JP2012044260A - 電荷検出回路 - Google Patents

Abstract

【課題】差動アンプの入力側のゲイン調整を容易に行うことができる電荷検出回路を提供する。
【解決手段】電荷発生型センサ及び容量変化型センサの何れかで構成される物理量検出センサ１Ａ，１Ｂの一端が差動アンプ３の負極入力端子に接続され、他端が前記差動アンプ３の正極入力端子に接続され、前記差動アンプ３の出力端子と前記負極入力端子との間にフィードバック抵抗Ｒｆ及びフィードバック容量Ｃｆが並列に接続され、且つ前記差動アンプの正極入力端子と基準電圧との間にキャンセル抵抗Ｒｃ及びキャンセル容量Ｃｃが並列に接続された差動型の電荷検出回路であって、前記差動アンプの負極入力端子及び正極入力端子の少なくとも一方に逆バイアス電源７，９によって逆バイアス電位が与えられた可変容量ダイオードＤ１，Ｄ２を接続してゲイン調整を可能とした。
【選択図】図１

Description

本発明は、圧力センサ、マイクロフォン、加速度センサ、角速度センサ、歪ゲージ等の電荷発生型センサ又は容量変化型センサの検出回路に使用する電荷検出回路に関する。

電荷発生型センサとして代表的なものは、絶縁体の圧電素子を用いた歪ゲージや加速度センサなどがある。また、容量変化を検知するセンサとして錘を梁で保持して、固定電極を錘側面近傍に保持し、錘と固定電極間の容量を測定する加速度センサなどがある。これらのセンサはいずれも微小な電荷を測定しており、電荷−電圧変換のための電荷検出回路としてチャージアンプが用いられている。

図５に一般的なチャージアンプの構成例を示す。この構成例では、可変容量センサ又は電荷発生センサで構成されるセンサ１００の一端がバイアス電圧回路１０１に接続され、他端が差動アンプ１０２の負極入力端子に接続され、この差動アンプ１０２の正極入力端子が接地されている。また、差動アンプ１０２の負極入力端子及び出力端子間にフィードバック抵抗Ｒｆ及びフィードバックコンデンサＣｆが並列に接続されたフィードバック回路１０３が接続されている。

この構成を有するチャージアンプでは、フィードバック抵抗Ｒｆが無視できる速い時間では、センサ１００で発生し、負極入力端子へ流れる正電荷Ｑ_-は差動アンプ１０２の負極入力端子の電位を上昇させるため、出力端子はマイナスへ動いていく。このとき、差動アンプ１０２の出力電圧Ｖｏｕｔが、
Ｖｏｕｔ＝−Ｑ／Ｃｆ …………（１）
で表される電位まで下がると、センサ１００から供給される電荷と、フィードバックコンデンサＣｆから供給される電荷とが釣り合うので、負極入力端子の電位上昇が停止され、出力電圧が安定する。

そして、一旦釣り合った電荷はフィードバック抵抗Ｒｆを通して開放されるので、Ｒｆ×Ｃｆの時定数で徐々に元の電位に戻っていく。すなわち、フィードバック抵抗Ｒｆは、直流での出力を安定させるためで、センサ１００の出力には関係なく、フィードバック抵抗Ｒｆ及びフィードバックコンデンサＣｆで決まる周波数ｆ₀以上で回路が動作する。
ｆ₀＝１／２πＲｆＣｆ …………（２）

一方、ＳＮを向上させる目的で各種センサは、２つのペアとなる可変容量又は電荷発生部を設置して、同相信号を除去して、出力値を得る手法が一般的に行われている。最も単純な回路例では、図６に示すように、図５に示すペアとなる２個の可変容量センサ１００Ａ及び１００Ｂとこれらに個別に接続されるチャージアンプ１０４Ａ及び１０４Ｂとを用いて、２つのチャージアンプ１０４Ａ及び１０４Ｂの出力値を差動アンプ１０５で引き算することにより、同相（コモンモード）信号を除去するようにしている。

