回るとステップＳ２へ進む。この
上限値Ｉmax は、電流センサ５０が正常に機能している
限り出力し得ない高電圧（例えば、４．６Ｖ以上）に設
定される。
【００２８】ステップＳ２では、今度は励磁電流信号Ｓ
U と下限値Ｉmin とが比較され、励磁電流信号ＳU が下
限値Ｉmin を下回るとステップＳ３へ進み、励磁電流信
号ＳU が下限値Ｉmin を上回るとステップＳ４へ進む。
この下限値Ｉmin も、電流センサ５０が正常に機能して
いる限り出力し得ない低電圧（例えば、０．４Ｖ以下）
に設定される。
U と下限値Ｉmin とが比較され、励磁電流信号ＳU が下
限値Ｉmin を下回るとステップＳ３へ進み、励磁電流信
号ＳU が下限値Ｉmin を上回るとステップＳ４へ進む。
この下限値Ｉmin も、電流センサ５０が正常に機能して
いる限り出力し得ない低電圧（例えば、０．４Ｖ以下）
に設定される。
【００２９】ステップＳ３では、Ｕ相の電流センサ５０
Ｕが故障していると判断され、警告表示あるいは警報音
等の適宜の警告が運転者に発せられる同時に、ゲ−ト信
号ＳUGを“Ｌ”レベルにしてＡＮＤゲ−ト回路２０１、
２０２の出力を“Ｌ”レベルに固定する。
Ｕが故障していると判断され、警告表示あるいは警報音
等の適宜の警告が運転者に発せられる同時に、ゲ−ト信
号ＳUGを“Ｌ”レベルにしてＡＮＤゲ−ト回路２０１、
２０２の出力を“Ｌ”レベルに固定する。
【００３０】以下同様に、Ｖ相に関する励磁電流信号Ｓ
V が上下限値を外れればゲ−ト信号ＳVGを“Ｌ”レベル
にしてＡＮＤゲ−ト回路２０３、２０４の出力を“Ｌ”
レベルに固定し、Ｗ相に関する励磁電流信号ＳW が上下
限値を外れればゲ−ト信号ＳWGを“Ｌ”レベルにしてＡ
ＮＤゲ−ト回路２０５、２０６の出力を“Ｌ”レベルに
固定する。この結果、故障した電流センサの出力信号は
ＡＮＤゲ−ト回路によって無視されることになるので、
故障した電流センサの影響がなくなってトルク制御の継
続が可能になる。
V が上下限値を外れればゲ−ト信号ＳVGを“Ｌ”レベル
にしてＡＮＤゲ−ト回路２０３、２０４の出力を“Ｌ”
レベルに固定し、Ｗ相に関する励磁電流信号ＳW が上下
限値を外れればゲ−ト信号ＳWGを“Ｌ”レベルにしてＡ
ＮＤゲ−ト回路２０５、２０６の出力を“Ｌ”レベルに
固定する。この結果、故障した電流センサの出力信号は
ＡＮＤゲ−ト回路によって無視されることになるので、
故障した電流センサの影響がなくなってトルク制御の継
続が可能になる。
【００３１】上記した実施形態では、ＰＷＭ処理回路８
０は比較選択回路１００ａによる比較結果に基づいて演
算したデューティ−比のパルス信号を出力するものとし
て説明したが、本発明はこれのみに限定されず、比較結
果（ＯＲゲ−ト回路１２０の出力信号）を常時監視し、
比較結果が反転するごとにレベルが反転するパルス信号
を出力するようにした回路にも同様に適用することがで
きる。
０は比較選択回路１００ａによる比較結果に基づいて演
算したデューティ−比のパルス信号を出力するものとし
て説明したが、本発明はこれのみに限定されず、比較結
果（ＯＲゲ−ト回路１２０の出力信号）を常時監視し、
比較結果が反転するごとにレベルが反転するパルス信号
を出力するようにした回路にも同様に適用することがで
きる。
【００３２】なお、上記した各実施形態では、電流セン
サの出力が目標値よりも高ければ（電流センサの出力信
号が正方向目標値ＩH を上回るか、逆方向目標値ＩL を
下回る）コンパレ−タの出力信号が“Ｈ”レベルとな
り、各目標値よりも低ければ“Ｌ”レベルとなる論理を
採用し、ＯＲゲ−ト回路１２０の出力信号が“Ｌ”レベ
ルであれば励磁電流を増やし、“Ｈ”レベルであれば励
磁電流を減じる制御が実行されるが、その趣旨は以下の
通りである。
サの出力が目標値よりも高ければ（電流センサの出力信
号が正方向目標値ＩH を上回るか、逆方向目標値ＩL を
下回る）コンパレ−タの出力信号が“Ｈ”レベルとな
り、各目標値よりも低ければ“Ｌ”レベルとなる論理を
採用し、ＯＲゲ−ト回路１２０の出力信号が“Ｌ”レベ
ルであれば励磁電流を増やし、“Ｈ”レベルであれば励
