WO2013073161A1 - 静電容量検出回路 - Google Patents

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木代　雅巳
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富士電機株式会社
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    • G01R27/2605—Measuring capacitance

Definitions

  • the present invention relates to a capacitance detection circuit that detects a change in capacitance between the pair of electrodes of a physical quantity sensor having a pair of electrodes that cause a change in capacitance according to a change in physical quantity.
  • MEMS Micro Electro Mechanical System
  • this capacitance detection circuit for example, a drive voltage is applied to a capacitance type sensor element by a sensor drive circuit, and a change in the capacitance of the sensor element is converted to a voltage signal by a continuous time type CV conversion circuit.
  • a capacitance detection circuit that performs conversion, detects a signal component from a voltage signal obtained by the conversion by a synchronous detection circuit, and smoothes an output signal of the synchronous detection circuit by a smoothing circuit (for example, , See Patent Document 1).
  • the present invention has been made paying attention to the unsolved problems of the above conventional example, and provides a capacitance detection circuit capable of accurately detecting a minute capacitance by reducing noise. The purpose is that.
  • a first aspect of the capacitance detection circuit provides the pair of electrode portions of a physical quantity sensor including a pair of electrode portions that cause a change in capacitance according to a change in physical quantity. It is the electrostatic capacitance detection circuit which detects the electrostatic capacitance change between.
  • the capacitance detection circuit includes a carrier signal generation circuit that supplies a carrier signal to one of the pair of electrode portions, and an operational amplifier in which the other of the pair of electrode portions is input to an inverting input terminal.
  • the capacitance detection circuit inverts the phase and adjusts the gain for the dummy capacitance connected in parallel with the pair of electrode portions and the carrier signal from the carrier signal generation circuit for the dummy capacitance.
  • a carrier signal adjustment circuit that suppresses the dummy capacitance is provided.
  • the capacitance detection circuit includes a demodulation circuit to which the carrier signal of the carrier signal generation circuit connected to the output side of the operational amplifier is input, and a low pass for smoothing the demodulation output of the demodulation circuit.
  • a filter, and an A / D conversion circuit for converting the filter output of the low-pass filter into a digital signal.
  • the carrier signal adjustment circuit includes an offset adjustment unit that adjusts a zero point offset of the A / D conversion circuit.
  • the dummy capacitor is formed on a printed wiring board on which the operational amplifier is mounted.
  • the operational amplifier has an inverting input terminal connected in parallel with one terminal of the pair of electrode portions and a series circuit of the dummy capacitor and the carrier signal adjustment circuit. The non-inverting input side is grounded and imaginary shorted.
  • the carrier signal from the carrier signal generation circuit for the dummy capacitor is provided with the carrier signal adjustment circuit that inverts the phase and suppresses the dummy capacitor by adjusting the gain. It is possible to increase the amplification factor and reduce the capacity of the dummy capacitor, and it is possible to suppress noise by reducing the noise gain. Further, in the case where the output of the operational amplifier is demodulated by the demodulating circuit, and the demodulated output is subjected to A / D conversion after removing noise by a low-pass filter, the zero offset of the A / D converting circuit is adjusted by the carrier signal adjusting circuit. And the S / N ratio of the A / D conversion circuit can be improved.
  • FIG. 1A and 1B are schematic views showing an acceleration sensor to which the present invention can be applied, in which FIG. It is a circuit diagram which shows the electrostatic capacitance detection circuit of XY direction. It is a circuit diagram which shows the electrostatic capacitance detection circuit of a Z direction. It is a circuit diagram which shows the comparative example of the electrostatic capacitance detection circuit of a Z direction.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a modification of the inverting amplifier circuit of FIG. 3. It is a circuit diagram which shows the adjustment circuit of a dummy capacity
  • FIG. 1 is a schematic view showing an example of an acceleration sensor to which the capacitance detection circuit according to the present invention can be applied.
  • FIG. 1 (a) is a plan view with an upper substrate removed, and FIG. It is sectional drawing on the AA line of Fig.1 (a).
  • 1 is an acceleration sensor, and this acceleration sensor 1 is formed of an SOI (Silicon On Insulator) substrate 2.
  • the SOI substrate 2 includes a lower silicon support layer 2a, a silicon oxide layer 2b formed on the silicon support layer 2a, and an active silicon layer 2c formed on the silicon oxide layer 2b. .
  • each of the silicon support layer 2a and the silicon oxide layer 2b is formed in a rectangular frame shape on the outer peripheral portion, and a weight 7 described later is formed by dry etching the central portion in a square groove shape.
  • the active silicon layer 2c includes a rectangular movable electrode 4 supported on the silicon oxide layer 2b by spring material 3 at its four corners in the center, and a silicon oxide layer facing the two sides in the X direction of the movable electrode 4
  • a weight 7 is formed on the lower surface of the movable electrode 4.
  • the vertical direction of the SOI substrate 2 is covered with the glass substrates 8a and 8b.
  • a Z-axis fixed electrode 9 is formed at a position facing the movable electrode 4 of the glass substrate 8a.
  • These glass substrates 8a and 8b are formed with through-holes 10 for taking out signals of the X-axis fixed electrodes 5Xa and 5Xb, the Y-axis fixed electrodes 6Ya and 6Yb, the movable electrode 4 and the Z-axis fixed electrode 9 to the outside. Yes.
  • the capacitances Cxa and Cxb between the movable electrode 4 and the pair of left and right fixed electrodes 5Xa and 5Xb are symmetrical differentials in which one increases and the other decreases. It is structured.
  • the electrostatic capacitances Cya and Cyb between the movable electrode 4 and the pair of front and rear fixed electrodes 6Ya and 6Yb have a longitudinally symmetrical differential structure in which when one increases, the other decreases. Has been.
  • the electrostatic force between the movable electrode 4 and the Z-axis fixed electrode 9 facing this from above is fixed.