しかしながら、図６の構成では、最低３個の差動アンプが必要になり、回路が複雑になってしまう。
この未解決の課題を解決するために、特許文献１及び２に記載されているように、１つの差動アンプを適用して、同相信号（コモンモード）信号を除去することができる。この特許文献１及び２に記載された従来例は、センサ１００にバイアス電圧回路１０１からバイアス電圧が印加されているものとすると、図７に示すように、ペアとなる２つの可変容量センサ１００Ａ及び１００Ｂの一端がバイアス電圧回路１０１に接続され、他端が差動アンプ１０２の負極入力端子及び正極入力端子に接続され、可変容量センサ１００Ｂと差動アンプ１０２の正極入力端子との接続点と接地との間にキャンセルコンデンサＣｃ及びキャンセル抵抗Ｒｃを並列に接続したキャンセル回路１０６を接続し、このキャンセル回路１０６で同相信号ノイズをキャンセルするようにしている。

特開２００１−３２６５４８号公報 特開２００３−２５８５７７号公報

ところで、上記特許文献１及び２に記載された従来例にあっては、１つの差動アンプを適用して同相信号を除去することができるものであるが、実際にどの程度同相信号が除去できるかを考察してみる。
先ず、フィードバックコンデンサＣｆとキャンセルコンデンサＣｃとは同一静電容量である必要があるが、静電容量の製造のバラツキを考慮すると、５〜１０％程度の誤差が発生してしまう。また、入力側の電荷発生型センサ又は容量変化型センサのバラツキも同程度見込まれるので、およそ、２０ｄＢの信号除去率が見込まれる。すなわち、１／１０程度の同相信号が残ることになる。

この程度の除去率で十分な場合もあるが、高感度なセンサの場合、チャージアンプ後のゲインが百倍を超えるものもあり、回路が飽和してしまい、結果としてダイナミックレンジが減少してしまうという未解決の課題がある。
したがって、差動アンプ１０２の負極入力端子及び正極入力端子のマイナスゲイン及びプラスゲインの微調整が必要になる。このゲイン調整を行う場合に、図８に示すように、センサ１００Ａ及び差動アンプ１０２の負極入力端子の接続点と接地との間に半固定可変容量Ｃｖ１を介挿し、センサ１００Ｂとキャンセル回路１０６との接続点と接地との間に半固定可変容量Ｃｖ２を介挿することが考えられる。

この図８のように半固定可変容量Ｃｖ１及びＣｂ２を接続して、差動アンプ１０２の負極入力端子及び正極入力端子に入力される入力容量を調整することにより、ゲインの微調整が原理的には可能となる。
しかしながら、センサ用のチャージアンプは微小な電荷（たとえば１０^-18Ｃ程度）を測定できるように構成されているので、外部の電界等の影響を受けやすく、実際の回路では、図８で破線図示のように、センサ１００Ａ及び１００Ｂ、差動アンプ１０２、フィードバック回路、キャンセル回路１０６、半固定可変容量Ｃｖ１及びＣｖ２をシールドする必要がある。半固定可変容量Ｃｖ１及びＣｖ２もシールド内に含まれるので、これら半固定可変容量Ｃｖ１及びＣｖ２の容量調整を行うためにドライバーが触れると、出力が不安定になり、現実の調整は殆ど不可能である。

また、たとえ調整できたとしても、温度変化などによって、微妙に同相信号の除去率が変化した場合、再度調整する必要があり、この再調整も容易に行うことはできないという未解決の課題がある。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、差動アンプの入力側のゲイン調整を容易に行うことができる電荷検出回路を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、一の形態に係る電荷検出回路は、電荷発生型センサ及び容量変化型センサの何れかで構成される物理量検出センサの一端が差動アンプの負極入力端子に接続され、他端が前記差動アンプの正極入力端子に接続され、前記差動アンプの出力端子と前記負極入力端子との間にフィードバック抵抗及びフィードバック容量が並列に接続され、且つ前記差動アンプの正極入力端子と基準電圧との間にキャンセル抵抗及びキャンセル容量が並列に接続された差動型の電荷検出回路であって、前記差動アンプの負極入力端子及び正極入力端子の少なくとも一方に逆バイアス電源によって逆バイアス電位が与えられた可変容量ダイオードを接続してゲイン調整を可能としたことを特徴としている。
この構成によると、逆バイアス電源で可変容量ダイオードに与える逆バイアス電位を変化させることにより、可変容量ダイオードの静電容量を変化させて、差動アンプの負極入力端子及び正極入力端子の少なくとも一方のゲインを容易且つ正確に調整することができる。

