JPH0862266A - 静電容量変化量検出装置 - Google Patents
静電容量変化量検出装置Info
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- JPH0862266A JPH0862266A JP6200335A JP20033594A JPH0862266A JP H0862266 A JPH0862266 A JP H0862266A JP 6200335 A JP6200335 A JP 6200335A JP 20033594 A JP20033594 A JP 20033594A JP H0862266 A JPH0862266 A JP H0862266A
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Abstract
も、その容量変化から検出対象の物理量または化学量を
高精度で検出又は測定できる静電容量変化量検出装置を
提供する。 【構成】 検出対象の圧力、湿度などに応じた静電容量
を有するセンサの静電容量(CS )と基準静電容量(C
R )との差を定数の一部とする差動容量反転積分器を含
み、これらの静電容量の差で発振周波数を決定する発振
回路を備える。
Description
出又は測定する検出装置に関する。
湿度、温度、変位、流量、加速度などの各種物理量また
は化学量を検出し或いは測定する装置として、静電容量
型センサが知られている。そして、検出信号を生成する
ためのインターフェイス回路として、多くの場合、静電
容量型センサを周波数決定素子とする発振回路が使用さ
れている。
容量をC、容量の変化量をΔCとすると、発振周波数ω
は容量Cに応じて変化し、その変化率は、次のように表
わされる。
サを含む発振回路は、これを構成する素子の数が少ない
ので、小型化及び低価格化が可能であるが、その発振周
波数(ω)は、センサの全容量(CS =CB +ΔC)に
よって決定される(CB はセンサがある基準状態にある
ときの静電容量(ベース容量)、ΔCは静電容量の変化
量)。このため、センサの全容量(CS )に比べて変化
量(ΔC)が小さい場合には、発振周波数の変化量も小
さくなる。これが容量測定のダイナミックレンジを狭
め、高精度化を困難にしている。また、寄生及び浮遊容
量などの誤差要因も問題となる。
回路には調和発振回路と弛張発振回路がある。
図で示す状態変数型のバンドパスフィルタ回路におい
て、出力VOUT を入力VINに接続することにより構成さ
れる。図において、21は入力信号の一次遅れ要素(−
K2 :ゲイン)、22はフィードバック信号の一次遅れ
要素(K1 :ゲイン)、23は抵抗Rとセンサ容量CS
を含む積分要素である。ここで、sはラプラス演算子、
aは定数である。
ても発振信号を出力する現象であるが、その源は回路の
各素子が有するノイズ源と電源から流入するノイズであ
る。代表的な回路素子が有するノイズ源は、熱雑音やフ
リッカ雑音などである。これらの雑音は、図12の回路
(開回路)の出力VOUT を入力VINに接続した時の閉ル
ープ回路中に存在する。そして、ある周波数において開
回路の入力と出力が同相で、ゲインが1以上であれば、
その周波数信号に対応する雑音は、上記閉ループ回路中
で増幅されて成長する。ゲインが1以上の場合、やがて
発振信号は有限の電源電圧で飽和(クリップ)し、方形
波信号となる。
ようにして求められる。
数を求める。
m(G(jω))=0の時である。式(2) より、周波数電圧伝
達特性は、
を求めると、
ンサ容量CS によって決定される。
(ΔC)に対する発振周波数ωの変化の割合(変化率)
は、ΔC=αCB (α:容量変化率)とすると、次のよ
うに表わされる。
ミックレンジも小さくなり、高精度化が困難であること
がわかる。
に構成される。図において、Rは抵抗、CS はセンサの
容量、31はオペアンプ(演算増幅器)、32,33は
コンパレータ、34はS−Rフリップフロップ、35,
36はそれぞれフリップフロップ34のQ出力,反転Q
出力によって動作するアナログスイッチである。各アナ
ログスイッチ35,36の2つの端子の一方はコンパレ
ータ11の入力側の抵抗Rに接続され、他方にはそれぞ
れ所定の基準電圧VR +,VR -が加えられる。この弛張発
振回路は、次のように動作する。
フリップフロップ34の出力(Q)は、必ず1か0のど
ちらかになる。ここでは、動作説明のために初期的にQ
=1と仮定する。
オン(下側のスイッチ36はオフ)となり、基準電圧