  • the asymmetric structure has only the capacitance Cz.
  • the movable electrode 4 that supports the weight 7 moves in the XYZ direction according to the direction of the acceleration, and the electrostatic capacitances Cxa and Cxb, Y in the X direction according to this move.
  • the electrostatic capacitances Cya and Cyb in the axial direction and the electrostatic capacitance Cz in the Z-axis direction change, and acceleration can be measured by the change in these electrostatic capacitances.
  • an electrostatic capacitance can be detected by the electrostatic capacitance detection circuit 20 as shown in FIG. That is, the electrostatic capacitance Cxa or Cya is expressed as an electrostatic variable capacitance Cs1, and the electrostatic capacitance Cxb or Cyb is expressed as an electrostatic variable capacitance Cs2.
  • One of the electrostatic variable capacitors Cs1 and Cs2 is connected to the carrier signal generation circuit 21 to supply a carrier signal.
  • the carrier signal has an AC waveform such as a sine wave or a rectangular wave at a higher frequency than the acceleration to be measured. This carrier signal is necessary to detect the capacitance from a low frequency such as 0 Hz or near 0 Hz.
  • capacitors C2 and C3 having the same capacity are connected between the other electrode of each of the electrostatic variable capacitors Cs1 and Cs2 and the ground, and a resistor R2 is connected in parallel to the capacitor C2.
  • the capacitor C2 is provided to quickly charge the electrostatic variable capacitor Cs1, and the capacitor C3 is connected in order to keep the circuit symmetrical.
  • the capacity of the capacitor C2 and the capacity of the capacitor C3 are set to be equal.
  • connection point between the electrostatic variable capacitor Cs1 and the capacitor C2 is connected to the non-inverting input terminal of the differential amplifier Q21, and the connection point between the electrostatic variable capacitor Cs2 and the capacitor C3 is connected to the inverting input terminal of the differential amplifier Q21. ing.
  • the output terminal of the differential amplifier Q21 is fed back to the non-inverting input terminal via a parallel circuit of a resistor R1 and a capacitor C4.
  • the output of the differential amplifier Q21 is supplied to the demodulation circuit 22 to which the carrier signal of the carrier signal generation circuit 21 is input, and the output signal amplitude-modulated by the carrier signal obtained from the differential amplifier Q21 by the demodulation circuit 22 is output.
  • Demodulate The demodulated signal output from the demodulating circuit 22 is subjected to noise removal by the low-pass filter 23, converted into a digital signal by the A / D conversion circuit 24, and output as an acceleration signal.
  • the electrostatic capacity detection circuit 20 of FIG. 2 can be applied when the electrostatic variable capacitances Cs1 and Cs2 having a differential structure are obtained as in the X and Y axis directions. In this case, since it has an asymmetric structure, the capacitance detection circuit 30 shown in FIG. 3 is applied instead of the capacitance detection circuit 20 shown in FIG.
  • the non-inverting input terminal of the operational amplifier Q31 corresponding to the differential amplifier Q21 in FIG. 2 is grounded, and the movable electrode 4 of the acceleration sensor 1 and the Z-axis fixed terminal are connected to the inverting input terminal.
  • An electrostatic variable capacitor Cs between the electrodes 9 is connected.
  • a series circuit of a carrier signal adjustment circuit 31 and a dummy capacitor Cd is connected in parallel with the electrostatic variable capacitor Cs as the inverting input terminal side of the operational amplifier Q31.
  • the dummy capacitor Cd does not need to be formed in the acceleration sensor 1 and can be arranged on a printed wiring board on which the capacitance detection circuit 30 is mounted.
  • the other end of the electrostatic variable capacitance Cs between the movable electrode 4 and the Z-axis fixed electrode 9 of the acceleration sensor 1 and the input side of the carrier signal adjustment circuit 31 are the same as those of the electrostatic capacitance detection circuit 20 of FIG.
  • a carrier signal generation circuit 21 is connected.
  • the carrier signal adjustment circuit 31 has an operational amplifier Q32, the inverting input terminal of the operational amplifier Q32 is connected to the carrier signal generation circuit 21 via the resistor R4, the non-inverting input terminal is grounded, and further output
  • the negative feedback circuit is formed by connecting the side to the inverting input terminal via the resistor R3.
  • the acceleration in the Z direction on the weight 7 of the acceleration sensor 1 is zero, the carrier signal output from the electrostatic variable capacitor Cs and the carrier signal output from the dummy capacitor Cd cancel each other to zero.
  • the gain A2 of the operational amplifier Q32 of the carrier signal adjustment circuit 31 is adjusted. Therefore, when the acceleration in the Z direction applied to the weight 7 of the acceleration sensor 1 is zero, the input signal level input to the inverting input side of the operational amplifier Q31 is zero and is output from the A / D conversion circuit 34.
  • the acceleration signal is also zero.
  • the electrostatic variable capacitance Cs increases from a state in which the Z-direction acceleration is zero. For this reason, the input signal level input to the inverting input terminal of the operational amplifier Q31 increases in the positive direction, and the output of the operational amplifier Q31 also decreases in the negative direction.
  • the output of the operational amplifier Q31 is demodulated by the demodulation circuit 32, noise is removed by the low-pass filter 33, converted to a digital value by the A / D conversion circuit 34, and output as a Z direction acceleration signal.
  • the electrostatic variable capacitance Cs decreases from a state in which the Z-direction acceleration is zero. For this reason, the input signal level input to the inverting input terminal of the operational amplifier Q31 decreases in the negative direction, and the output of the operational amplifier Q31 increases in the positive direction.
  • the output of the operational amplifier Q31 is demodulated by the demodulation circuit 32, noise is removed by the low-pass filter 33, converted to a digital value by the A / D conversion circuit 34, and output as a Z direction acceleration signal.