磁電流を減じる制御が実行されるが、その趣旨は以下の
通りである。
【００３３】すなわち、上記とは逆の論理を採用する
と、電流センサの出力が目標値よりも高ければコンパレ
−タの出力信号が“Ｌ”レベルとなり、各目標値よりも
低ければ“Ｈ”レベルとなるようにすると共に、ＯＲゲ
−ト回路１２０の出力信号が“Ｈ”レベルであれば励磁
電流を増やし、“Ｌ”レベルであれば励磁電流を減じる
制御が実行されることになる。
と、電流センサの出力が目標値よりも高ければコンパレ
−タの出力信号が“Ｌ”レベルとなり、各目標値よりも
低ければ“Ｈ”レベルとなるようにすると共に、ＯＲゲ
−ト回路１２０の出力信号が“Ｈ”レベルであれば励磁
電流を増やし、“Ｌ”レベルであれば励磁電流を減じる
制御が実行されることになる。
【００３４】しかしながら、このような論理を採用する
と、電流センサが故障して、その出力が電流ゼロレベル
に固定されるとコンパレ−タの出力信号が“Ｈ”レベル
となってしまい、ＯＲゲ−ト回路１２０の出力も他の電
流センサの出力とは無関係に“Ｈ”レベルとなってしま
う。そして、これは励磁電流を増やして車速を増す制御
が行われてしまうことを意味する。
と、電流センサが故障して、その出力が電流ゼロレベル
に固定されるとコンパレ−タの出力信号が“Ｈ”レベル
となってしまい、ＯＲゲ−ト回路１２０の出力も他の電
流センサの出力とは無関係に“Ｈ”レベルとなってしま
う。そして、これは励磁電流を増やして車速を増す制御
が行われてしまうことを意味する。
【００３５】また、このような“車速を増す制御”を禁
止するためには、前記図５に関して説明したＡＮＤゲー
トを設けることになるが、その際に前記図６に関して説
明したプログラム処理として、今度は電流センサの出力
がゼロレベルか否かの判定を行い、“ゼロレベル”が検
出されるとゲートを閉じる制御を行うことになる。しか
しながら、電流センサの出力は常時でもゼロレベルを取
り得るために、その検出プログラムが非常に複雑になっ
てしまう。
止するためには、前記図５に関して説明したＡＮＤゲー
トを設けることになるが、その際に前記図６に関して説
明したプログラム処理として、今度は電流センサの出力
がゼロレベルか否かの判定を行い、“ゼロレベル”が検
出されるとゲートを閉じる制御を行うことになる。しか
しながら、電流センサの出力は常時でもゼロレベルを取
り得るために、その検出プログラムが非常に複雑になっ
てしまう。
【００３６】これに対して上記した実施形態の構成によ
れば、検出の難しい“電流センサ出力のゼロレベルへの
固定”はＯＲゲ−ト回路１２０によって無視することが
でき、図６に関して説明した検出プログラムは“Ｈ”レ
ベルまたは“Ｌ”レベルという、常時では起こり得ない
信号レベルを検出すれば良いので処理が簡単になる。
れば、検出の難しい“電流センサ出力のゼロレベルへの
固定”はＯＲゲ−ト回路１２０によって無視することが
でき、図６に関して説明した検出プログラムは“Ｈ”レ
ベルまたは“Ｌ”レベルという、常時では起こり得ない
信号レベルを検出すれば良いので処理が簡単になる。
【００３７】
【発明の効果】本発明によれば以下のような効果が達成
される。 (1) 各電流センサが故障して、その出力電圧が“Ｌ”レ
ベルまたは“Ｈ”レベルに固定されてしまった場合であ
っても、各電流センサの出力信号の論理和に基づいてＰ
ＷＭ信号が生成されるので、極めて簡単な構成によるフ
ェ−ルセ−フが可能となり、トルク指令に応じた励磁電
流制御を継続できるようになる。
される。 (1) 各電流センサが故障して、その出力電圧が“Ｌ”レ
ベルまたは“Ｈ”レベルに固定されてしまった場合であ
っても、各電流センサの出力信号の論理和に基づいてＰ
ＷＭ信号が生成されるので、極めて簡単な構成によるフ
ェ−ルセ−フが可能となり、トルク指令に応じた励磁電
流制御を継続できるようになる。
【００３８】さらに、本発明では目標電流と比較すべき
電流センサ出力を、比較選択回路１００ａにおいてモー
タの回転角ごとに選択する必要がないので構成の簡単化
が可能になる。 (2) 各電流センサが故障して、その出力が電流ゼロレベ