(VR +)から抵抗(R)を通ってセンサキャパシタ(C
S )に電流が流れる。この時の電流値をI1 とすると、
する。
圧(VR -)よりわずかに低い電位になると、下側のコン
パレータ33は“1”を出力する。この時、上側のコン
パレータ32の非反転(+側)入力信号は基準電圧(V
R +)以下であるので、上側のコンパレータ32は“0”
を出力する。
のコンパレータ32からの“0”信号及び下側のコンパ
レータ33からの“1”信号を受けて、出力(Q)を反
転する(Q=0となる)。
力により、上側のスイッチ35はオフ(下側のスイッチ
36はオン)となり、基準電圧(VR -)から抵抗(R)
を通ってセンサキャパシタ(CS )に電流が流れる。こ
の時の電流値をI2 とすると、
する。
圧(VR +)よりわずかに高い電位になると、上側のコン
パレータ32は“1”を出力する。この時、下側のコン
パレータ33の反転(−側)入力信号は基準電圧
(VR -)以上であるので、下側のコンパレータ33は
“0”を出力する。
のコンパレータ33からの“0”信号及び上側のコンパ
レータ32からの“1”信号を受けて、出力(Q)を反
転する(Q=1となる)。
り、発振信号を出力する。
力は、2つの基準電圧VR +,VR -の間(範囲)で三角波
となる。
力がQ=1となっている時間(上記三角波の負の傾き部
分の時間)をT1 、S−Rフリップフロップ34の出力
がQ=0となっている時間(上記三角波の正の傾き部分
の時間)をT2 とすると、 I1・T1 =CS・(VR +−VR -) I2・T2 =CS・(VR -−VR +) となるから、これらに上記(8) 及び(9) 式を代入してT
1 及びT2 を求めると、
で表わされる。
ると、
定される。
(ΔC)に対する発振周波数の変化の割合は、ΔC=α
CB (α:容量変化率)とすると、次のように表わされ
る。
ックレンジも小さくなり、高精度化が困難なことがわか
る。
型センサを含む発振回路の問題点を解決し、センサの容
量変化が小さい場合でも、その容量変化から各種物理量
または化学量を高精度で検出又は測定できる装置を提供
することにある。
サ、すなわち検出対象の物理量または化学量に応じた静
電容量を有する検出器の静電容量(CS )と基準静電容
量(CR )との差を定数の一部とする積分器(差動容量
反転積分器と称する)を含み、これらの静電容量の差で
発振周波数を決定する発振回路を備えたことを特徴とす
る。
器として、2つの静電容量を有し、検出対象の物理量ま
たは化学量が入力されたとき一方の静電容量(CS +)が
増加し、他方の静電容量(CS -)が減少するように構成
されたセンサ(差動容量変化型センサと称する)を使用
し、その増加する静電容量(CS +)を検出器の全静電容
量(CS )とし、その減少する静電容量(CS -)を基準
静電容量(CR )とする。
反転積分器の2つの静電容量の各々に対して2つのアナ
ログスイッチと、第2の基準容量(CC )とを設け、ア
ナログスイッチの切換え信号により前記発振回路から2
種類の発振出力を生成し、これら2種類の発振出力をデ
ィジタル信号処理回路で割算することにより、前記静電
容量の差に対応した発振出力の周波数の比を検出する
(以下、レシオメトリック変換もしくはレシオメトリッ
ク化と称する)。
入力信号をディジタル化し、該信号の周波数/時間変換
を行う回路で構成される。
動容量変化型センサを前述した調和発振回路や弛張発振
回路に組み込み、2つの静電容量の差で発振周波数を決
定する発振回路を構成する。すなわち、本発明の静電容
量変化量検出装置において、発振回路は差動容量反転積
分器を積分要素とする調和発振回路、あるいは差動容量
反転積分器を用いた弛張発振回路で構成される。
を用いたことにより2つの静電容量の差で発振周波数が
決定される。このため、センサの容量変化が小さい場合
でも、容量差から各種物理量または化学量の検出ないし
測定を高精度かつ高分解能で達成することができる。特
に、静電容量の微小変化量を測定する場合、分解能の良
否が最終的な総合精度を左右する主要因であるから、高
分解能が重要である。
積分器を用いた場合には、上記の差動容量反転積分器の
特徴をすべて有することに加えて、センサ容量(C
S )、基準容量(CR )、第2の基準容量(CC )、反
転増幅器のゲイン(−k)以外の回路構成素子の温度特
性及びそれら回路構成素子の劣化によるドリフト、更に
電源電圧依存性などの誤差要因を除去できる。
記号は、次のように定義される。 CS :センサの静電容量(CS =CB +ΔC) CB :センサがある基準状態にある時の静電容量(ベー