  • FIG. 4 shows a comparative example in which the electrostatic variable capacitance Cs2 of the capacitance detection circuit 20 shown in FIG. 2 is replaced with a dummy capacitor C41 having the same capacitance.
  • the acceleration sensor 1 generally has a spring constant in the Z direction of the beam larger than that in the X and Y directions due to the difficulty in designing the sensor beam structure. This is because the width seen from the upper surface of the beam can be narrowed, but the thickness seen from the cross section cannot be made as thin as the width in order to maintain the strength of the entire weight.
  • the width of a beam perpendicular to the vibration direction is related to the spring constant by the first power, but the thickness of the beam in the same direction to the vibration direction is related to the third power. Therefore, the spring constant with respect to the vibration in the thickness direction as viewed from the cross section (that is, the Z axis) is larger than that of the X and Y axes.
  • the rate of change in the Z-axis capacitance is smaller than that of the X and Y axes.
  • the capacitance change due to the Z-axis acceleration is ⁇ Cs and the capacitance change of the X and Y axes is ⁇ Cs1
  • ⁇ Cs / Cs ⁇ Cs1 / Cs1 It becomes.
  • the Z-axis noise gain Gn1 according to the present embodiment is smaller than the noise gain Gn3 represented by the above-described equation (9) in FIG. Further, if the gain A2 of the operational amplifier Q32 is further increased, the Z-axis noise gain represented by the above equation (12) according to the present embodiment is changed to the noise gain Gn2 of the X and Y axes represented by the above equation (8). Can be set equal.
  • the present invention can also be applied when the linear input range of the operational amplifier Q31 is narrow.
  • the capacitance detection circuit 40 of FIG. 4 described above if the linear input range of the differential amplifier Q21 is Vi and the output amplitude of the carrier signal generation circuit 21 is Vo, Vo ⁇ Cs / (Cs + C2) ⁇ Vi (13) For this purpose, it is necessary to increase the capacitance C2.
  • the capacitance C2 needs to be increased. Then, there is a problem that the noise gain Gn3 expressed by the equation (9) becomes large, and consequently the acceleration Z-axis output noise becomes large.
  • the non-inverting input terminal is grounded also in the operational amplifier Q31, the inverting input terminal is also imaginarily shorted to ground. For this reason, the input signal level of the operational amplifier Q31 is maintained within the linear operation range Vi. Even if the linear operation range of the operational amplifier Q31 is small, it is reliably maintained within the range. Therefore, it is not necessary to increase the dummy capacitance Cd (C2 in FIG. 4 corresponds to the dummy capacitance Cd in FIG. 3) due to the constraint as in the expression (13), and the noise gain does not increase.
  • the dummy capacitor Cd can be mounted on the printed wiring board on which the capacitance detection circuit 30 is mounted and does not need to be formed in the acceleration sensor 1. It can be downsized.
  • the dummy capacitor Cd can be set to a small value by adjusting the gain A2. For this reason, the noise gain Gn1 in the Z-axis direction can be reduced and highly accurate capacitance detection can be performed.
  • the operational amplifier Q31 is grounded at the non-inverting input terminal and forms a negative feedback circuit, the inverting input terminal of the operational amplifier Q31 is grounded. Even when the linear input range Vi is narrow, the input signal level of the operational amplifier Q1 can be kept within the linear operation range. For this reason, it is not necessary to increase the dummy capacitance Cd in order to maintain the input signal level in the linear input range Vi, and it is possible to reliably suppress an increase in noise gain and an increase in acceleration Z output noise.
  • the gain A2 of the operational amplifier Q32 in the carrier signal adjustment circuit 31 is determined by the resistors R3 and R4 .
  • the present invention is not limited to this. That is, as shown in FIG. 5, the variable resistor VR is inserted between the output side of the operational amplifier Q32 and the ground, and the resistor R3 is connected to the sliding terminal of the variable resistor VR.
  • the gain A2 can be arbitrarily adjusted by adjusting the resistance value R5 of the variable resistor VR. Therefore, the capacitance difference between the dummy capacitance Cd and the capacitance Cs can be finely adjusted from the relationship of the above-described equation (10).
  • the output of the operational amplifier Q31 when the acceleration is “0” can be easily adjusted to zero.
  • the input range of the A / D conversion circuit 34 connected to the output side of the low-pass filter 23 can be used effectively, and the SN ratio of the A / D conversion circuit 34 can be improved. That is, when the input voltage range of the A / D conversion circuit 34 is Vrange, the noise of the A / D conversion circuit 34 is Nadc, and the zero offset of the A / D conversion circuit 34 is Zof, the A / D conversion circuit 34 The SN ratio of (Vrange-Zof) / Nadc.
  • FIG. 5 illustrates the case where the gain A2 of the carrier signal adjustment circuit 31 is adjusted to finely adjust the capacitance difference between the dummy capacitor Cd and the capacitance Cs.
  • the present invention is not limited to this. As shown in FIG. 6, even if the variable capacitor Cvr is connected in parallel with the dummy capacitor Cd to adjust the combined capacity of the dummy capacitor Cd and the variable capacitor Cvr, the same effect as that of FIG. 5 can be obtained. .
  • Electrostatic Capacitance detection circuit 21 ... carrier signal generation circuit, Cs1, Cs2 ... electrostatic variable capacitance, C2 to C4 ... capacitor, R1, R2 ... resistance, Q21 ... differential amplifier, 22 ... demodulation circuit, 23 ... low pass filter, 24 ... A / D conversion circuit, 30 ... electrostatic capacity detection circuit, 31 ... carrier signal adjustment circuit, 32 ... demodulation circuit, 33 ...