また、他の形態に係る電荷検出回路は、前記可変容量ダイオードと前記逆バイアス電源との間にローパスフィルタを介挿したことを特徴としている。
この構成によると、ローパスフィルタで逆バイアス電源の逆バイアス電圧の揺らぎを抑制することができ、可変容量ダイオードの静電容量変動を防止することができる。

また、他の形態に係る電荷検出回路は、前記物理量検出センサで発生する電荷のバラツキをδＱ、発生電荷の平均値をＱｍ、フィードバック容量をＣｆとしたとき、電荷バラツキを容量へ見立てた値δＱ・Ｃｆ／Ｑｍとし、前記フィードバック容量Ｃｆの製造バラツキをδＣｆとし、センサ容量の製造バラツキをδＣｓとし、前記差動アンプの入力容量のバラツキをδＣｉｎとして、前記δＱ・Ｃｆ／Ｑｍ、δＣｆ、δＣｓ及びδＣｉｎを比較して、最も大きな値をΔＣｍａｘとし、且つ前記可変容量ダイオードの容量可変幅をΔＣｄとしたとき、
ΔＣｍａｘ≦ΔＣｄ≦１０×ΔＣｍａｘ
の条件を満足する前記可変容量ダイオードを用いることを特徴としている。

この構成によると、可変容量ダイオードの容量可変幅ΔＣｄをΔＣｍａｘ≦ΔＣｄ≦１０×ΔＣｍａｘの範囲に設定することにより、物理量検出センサで発生する電荷のバラツキを容量に見立てた値、センサ容量のバラツキ、フィードバック容量のバラツキ、差動アンプの入力容量パラツキの最大値を可変容量ダイオードの容量可変幅ΔＣｄで安定して吸収することが可能となる。

本発明によれば、電荷発生型センサ又は容量変化型センサで構成される物理量検出センサの電荷を検出する差動アンプを有する電荷検出回路であって、逆バイアス電源で可変容量ダイオードに与える逆バイアス電位を変化させることにより、可変容量ダイオードの静電容量を変化させて、差動アンプの負極入力端子及び正極入力端子の少なくとも一方のゲインを容易に調整することができるという効果が得られる。

本発明に係る電荷検出回路の一実施形態を示すブロック図である。 逆バイアス電圧と差動アンプ出力の振幅との関係を示す特性線図である。 可変容量ダイオードの逆バイアス電圧と素子容量との関係を示す特性線図である。 可変容量ダイオードの容量を決定するための説明用回路図である。 従来の一般的な電荷検出回路を示すブロック図である。 従来の同相信号を除去する電荷検出回路を示すブロック図である。 従来の同相信号を除去する電荷検出回路の他の例を示すブロック図である。 従来の同相信号を除去する電荷検出回路のさらに他の例を示すブロック図である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は本発明に係るチャージアンプ構成を有する電荷検出回路の一実施形態を示すブロック図であって、図中、１Ａ及び１Ｂはペアとなる２つの容量変化型センサで構成される物理量検出センサである。ここで、容量変化型センサとしては錘を梁で保持して固定電極を錘側面近傍に保持し、錘と固定電極間の容量を測定する加速度センサなどがあり、各物理量検出センサ１Ａ及び１Ｂはいずれも微小な電荷（例えば１０^-18Ｃ程度）を測定している。