ス容量) CR :基準静電容量 CC :第二基準静電容量 CS +:差動容量変化型センサの容量が増加するキャパシ
タの静電容量(=CB +ΔC) CS -:差動容量変化型センサの容量が減少するキャパシ
タの静電容量(=CB −ΔC) ΔC:センサの静電容量がベース容量から変化した量。
反転積分器を示す。これは、オペアンプ1の(+)側の
入力端子を接地すると共に(−)側の入力端子に抵抗R
を接続し、オペアンプ1の出力端子と(−)側の入力端
子との間には、フィードバック要素として、反転増幅器
2(ゲイン=−k)に直列接続した基準容量CR とセン
サ容量CS とを並列接続して構成したものである。この
構成により、図1の回路は、基準容量CR とセンサ容量
CS との差(CS −kCR )を定数の一部とする積分器
となっている。
は、図2に示すように、オペアンプ3の(+)側の入力
端子を接地すると共に(−)側の入力端子に抵抗R1 を
接続し、オペアンプ3の出力端子と(−)側の入力端子
との間には、フィードバック要素として第2の抵抗R2
を接続して構成される。この構成により、反転増幅器2
のゲイン(−k)は−R2 /R1 となる。
は、次のように表わされる。
は、必ずCS >kCRであることが必要である。
の静電容量(CS とCR )の片側を共通ラインに接続し
ているので、3線で信号取り出しができ、センサ(容量
CS)からの信号取り出しが容易である。
は、差動容量化による同相成分除去効果と、共通ライン
を仮想GND(グラウンド)に接続し、この仮想GND
とほぼ同電位のGNDパターンでシールドを取る効果と
により、低減することができる。
ース容量(CB )から大きく外れた場合、kCR ≒CB
となるように反転増幅器2のゲイン(−k)を変えるこ
とで調整できる。
電容量がベース容量CB にあるときの発振周波数)も、
反転増幅器2のゲイン(−k)を調整することにより、
変化させることができる。
において回路構成素子の温度特性や劣化などのドリフト
あるいは電源電圧依存性などの誤差要因を取り除くため
に構成したレシオメトリック型の差動容量反転積分器を
示す。
サ容量CS 、基準容量CR 、反転増幅器2のゲイン(−
k)以外の、回路構成素子の温度特性や劣化などのドリ
フト要因を取り除くため、センサ容量CS 及び基準容量
CR に対してそれぞれ2つのアナログスイッチS1 ,S
2 及びS3 ,S4 を、図3に示すように接続すると共
に、第2の基準容量CC を新たに設け、レシオメトリッ
ク化したものである。
器の電圧伝達特性としては、4つのアナログスイッチS
1 ,S2 ,S3 ,S4 の各々に対する切換え信号(φ,
反転φ)により、次の2種類の入出力特性が得られる。
は、CC >kCS 及びCC >kCR であることが必要で
ある。
有する差動容量変化型センサを用いた場合のレシオメト
リック型差動容量反転積分器を示す。
ナログスイッチS1 ,S2 ,S3 ,S4 の各々に対する
切換え信号(φ,反転φ)により、次の2種類の入出力
特性が得られる。
は、必ずCC >kCS +及びCC >kCS -であることが必
要である。
いて説明する。
路や弛張発振回路に組み込み、アナログスイッチS1 ,
S2 ,S3 ,S4 に対する切換え信号(φ,反転φ)に
より、2種類の入出力特性に基づく発振周波数(ω1 ,
ω2 )出力をディジタル信号処理回路で測定する。その
ディジタル信号処理回路としては、後述の周波数/時間
変換回路(図5)が使用される。
ずれか一方を分子に、残りの一つを分母にとって図5の
ディジタル信号処理回路で除算を実行すると、センサ容
量(CS )、基準容量(CR )、第二基準容量(C
C )、反転増幅器のゲイン(−k)以外の回路構成素子
の温度特性や劣化などのドリフト、電源電圧依存性など
の誤差要因を取り除くことができる。
ィジタル信号処理回路を示す。この回路は、コンパレー
タ11、分周器12、クロック発振器13、NAND素
子14、カウンタ15及びマイクロプロセッサ16で構
成されている。
つの入力端子の一方(+側)は接地され、他方(−側)
に任意の周波数ω(=ω1 ,ω2 ,・・・ )の信号が入力
され、コンパレータ11によりディジタル化される。
これに入力された信号の周波数を1/2n1に分周する。
例えばn1 =8ビットの場合、2n1=256であるか
ら、10kHzの周波数は、10kHz×1/256≒
39Hzに分周される。
波数ω1 ,ω2 の入力信号に対する出力a1 の周波数
は、それぞれω1'=ω1/2n1,ω2'=ω2/2n1となる。