  • low pass filter 34 ... A / D conversion circuit, Q31, Q32 ... operational amplifier, Cs ... electrostatic Variable capacitance, Cd ... dummy capacitance, R3, R4 ... resistance, VR ... variable resistance, Cvr ... variable capacitance

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Abstract

　ノイズを抑制した静電容量検出回路を提供する。物理量変化に応じた静電容量変化を生じる一対の電極部を備えた物理量センサの前記一対の電極部間の静電容量変化を検出する静電容量検出回路(３０)であって、前記一対の電極部の一方にキャリア信号を供給するキャリア信号生成回路(２１)と、前記一対の電極部の他方が反転入力端子に入力された演算増幅器(Ｑ３１)と、前記一対の電極部と並列に接続されたダミー容量(Ｃｄ)と、前記ダミー容量に対するキャリア信号生成回路からのキャリア信号に対して、位相を反転するとともに、ゲインを調整してダミー容量を抑制するキャリア信号調整回路(３１)を備えている。

Description

静電容量検出回路
　本発明は、物理量変化に応じた静電容量変化を生じる一対の電極部を備えた物理量センサの前記一対の電極部間の静電容量変化を検出する静電容量検出回路に関する。
　加速度センサ、ジャイロ、変位センサ、圧力センサ等の物理変化を静電容量変化として検出する物理センサでは、静電容量検出回路が高分解能を必要とする場合や、低コスト・小型化を狙ってＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ　Ｅｌｅｃｔｒｏ　Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ　Ｓｙｓｔｅｍ）センサと静電容量検出回路とを組み合わせる場合には、回路ノイズを低減させることが要求されている。
　この静電容量検出回路としては、例えば、センサ駆動回路で静電容量型のセンサ素子に駆動電圧を印加し、センサ素子の静電容量の変化を連続時間型Ｃ－Ｖ変換回路で電圧信号へ変換し、該変換で得た電圧信号から同期検波回路によって信号成分を検出し、さらに平滑回路によって同期検波回路の出力信号を平滑化するようにした静電容量検出回路が知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開２０１１－１０７０８６号公報
　ところで、上記特許文献１に記載された従来例にあっては、物理量変化に対する連続的且つ微小な容量変化に対しても精度良くアナログ信号として検出出力を得ることが可能である。このとき、検出用キャパシタ（容量Ｃｓ）と参照用キャパシタ（容量Ｃｒ）とにセンサ駆動回路からセンサ駆動信号を供給するが、参照用キャパシタ（容量Ｃｒ）に対してはセンサ駆動信号を反転させて供給している。そして、検出用キャパシタ（容量Ｃｓ）を通じたセンサ駆動信号と参照用キャパシタ（容量Ｃｒ）を通じたセンサ駆動信号とを加算して両者の差分をチャージアンプに供給するようにしている。
　このため、参照用キャパシタの容量Ｃｒを検出用キャパシタの容量Ｃｓに合わせる必要があり、参照用キャパシタの容量Ｃｒを小さくしてノイズゲインを小さくすることができないという未解決の課題がある。
　そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、ノイズを低減して微小な静電容量を正確に検出することができる静電容量検出回路を提供することを目的としている。
　上記目的を達成するために、本発明に係る静電容量検出回路の第１の態様は、物理量変化に応じた静電容量変化を生じる一対の電極部を備えた物理量センサの前記一対の電極部間の静電容量変化を検出する静電容量検出回路である。この静電容量検出回路は、前記一対の電極部の一方にキャリア信号を供給するキャリア信号生成回路と、前記一対の電極部の他方が反転入力端子に入力された演算増幅器とを備えている。また静電容量検出回路は、前記一対の電極部と並列に接続されたダミー容量と、前記ダミー容量に対するキャリア信号生成回路からのキャリア信号に対して、位相を反転するとともに、ゲインを調整してダミー容量を抑制するキャリア信号調整回路を備えている。
　また、本発明に係る静電容量検出回路は、前記演算増幅器の出力側に接続された前記キャリア信号生成回路のキャリア信号が入力された復調回路と、該復調回路の復調出力を平滑化するローパスフィルタと、該ローパスフィルタのフィルタ出力をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路とを備えている。そして、前記キャリア信号調整回路は、前記Ａ／Ｄ変換回路の零点オフセットを調整するオフセット調整部を有している。
　また、本発明に係る静電容量検出回路は、前記ダミー容量が、前記演算増幅器を実装したプリント配線基板上に形成されている。
　また、本発明に係る静電容量検出回路は、前記演算増幅器が、反転入力端子に前記一対の電極部の一方の端子と前記ダミー容量及びキャリア信号調整回路の直列回路とが並列に接続され、非反転入力側が接地されてイマジナルショートされている。