ルに固定されるとコンパレ−タの出力信号が“Ｌ”レベ
ルとなるようにしたので、故障した電流センサの出力信
号はＯＲゲ−ト回路によって無視されることになる。こ
のため、故障した電流センサの影響がなくなってトルク
制御の継続が可能になる。
電流センサ出力を、比較選択回路１００ａにおいてモー
タの回転角ごとに選択する必要がないので構成の簡単化
が可能になる。 (2) 各電流センサが故障して、その出力が電流ゼロレベ
ルに固定されるとコンパレ−タの出力信号が“Ｌ”レベ
ルとなるようにしたので、故障した電流センサの出力信
号はＯＲゲ−ト回路によって無視されることになる。こ
のため、故障した電流センサの影響がなくなってトルク
制御の継続が可能になる。
【図１】 本発明を適用した交流モータ制御装置のブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】 本発明を適用した比較選択回路１００ａの第
１実施形態の構成を示したブロック図である。
１実施形態の構成を示したブロック図である。
【図３】 図１，２の主要部の信号波形を示した図であ
る。
る。
【図４】 図１，２の主要部の信号波形を示した図であ
る。
る。
【図５】 本発明を適用した比較選択回路１００ｂの第
２実施形態の構成を示したブロック図である。
２実施形態の構成を示したブロック図である。
【図６】 第２実施形態の動作を示したフローチャート
である。
である。
【図７】 従来技術の構成を示したブロック図である。
【図８】 電流センサの出力特性を示した図である。
５０Ｕ，５０Ｖ，５０Ｗ…電流センサ，８０…ＰＷＭ処
理回路，９０，９１…ＣＰＵ，１００ａ，１００ｂ…比
較選択回路，１０１〜１０６…コンパレータ，１１１，
１１２…積分回路，１２０…ＯＲゲ−ト回路，２０１〜
２０６…ＡＮＤゲート回路
理回路，９０，９１…ＣＰＵ，１００ａ，１００ｂ…比
較選択回路，１０１〜１０６…コンパレータ，１１１，
１１２…積分回路，１２０…ＯＲゲ−ト回路，２０１〜
２０６…ＡＮＤゲート回路
Claims (3)
- 【請求項１】 直流電圧を交流電圧に変換して交流モ−
タの各励磁相へ供給するインバ−タ回路と、 前記各励磁相に流れる電流を検出する複数の電流センサ
と、 前記各電流センサの出力信号を、別途に決定された目標
値と比較して比較結果を出力する比較手段と、 前記各比較結果の論理和を演算する論理和回路と、 交流モ−タの回転角に基づいて選択された励磁相に対す
る電流制御を前記論理和回路の出力信号に基づいて行う
電流制御手段とを具備し、 前記比較手段は、電流センサの出力信号が前記目標値を
越えなければ“Ｌ”レベル信号を出力することを特徴と
する交流モータ制御装置。 - 【請求項２】 前記電流センサの出力信号が予定の範囲
を外れたか否かを検出する手段と、 予定範囲外の信号が検出されると、当該電流センサの後
段に接続された前記比較手段の出力を禁止するゲート手
段とをさらに具備したことを特徴とする請求項１に記載
の交流モータ制御装置。 - 【請求項３】 前記電流制御手段は、 前記論理和回路の出力信号に基づいてデューティー比を
調整されたＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ処理手段と、 交流モータの回転角に基づいて励磁量を決定し、この励
磁相に対して前記ＰＷＭ信号を供給する励磁相決定手段
とによって構成されたことを特徴とする請求項１または
２に記載の交流モータ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31006695A JP3499666B2 (ja) | 1995-11-02 | 1995-11-02 | 交流モータ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31006695A JP3499666B2 (ja) | 1995-11-02 | 1995-11-02 | 交流モータ制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09130902A true JPH09130902A (ja) | 1997-05-16 |