の信号を発生する。
1 とクロック発振器13の出力との論理積をとって出力
する。NAND素子14の出力は、ωCLK ÷ω’のパル
ス信号となり、そのパルス数がカウンタ15で計数され
る。
ると、分周器12からの周波数ω1',ω2'の出力a1 に
対するカウンタ15からの出力a2 の値は、それぞれ c
ount1 =ωCLK/ω1', count2 =ωCLK/ω2'となる。こ
こで、クロック周波数ωCLKは分周器12の出力a1 の
周波数ω’よりはるかに大きい(ωCLK ≫ω’)から、
カウンタ15の出力a2 は大きな値となって表われ、精
度が向上する。
値に対して割算処理を行う。従って、マイクロプロセッ
サ16からの出力は、次のようになる。
で上記2種類の発振周波数ω1 とω2 の比が得られる。
なる。
分周器12で累積加算される(平均処理)。この累積加
算回数は、等価的に平均処理回数に等しい。
12からの出力)は、NAND素子14に入力され、ク
ロック発振器13からの高クロック周波数信号とのAN
D演算によって周波数が割算され、カウンタ15で計数
される。この演算処理は、等価的に発振周波数を累積加
算し、その一周期の時間を高速クロックの一周期の時間
で除算を施す操作である。
力)は、マイクロプロセッサ16における割算処理で、
上記のように周波数の比をとるレシオメトリック変換が
達成される。
使用した静電容量差(変化量)の検出装置は、極めて多
くの回路構成または方式に使用できる。
回路を構成する場合を説明する。
型バンドパスフィルタ回路を示す。この回路の出力V
OUT を入力VINに接続すると、調和発振回路となる。こ
れは、前述(図12)のバンドパスフィルタ回路におけ
る積分要素23を図1の差動容量反転積分器に置き換え
て新たな積分要素23’としたものである。この調和発
振回路の発振周波数ωは、
C)に対する発振周波数ωの変化の割合は、ΔC=αC
B (α:容量変化率),CB −kCR =βCB (β:初
期容量差)とすると、次式で表わされる。
整することができる。次に、実験結果について説明す
る。
積分器のCR を20pFに固定し、CS を27〜40p
Fの間で数点変化させた時の周波数の変化を示す。
積分器のCR を20pF、CS を27pFとした時の発
振周波数を1000回測定し、それをヒストグラムで表
わしたグラフである。これは正規分布に近い分布を示す
ため、周波数/時間変換後、ディジタルフィルタにより
発振周波数の振れを小さくすることができる。
スフィルタ回路において、積分要素23’を構成する差
動容量反転積分器をレシオメトリック型差動容量反転積
分器に置き換えた場合のブロック図である。この場合、
状態変化型バンドパスフィルタ回路は、アナログスイッ
チの制御信号の2つの状態(A)及び(B)に応じた積
分要素23A及び23Bを持つ。
分器を用いて、図5の回路によりディジタル信号処理を
施した場合の結果は、次のとおりである。
リフトの要因となるパラメータK1 ,Rが消去される。
すなわち、
基準容量(CC )、反転増幅器のゲイン(−k)のみで
式が構成される。言い換えれば、このセンサ容量(C
S )、基準容量(CR )、第二基準容量(CC )、反転
増幅器のゲイン(−k)以外の要因には影響されないこ
とを示している。
弛張発振回路を示す。これは、前述(図13)の弛張発
振回路において、センサ容量CS を(CS −kCR )と
したものと等価である。
(C)に対する発振周波数の変化の割合は、ΔC=αC
B (α:容量変化率),CB −kCR =βCB (β:初
期容量差)とすれば、次式で表わされる。
ることができる。
器をレシオメトリック型差動容量反転積分器に置き換え
た場合のブロック図である。この図では、アナログスイ
ッチの制御信号の2つの状態(A)及び(B)に分けて
示してある。
積分器を用いて、図5の回路によりディジタル信号処理
を施した場合の結果は、次のとおりである。
基準容量(CC )、反転増幅器のゲイン(−k)のみで
式が構成される。言い換えれば、このセンサ容量(C
S )、基準容量(CR )、第二基準容量(CC )、反転
増幅器のゲイン(−k)以外の要因には影響されないこ
とを示している。
差動容量反転積分器を用いたことにより2つの静電容量
の差で発振周波数が決定される。このため、センサの容
量変化が小さい場合でも、その容量変化から各種物理量
または化学量を高精度で検出又は測定できる。
調和発振回路と弛張発振回路のいずれの場合でも、セン
サ容量(CS )、基準容量(CR )、第2の基準容量