　本発明によれば、ダミー容量に対するキャリア信号生成回路からのキャリア信号に対して、位相を反転するとともに、ゲインを調整してダミー容量を抑制するキャリア信号調整回路を備えているので、キャリア信号の増幅率を大きくしてダミー容量の容量を小さくすることが可能となり、ノイズゲインを小さくしてノイズを抑制することができる。
　さらに、演算増幅器の出力を復調回路で復調し、復調出力をローパスフィルタによってノイズ除去してからＡ／Ｄ変換する場合に、前記キャリア信号調整回路で、Ａ／Ｄ変換回路の零点オフセットを調整することができ、Ａ／Ｄ変換回路のＳＮ比を向上させることができる。
本発明を適用し得る加速度センサを示す模式図であって、（ａ）は平面図、（ｂ）は（ａ）のＡ－Ａ線上の断面図である。 ＸＹ方向の静電容量検出回路を示す回路図である。 Ｚ方向の静電容量検出回路を示す回路図である。 Ｚ方向の静電容量検出回路の比較例を示す回路図である。 図３の反転増幅回路の変形例を示す回路図である。 ダミー容量の調整回路を示す回路図である。
　以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
　図１は本発明に係る静電容量検出回路を適用し得る加速度センサの一例を示す模式図であって、図１（ａ）は上部基板を取り外した状態の平面図、図１（ｂ）は図１（ａ）のＡ－Ａ線上の断面図である。
　図中、１は加速度センサであって、この加速度センサ１は、ＳＯＩ(Silicon On Insulator)基板２で形成されている。このＳＯＩ基板２は、下層のシリコン支持層２ａと、このシリコン支持層２ａ上に形成された酸化シリコン層２ｂと、この酸化シリコン層２ｂ上に形成された活性シリコン層２ｃとで構成されている。
　ここで、シリコン支持層２ａ及び酸化シリコン層２ｂは、外周部が方形枠状に形成され、その中央部が方形溝状にドライエッチングされて後述する重錘７が形成されている。
　活性シリコン層２ｃには、中央部に４隅をバネ材３で酸化シリコン層２ｂ上に支持された方形の可動電極４と、この可動電極４のＸ方向の２辺と対向して酸化シリコン層２ｂに固定された一対のＸ軸用固定電極５Ｘａ，５Ｘｂと、可動電極４のＹ方向の２辺と対向して酸化シリコン層２ｂに固定された一対のＹ軸用固定電極６Ｙａ，６Ｙｂとが形成されている。可動電極４には下面に重錘７が形成されている。
　また、ＳＯＩ基板２の上下方向がガラス基板８ａ及び８ｂによって覆われている。ガラス基板８ａの可動電極４に対向する位置にＺ軸用固定電極９が形成されている。これらガラス基板８ａ及び８ｂには、Ｘ軸用固定電極５Ｘａ，５Ｘｂ、Ｙ軸用固定電極６Ｙａ，６Ｙｂ、可動電極４及びＺ軸用固定電極９の信号を外部に取り出すスルーホール１０が形成されている。
　したがって、加速度センサ１ではＸ方向では可動電極４と左右一対の固定電極５Ｘａ，５Ｘｂとの間の静電容量Ｃｘａ及びＣｘｂが、一方が増加すると他方が減少する関係となる左右対称形の差動構造とされている。同様に、Ｙ方向では、可動電極４と前後一対の固定電極６Ｙａ，６Ｙｂとの間の静電容量Ｃｙａ及びＣｙｂが、一方が増加すると他方が減少する関係となる前後対称形の差動構造とされている。
　ところが、加速度センサ１のＺ方向では、可動電極４の下面には重錘７が形成されている関係で、可動電極４とこれに上方から対向するＺ軸用固定電極９との間の静電容量Ｃｚのみの非対称構造となっている。
　そして、加速度センサ１に加速度が加えられると、その加速度の方向に応じて重錘７を支持する可動電極４がＸＹＺ方向へ移動し、これに応じてＸ方向の静電容量Ｃｘａ及びＣｘｂ、Ｙ軸方向の静電容量Ｃｙａ，Ｃｙｂ、Ｚ軸方向の静電容量Ｃｚが変化し、これらの静電容量変化により、加速度を測定することができる。
　そして、Ｘ軸方向及びＹ軸方向のように、対称形の差分構造である場合には、図２に示すような静電容量検出回路２０によって、静電容量を検出することができる。
　すなわち、静電容量Ｃｘａ又はＣｙａを静電可変容量Ｃｓ１として表し、静電容量Ｃｘｂ又はＣｙｂを静電可変容量Ｃｓ２として表す。
　これら静電可変容量Ｃｓ１及びＣｓ２の一方の電極をキャリア信号生成回路２１に接続してキャリア信号を供給する。ここで、キャリア信号は、測定する加速度より高周波数で、正弦波や矩形波といった交流波形とされている。このキャリア信号は、０Ｈｚ或いは０Ｈｚ近傍といった低い周波数から静電容量を検出するために必要となる。
　また、各静電可変容量Ｃｓ１及びＣｓ２の他方の電極と接地間には、互いに等しい容量のコンデンサＣ２及びＣ３が接続され、コンデンサＣ２には抵抗Ｒ２が並列に接続されている。ここで、コンデンサＣ２は静電可変容量Ｃｓ１に電荷を速やかにチャージさせるために設けられ、コンデンサＣ３は回路の対称を保つために接続される。一般に、コンデンサＣ２の容量とコンデンサＣ３の容量とは等しい容量に設定する。
　そして、静電可変容量Ｃｓ１及びコンデンサＣ２の接続点が差動増幅器Ｑ２１の非反転入力端子に接続され、静電可変容量Ｃｓ２及びコンデンサＣ３の接続点が差動増幅器Ｑ２１の反転入力端子に接続されている。また、差動増幅器Ｑ２１の出力端子は抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ４の並列回路を介して非反転入力端子にフィードバックされている。ここで、コンデンサＣ４は、差動増幅器Ｑ２１のゲインＡ１を決定し、このゲインＡ１は、