各物理量検出センサ１Ａ及び１Ｂは、一端は互いに接続されてバイアス電圧回路２に接続され、物理量検出センサ１Ａの他端は、オペアンプで構成される差動アンプ３の負極入力端子に接続され、物理量検出センサ１Ｂの他端は、差動アンプ３の正極入力端子に接続されている。
この差動アンプ３の出力端子及び負極入力端子間には、抵抗値が例えば１００ＭｅｇａΩに設定されたフィードバック抵抗Ｒｆと静電容量が例えば１ｐＦに設定されたフィードバック容量Ｃｆとを並列に接続したフィードバック回路４が接続されている。また、差動アンプ３の正極入力端子と基準電圧となる例えば接地との間には、抵抗値が例えば１００ＭｅｇａΩに設定されたキャンセル抵抗Ｒｃ及び静電容量が例えば１ｐＦに設定されたキャンセル容量Ｃｃを並列に接続したキャセル回路５が接続されている。

そして、差動アンプ３の負極入力端子には、可変容量ダイオードＤ１のアノードが接続され、この可変容量ダイオードＤ１のカソードがローパスフィルタ６を介して逆バイアス電源としての直流バイアス電圧回路７に接続されている。
また、差動アンプ３の正極入力端子にも、電圧制御可変容量素子としての可変容量ダイオードＤ２のアノードが接続され、この可変容量イオードＤ２のカソードがローパスフィルタ８を介して逆バイアス電源としての直流バイアス電圧回路９に接続されている。

ここで、ローパスフィルタ６及び８は、直流バイアス電圧回路９の逆バイアス電圧の揺らぎを抑制するものであり、直流バイアス電圧回路７及び９と可変容量ダイオードＤ１及びＤ２との間に直列に接続された抵抗値が例えば１００ｋΩに設定された抵抗Ｒと、この抵抗Ｒと可変容量ダイオードＤ１及びＤ２との接続点と接地との間に介挿された静電容量が例えば１ｕＦに設定されたコンデンサＣとで構成されている。このローパスフィルタ６及び８のカットオフ周波数は、センシング周波数より低くなければならず、理想的にはセンシング周波数の１／１００以下に設定するのが望ましい。本実施形態では、カットオフ周波数は１．６Ｈｚに設定されているが、カットオフ周波数をあまり低く設定すると、応答性が悪くなるので、後段回路の特性を考慮して、適宜設定すればよい。

また、直流バイアス回路７及び９は、その直流逆バイアス電圧が差動アンプ３の負極入力端子側に接続された直流バイアス回路７については１．３Ｖ固定とし、正極入力端子側に接続された直流バイアス回路９については直流逆バイアスを変化させるようにしている。
また、前述したセンサ１Ａ及び１Ｂとしては、容量変化型の加速度センサを使用し、バイアス電圧回路２によるバイアス電圧は６Ｖとし、この加速度センサを１ｋＨｚ、１Ｇの加速度で振動させて、同相信号の除去を行った。このときの加速度センサから出力される振幅と差動アンプ３の正極入力端子側の可変容量ダイオードＤ２に加えた逆バイアス電圧Ｖｒとの関係を図２に示す。この図２において、縦軸の符号は位相が１８０ｄｅｇ回転する様子を示しており、丁度、逆バイアス電圧Ｖｒが１．０５Ｖで同相の加速度が除去されて、振幅がゼロになっている。なお、加速度センサは、同相信号を全く除去しない場合には出力信号が１Ｖを発生するようなセンサとなっており、±３５％の範囲で信号調整することができる。電荷検出回路での容量バラツキとセンサのバラツキを考慮すると、可変範囲は±１０％程度であれば良いので、図２の可変範囲はもう少し小さくすることができる。