(CC)以外の回路構成素子の温度特性や劣化などのド
リフト、あるいは電源電圧依存性などの誤差要因を取り
除くことができる。
の回路図。
転増幅器の回路図。
図。
トリック型差動容量反転積分器の回路図。
ジタル信号処理回路のブロック図。
型バンドパスフィルタ回路のブロック図。
関係を示すグラフ。
すグラフ。
用した状態変化型バンドパスフィルタ回路のブロック
図。
振回路のブロック図。
使用した弛張発振回路のブロック図。
ブロック図。
1…コンパレータ、12…分周器、13…クロック発振
器、14…NAND素子、15…カウンタ、16…マイ
クロプロセッサ、21,22…一次遅れ要素、23…積
分要素、31…オペアンプ、32,33…コンパレー
タ、34…フリップフロップ、35,36…アナログス
イッチ。
Claims (6)
- 【請求項1】検出対象の物理量または化学量に応じた静
電容量を有する検出器の静電容量(CS )と基準静電容
量(CR )との差を定数の一部とする差動容量反転積分
器を含み、これらの静電容量の差で発振周波数を決定す
る発振回路を備えたことを特徴とする静電容量変化量検
出装置。 - 【請求項2】請求項1の静電容量変化量検出装置におい
て、前記検出器として、2つの静電容量を有し、前記検
出対象の物理量または化学量が入力されたとき一方の静
電容量(CS +)が増加し、他方の静電容量(CS -)が減
少するように構成された差動容量変化型センサを使用
し、その増加する静電容量(CS +)を前記検出器の静電
容量(CS )とし、減少する静電容量(CS -)を前記基
準静電容量(CR )としたことを特徴とする検出装置。 - 【請求項3】請求項1又は2の静電容量変化量検出装置
において、前記差動容量反転積分器の2つの静電容量の
各々に対して2つのアナログスイッチと、第2の基準容
量(CC )とを設け、前記アナログスイッチの切換え信
号により前記発振回路から2種類の発振出力を生成し、
これら2種類の発振出力をディジタル信号処理回路で割
算することにより、前記静電容量の差に対応した前記発
振出力の周波数の比を検出することを特徴とする検出装
置。 - 【請求項4】請求項3の静電容量変化量検出装置におい
て、前記ディジタル信号処理回路は入力信号をディジタ
ル化し、該信号の周波数/時間変換を行う回路で構成さ
れている検出装置。 - 【請求項5】請求項1の静電容量変化量検出装置におい
て、前記発振回路は前記差動容量反転積分器を積分要素
とする調和発振回路であることを特徴とする検出装置。 - 【請求項6】請求項1の静電容量変化量検出装置におい
て、前記発振回路は前記差動容量反転積分器を用いた弛
張発振回路であることを特徴とする検出装置。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP20033594A JP3233791B2 (ja) | 1994-08-25 | 1994-08-25 | 差動容量反転積分器及びこれを用いた静電容量変化量検出装置 |
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EP95113272A EP0698780B1 (en) | 1994-08-25 | 1995-08-24 | Differential capacitance detector |
DE69508003T DE69508003T2 (de) | 1994-08-25 | 1995-08-24 | Differentialkapazitivgeber |
Applications Claiming Priority (1)
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JP3233791B2 JP3233791B2 (ja) | 2001-11-26 |
Family
ID=16422587
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP20033594A Expired - Lifetime JP3233791B2 (ja) | 1994-08-25 | 1994-08-25 | 差動容量反転積分器及びこれを用いた静電容量変化量検出装置 |
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EP (1) | EP0698780B1 (ja) |
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