　Ａ１＝（Ｃｓ１－Ｃｓ２）／Ｃ４　　……（１）
で表される。抵抗Ｒ１及びＲ２は、差動増幅器Ｑ２１の直流電位を安定させるために使用される。
　この差動増幅器Ｑ２１では、静電可変容量Ｃｓ１及びＣｓ２の差分が出力される。このため、加速度センサ１に加えられる加速度が“０”であるときには、重錘７の変位が０となるので、Ｃｓ１＝Ｃｓ２となり、差動増幅器Ｑ２１の出力は零となる。
　加速度が“０”でないときには、重錘７が変位することにより、静電可変容量Ｃｓ１≠Ｃｓ２となり、その差分が差動増幅器Ｑ２１から出力される。加速度センサ１に加えられる加速度が大きいほどその差が大きくなり、差動増幅器Ｑ２１の出力も大きくなる。
　そして、差動増幅器Ｑ２１の出力がキャリア信号生成回路２１のキャリア信号が入力された復調回路２２に供給され、この復調回路２２で差動増幅器Ｑ２１から得られるキャリア信号によって振幅変調された出力信号を復調する。
　この復調回路２２から出力される復調信号がローパスフィルタ２３でノイズ除去され、Ａ／Ｄ変換回路２４でデジタル信号に変換されて加速度信号として出力される。
　この図２の静電容量検出回路２０では、Ｘ，Ｙ軸方向のように、差動構造の静電可変容量Ｃｓ１及びＣｓ２が得られる場合に適用できるものであるが、Ｚ軸方向の加速度の場合には、非対称構造であるので、上述した図２の静電容量検出回路２０に代えて図３に示す静電容量検出回路３０を適用する。
　この図３の静電容量検出回路３０では、図２の差動増幅器Ｑ２１に対応する演算増幅器Ｑ３１の非反転入力端子が接地され、反転入力端子に加速度センサ１の可動電極４及びＺ軸用固定電極９間の静電可変容量Ｃｓが接続されている。また、この静電可変容量Ｃｓと並列にキャリア信号調整回路３１とダミー容量Ｃｄの直列回路がダミー容量Ｃｄを演算増幅器Ｑ３１の反転入力端子側として接続している。ここで、ダミー容量Ｃｄは、加速度センサ１内には形成する必要はなく、静電容量検出回路３０を実装するプリント配線基板に配置することができる。
　さらに、加速度センサ１の可動電極４及びＺ軸用固定電極９間の静電可変容量Ｃｓの他端及びキャリア信号調整回路３１の入力側に前述した図２の静電容量検出回路２０と同様のキャリア信号生成回路２１が接続されている。
　ここで、キャリア信号調整回路３１は、演算増幅器Ｑ３２を有し、この演算増幅器Ｑ３２の反転入力端子が抵抗Ｒ４を介してキャリア信号生成回路２１に接続され、非反転入力端子が接地され、さらに出力側が抵抗Ｒ３を介して反転入力端子に接続されて負帰還回路が形成されている。
　このキャリア信号調整回路３１では、演算増幅器Ｑ３２の非反転入力端子が接地されているとともに、負帰還がかけられているので、演算増幅器Ｑ３２の反転入力端子及び非反転入力端子間の差動入力電圧ＶｓがＶｓ≒０となるイマジナリ・ショートが生じる。
　すなわち、抵抗Ｒ４に加えられる電圧をＶｉｎとし、演算増幅器Ｑ３２の出力電圧をＶｏｕｔとし、抵抗Ｒ４を通じて入力される入力電流をＩｒ１とすると、この入力電流Ｉｒ１は
　Ｉｒ１≒Ｖｉｎ／Ｒ４　　……（２）
となる。
　演算増幅器Ｑ３２の入力端子には電流が流れ込まないので、帰還抵抗Ｒ３を流れる電流Ｉｒ２は
　Ｉｒ２＝Ｉｒ１≒Ｖｉｎ／Ｒ４　　……（３）
となる。
　このため、帰還抵抗Ｒ３の端子間電圧Ｖｒ３は、
　Ｖｒ３＝Ｉｒ２・Ｒ３≒（Ｖｉｎ／Ｒ４）Ｒ３　　……（４）
となる。
　このため、演算増幅器Ｑ３２の出力電圧Ｖｏｕｔは、
　Ｖｏｕｔ≒－Ｖｒ３≒－（Ｒ３／Ｒ４）Ｖｉｎ　　……（５）
となる。
　したがって、演算増幅器Ｑ３２のゲインＡ２は
　Ａ２＝Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ＝－Ｒ３／Ｒ４　　……（６）
　となり、演算増幅器Ｑ３２はゲインＡ２の反転増幅器となる。
　この結果、キャリア信号調整回路３１でキャリア信号が位相反転されて増幅され、このキャリア信号の反転増幅出力がダミー容量Ｃｄに供給される。
　このため、ダミー容量Ｃｄから出力されるキャリア信号と静電可変容量Ｃｓから出力されるキャリア信号とを加算することにより、差分容量（＝Ｃｓ－Ｃｄ）が得られ、これが演算増幅器Ｑ３１の反転入力端子に入力される。
　このとき、加速度センサ１の重錘７にＺ方向の加速度が零であるときに、静電可変容量Ｃｓから出力されるキャリア信号とダミー容量Ｃｄから出力されるキャリア信号とが相殺されて零となるようにキャリア信号調整回路３１の演算増幅器Ｑ３２のゲインＡ２が調整されている。
　したがって、加速度センサ１の重錘７に加えられるＺ方向の加速度が零であるときには、演算増幅器Ｑ３１の反転入力側に入力される入力信号レベルは零となり、Ａ／Ｄ変換回路３４から出力される加速度信号も零となる。
　そして、加速度センサ１の重錘７に上方に向かう加速度が加えられると、静電可変容量ＣｓはＺ方向加速度が零の状態から増加する。このため、演算増幅器Ｑ３１の反転入力端子に入力される入力信号レベルが正方向に増加し、この演算増幅器Ｑ３１の出力も負方向に減少する。この演算増幅器Ｑ３１の出力が復調回路３２で復調され、ローパスフィルタ３３でノイズ除去されてからＡ／Ｄ変換回路３４でデジタル値に変換されてＺ方向加速度信号として出力される。