| JP3499666B2 JP3499666B2 (ja) | 2004-02-23 |
Family
ID=18000763
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31006695A Expired - Lifetime JP3499666B2 (ja) | 1995-11-02 | 1995-11-02 | 交流モータ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3499666B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5834910A (en) * | 1996-08-23 | 1998-11-10 | Honda Giken Kogyo Kabushiki Kaisha | Ac motor controlling apparatus |
| JP2006137280A (ja) * | 2004-11-11 | 2006-06-01 | Nsk Ltd | 電動パワーステアリング装置 |
| WO2012146945A3 (en) * | 2011-04-28 | 2013-12-05 | Sevcon Limited | Electric motor and motor controller |
| JP2020102951A (ja) * | 2018-12-21 | 2020-07-02 | トヨタ自動車株式会社 | 制御装置 |
-
1995
- 1995-11-02 JP JP31006695A patent/JP3499666B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5834910A (en) * | 1996-08-23 | 1998-11-10 | Honda Giken Kogyo Kabushiki Kaisha | Ac motor controlling apparatus |
| JP2006137280A (ja) * | 2004-11-11 | 2006-06-01 | Nsk Ltd | 電動パワーステアリング装置 |
| JP4543888B2 (ja) * | 2004-11-11 | 2010-09-15 | 日本精工株式会社 | 電動パワーステアリング装置 |
| WO2012146945A3 (en) * | 2011-04-28 | 2013-12-05 | Sevcon Limited | Electric motor and motor controller |
| EP3073630A1 (en) * | 2011-04-28 | 2016-09-28 | Sevcon Limited | Electric motor and motor controller |
| US9654032B2 (en) | 2011-04-28 | 2017-05-16 | Sevcon Limited | Electric motor and motor controller |
| US10761492B2 (en) | 2011-04-28 | 2020-09-01 | Sevcon Limited | Electric motor and motor controller |
| JP2020102951A (ja) * | 2018-12-21 | 2020-07-02 | トヨタ自動車株式会社 | 制御装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3499666B2 (ja) | 2004-02-23 |
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Legal Events
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