　逆に、加速度センサ１の重錘７に下方に向かう加速度が加えられると、静電可変容量ＣｓはＺ方向加速度が零の状態から減少する。このため、演算増幅器Ｑ３１の反転入力端子に入力される入力信号レベルが負方向に減少し、この演算増幅器Ｑ３１の出力が正方向に増加する。この演算増幅器Ｑ３１の出力が復調回路３２で復調され、ローパスフィルタ３３でノイズ除去されてからＡ／Ｄ変換回路３４でデジタル値に変換されてＺ方向加速度信号として出力される。
　この図３の本実施形態の特性を説明するために、比較例として前述した図２の静電容量検出回路２０の静電可変容量Ｃｓ２を同じ容量を有するダミー容量Ｃ４１で置換した図４に示す静電容量検出回路４０を考える。
　この場合、加速度センサ１は、センサ梁構造の設計の難しさにより、一般に梁のＺ方向のバネ定数はＸ，Ｙ方向に比べて大きくなる。これは梁の上面から見た幅は細くできるが、断面から見た厚さは、重錘全体の強度を保つために前記幅ほどは薄くできないからである。一般に振動方向に対し垂直方向の梁の幅はバネ定数に対して１乗で関連するが、振動方向に対し同一方向の梁の厚みは３乗で関連する。したがって、断面から見た厚さ方向の振動（すなわちＺ軸）に対するバネ定数はＸ，Ｙ軸と比べて大きくなる。
　このため、Ｚ軸の静電容量の変化の割合は、Ｘ，Ｙ軸に比べて小さい。今ここで、Ｚ軸の加速度による静電容量変化をΔＣｓとし、Ｘ，Ｙ軸の静電容量変化をΔＣｓ１とすると、同一の加速度に対しては、
　　　ΔＣｓ／Ｃｓ＜ΔＣｓ１／Ｃｓ１　　　　…………（７）
となる。
　次に、差動増幅器Ｑ２１による演算増幅回路のノイズゲインを考える。一般に、差動増幅器Ｑ２１の入力等価ノイズに対するノイズゲインは概算すると、図２の回路では、Ｇｎ２＝（Ｃｓ１＋Ｃ２）／Ｃ４、図４の回路ではＧｎ３＝（Ｃｓ＋Ｃ２）／Ｃ４となる。ここで、一般にコンデンサＣ２の容量はそれぞれＣｓ，Ｃｓ１にほぼ比例し、コンデンサＣ４の容量はそれぞれΔＣｓ，ΔＣｓ１に比例するので、
　（Ｃｓ１＋Ｃ２）／Ｃ４　∝　Ｃｓ１／ΔＣｓ１　　　……（８）
　（Ｃｓ＋Ｃ２）／Ｃ４　∝　Ｃｓ／ΔＣｓ　　　　　　……（９）
となる。したがって、（７）式より、（８）＜（９）となり、Ｘ，Ｙ軸に比べてＺ軸のノイズゲインが大きくなり、ひいては加速度のＺ軸出力ノイズが大きくなってしまうという課題がある。
　しかしながら、図３に示す本実施形態では、演算増幅器Ｑ３２のゲインＡ２の絶対値を図４のＣｓ／Ｃ２より大きくすると、ダミー容量Ｃｄを図４の容量Ｃ２より小さくすることができる。
　すなわち、ダミー容量Ｃｄは、
　Ｃｄ＝Ｃｓ／Ａ２　　……（１０）
と設定することができ、Ａ２＞Ｃｓ／Ｃ２と設計すれば、
　Ｃｄ＝Ｃｓ／Ａ２＜Ｃｓ／（Ｃｓ／Ｃ２）＝Ｃ２　　……（１１）
となる。これにより、本実施形態によるＺ軸ノイズゲインＧｎ１は、
　Ｇｎ１＝（Ｃｓ＋Ｃｄ）／Ｃ４　　　……（１２）
となる。この結果、本実施形態によるＺ軸ノイズゲインＧｎ１は、図４による前述した（９）式で表されるノイズゲインＧｎ３より小さくなる。また、演算増幅器Ｑ３２のゲインＡ２をさらに大きくすれば、本実施形態による上記（１２）式で表されるＺ軸ノイズゲインを前述した（８）式で表されるＸ，Ｙ軸のノイズゲインＧｎ２と等しく設定することができる。
　また、本実施形態によると、演算増幅器Ｑ３１の線形入力範囲が狭い場合にも適用することができる。前述した図４の静電容量検出回路４０の場合、差動増幅器Ｑ２１の線形入力範囲をＶｉ、キャリア信号生成回路２１の出力振幅をＶｏとすると、
　Ｖｏ×Ｃｓ／（Ｃｓ＋Ｃ２）＜Ｖｉ　　　……（１３）
を満たす必要があり、このためには容量Ｃ２を大きくする必要がある。
　差動増幅器Ｑ２１の線形入力範囲Ｖｉが小さくなるほど、容量Ｃ２を大きくする必要がある。すると、前記（９）式で表されるノイズゲインＧｎ３が大きくなり、ひいては加速度のＺ軸出力ノイズが大きくなってしまうという課題がある。
　しかしながら、本実施形態によると、演算増幅器Ｑ３１でも非反転入力端子が接地されているので、反転入力端子も接地にイマジナリ・ショートされる。このため、演算増幅器Ｑ３１の入力信号レベルは、線形動作範囲Ｖｉ内に保持される。演算増幅器Ｑ３１の線形動作範囲が小さくても、確実に範囲内に保持される。したがって、前記（１３）式のような縛りによりダミー容量Ｃｄ（図４のＣ２は図３のダミー容量Ｃｄに相当する）を大きくする必要はなく、ノイズゲインが大きくなることはない。
　このように、本実施形態では、ダミー容量Ｃｄは静電容量検出回路３０を実装するプリント配線基板に搭載することができ、加速度センサ１内に形成する必要がないので、加速度センサ１の構成を小型化することができる。
　また、キャリア信号調整回路３１で、演算増幅器Ｑ３２を、非反転入力端子を接地するとともに、負帰還回路を形成することにより、イマジナリ・ショート構成としたので、演算増幅器Ｑ３２をゲインＡ２＝Ｒ３／Ｒ４の反転増幅器とすることができ、このゲインＡ２を調整することにより、ダミー容量Ｃｄを小さい値に設定することができる。このため、Ｚ軸方向のノイズゲインＧｎ１を小さくして、高精度の静電容量検出を行うことができる。
　さらに、演算増幅器Ｑ３１も非反転入力端子を接地するとともに、負帰還回路を形成することにより、イマジナリ・ショート構成とされているので、この演算増幅器Ｑ３１の反転入力端子が接地されることになり、線形入力範囲Ｖｉが狭い場合でも演算増幅器Ｑ１の入力信号レベルを線形動作範囲内に保持することができる。このため、線形入力範囲Ｖｉに入力信号レベルを保持するためにダミー容量Ｃｄを大きくする必要はなく、ノイズゲインが大きくなって加速度のＺ出力ノイズが大きくなることを確実に抑制することができる。
　なお、上記実施形態においては、キャリア信号調整回路３１における演算増幅器Ｑ３２のゲインＡ２が抵抗Ｒ３及びＲ４で決定される場合について説明したが、これに限定されるものではない。すなわち、図５に示すように、演算増幅器Ｑ３２の出力側と接地との間に可変抵抗ＶＲを介挿し、この可変抵抗ＶＲの摺動端子に抵抗Ｒ３を接続する。これにより、可変抵抗ＶＲの抵抗値をＲ５とすると、演算増幅器Ｑ３２のゲインＡ２はＡ２＝（Ｒ３＋Ｒ５）／Ｒ４となる。このため、可変抵抗ＶＲの抵抗値Ｒ５を調整することにより、ゲインＡ２を任意に調整することができる。したがって、前述した（１０）式の関係からダミー容量Ｃｄと静電容量Ｃｓとの容量差を微調整することができる。
　さらに、加速度が“０”であるときの演算増幅器Ｑ３１の出力を零に調整することが容易にできる。このため、ローパスフィルタ２３の出力側に接続されたＡ／Ｄ変換回路３４の入力範囲を有効利用することができ、Ａ／Ｄ変換回路３４のＳＮ比を改善することができる。
　すなわち、Ａ／Ｄ変換回路３４の入力電圧範囲をＶｒａｎｇｅとし、Ａ／Ｄ変換回路３４のノイズをＮａｄｃとし、Ａ／Ｄ変換回路３４の零点オフセットをＺｏｆとしたときに、Ａ／Ｄ変換回路３４のＳＮ比は（Ｖｒａｎｇｅ－Ｚｏｆ）／Ｎａｄｃで表される。
　このため、キャリア信号調整回路３１のゲインを調整して演算増幅器Ｑ３１の出力を調整することにより、Ａ／Ｄ変換回路３４の零点オフセットＺｏｆを小さくすることにより、Ａ／Ｄ変換回路３４のＳＮ比を大きくすることができる。
　また、図５では、キャリア信号調整回路３１のゲインＡ２を調整してダミー容量Ｃｄと静電容量Ｃｓとの容量差を微調整する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、図６に示すように、ダミー容量Ｃｄと並列に可変容量Ｃｖｒを接続してダミー容量Ｃｄと可変容量Ｃｖｒとの合成容量を調整するようにしても上記図５と同様の作用効果を得ることができる。
　本発明によれば、ノイズを低減して微小な静電容量を正確に検出することができる静電容量検出回路を提供することができる。
　１…加速度センサ、３…板バネ材、４…可動電極、５ｘａ，５ｘｂ…Ｘ方向固定電極、６ｙａ，６ｙｂ…Ｙ方向固定電極、７…重錘、９…Ｚ方向固定電極、２０…静電容量検出回路、２１…キャリア信号生成回路、Ｃｓ１，Ｃｓ２…静電可変容量、Ｃ２～Ｃ４…コンデンサ、Ｒ１，Ｒ２…抵抗、Ｑ２１…差動増幅器、２２…復調回路、２３…ローパスフィルタ、２４…Ａ／Ｄ変換回路、３０…静電容量検出回路、３１…キャリア信号調整回路、３２…復調回路、３３…ローパスフィルタ、３４…Ａ／Ｄ変換回路、Ｑ３１，Ｑ３２…演算増幅器、Ｃｓ…静電可変容量、Ｃｄ…ダミー容量、Ｒ３，Ｒ４…抵抗、ＶＲ…可変抵抗、Ｃｖｒ…可変容量

Claims (5)

  1. 　物理量変化に応じた静電容量変化を生じる一対の電極部を備えた物理量センサの前記一対の電極部間の静電容量変化を検出する静電容量検出回路であって、
    　前記一対の電極部の一方にキャリア信号を供給するキャリア信号生成回路と、前記一対の電極部の他方が反転入力端子に入力された演算増幅器と、
    　前記一対の電極部と並列に接続されたダミー容量と、
    　前記ダミー容量に対するキャリア信号生成回路からのキャリア信号に対して、位相を反転するとともに、ゲインを調整してダミー容量を抑制するキャリア信号調整回路を備えたことを特徴とする静電容量検出回路。
  2. 　前記キャリア信号調整回路は、反転入力端子が第１の抵抗を介して前記キャリア信号生成回路に接続され、非反転入力端子が接地され、出力側が第２の抵抗を介して前記反転入力端子にフィードバックされる反転増幅器で構成されていることを特徴とする請求項１に記載の静電容量検出回路。
  3. 　前記演算増幅器の出力側に接続された前記キャリア信号生成回路のキャリア信号が入力された復調回路と、該復調回路の復調出力を平滑化するローパスフィルタと、該ローパスフィルタのフィルタ出力をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路とを備え、
    　前記キャリア信号調整回路は、前記Ａ／Ｄ変換回路の零点オフセットを調整するオフセット調整部を有することを特徴とする請求項１に記載の静電容量検出回路。
  4. 　前記ダミー容量は、前記演算増幅器を実装したプリント配線基板上に形成されていることを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載の静電容量検出回路。
  5. 　前記演算増幅器は、反転入力端子に前記一対の電極部の一方の端子と前記ダミー容量及びキャリア信号調整回路の直列回路とが並列に接続され、非反転入力側が接地されてイマジナルショートされていることを特徴とする請求項１乃至４の何れか１項に記載の静電容量検出回路。
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