また、可変容量ダイオードＤ１及びＤ２の逆バイアス電圧Ｖｒ（Ｖ）に対する静電容量Ｃｄ（ｐＦ）の関係は、図３に示すように、逆バイアス電圧Ｖｒが約０．３Ｖであるときに静電容量Ｃｄが約６．５ｐＦ程度となり、この状態から逆バイアス電圧Ｖｒが増加するにつれて静電容量Ｃｄが比較的大きな変化量で低下し、逆バイアス電圧Ｖｒが約３Ｖを超えると逆バイアス電圧Ｖｒが増加するにつれて比較的小さな変化量で低下する特性となっている。本実施形態では、静電容量の可変範囲を６．５〜１．５ｐＦとなる可変容量ダイオードＤ１及びＤ２を適用したが、これに限定されるものではなく、本実施形態の１／４程度の静電容量の可変範囲で十分に対応することができる。

ここで、可変容量ダイオードＤ１，Ｄ２にどのような静電容量の可変範囲が必要になるかを、本実施形態の基本となる従来例である図７のチャージアンプ回路に寄生容量を考慮した図４に示す回路に基づいて説明する。
この図４の寄生容量は、差動アンプ３に実装されているフィードバック容量Ｃｆの他に、差動アンプ３の負極入力端子及び正極入力端子に寄生容量Ｃｐ_-及びＣｐ₊が存在し、さらに正極入力端子に回路に実装されているグランド容量Ｃｇが存在する。

差動アンプ３の正極入力端子に供給された電荷Ｑ₊について考えると、正極入力端子に供給された電荷は、接地した容量Ｃｇに蓄積され、正極入力端子の電位をＱ₊／（Ｃｇ＋Ｃｐ₊）まで上昇させる。正極入力端子の電位が上昇するので、差動アンプ３の出力端子電圧も上昇するが、その値は寄生容量Ｃｐ_-とフィードバック容量Ｃｆとで分割された負極入力端子の電位が、正極入力端子の電位と等しい値のところで安定化する。すなわち、
Ｑ₊／（Ｃｐ₊＋Ｃｇ）＝｛Ｃｆ／（Ｃｐ_-＋Ｃｆ）｝Ｖｏｕｔ …………（３）
なる関係が成立し、これを変換すると、
Ｖｏｕｔ＝｛（Ｃｐ_-＋Ｃｆ）／（Ｃｐ₊＋Ｃｇ）｝×Ｑ₊／Ｃｆ …………（４）
となる。

ところで、寄生容量Ｃｐは、電荷発生源であるセンサ自身の容量、差動アンプ３の入力容量が考えられるので、それぞれの容量をＣｓ、Ｃｉｎとおき、なおかつ、正極入力端子側と負極入力端子側の違いを符号により区別すると、
Ｖｏｕｔ＝{(Ｃｓ_-＋Ｃｉｎ_-＋Ｃｆ)/(Ｃｓ₊＋Ｃｉｎ₊＋Ｃｇ)}×Ｑ₊/Ｃｆ …（５）
となる。
この（５）式を、改めて、負極入力端子へ入力された電荷式である前述した（１）式と比較すると、Ｃｓ₊＝Ｃｓ_-且つＣｐ₊＝Ｃｐ_-且つＣｆ＝Ｃｇであるとき、電荷−電圧変換式の係数が一致し、なおかつ物理量検出センサ１Ａ及び１Ｂからの発生電荷が等しいとき、完全な同相信号除去が可能となる。
これには当然製造バラツキがあるので、この製造バラツキを可変容量ダイオードＤ１，Ｄ２で吸収することになる。

また、センサ１Ａ，１Ｂから発生する電荷のバラツキをδＱとし、発生電荷の平均値をＱｍとして、電荷のバラツキを容量に見立てると、δＱＣｆ／Ｑｍとなる。
さらに、センサ１Ａ，１Ｂの静電容量のバラツキをδＣｓとし、フィードバック容量Ｃｆ及びグランド容量ＣｇのバラツキをδＣｆとし、差動アンプ３の入力容量のバラツキをδＣｉｎとすれば、これら４つの容量のバラツキの最大値をΔＣｍａｘとし、この最大値ΔＣｍａｘを可変容量ダイオードＤ１，Ｄ２の静電容量の可変幅ΔＣｄで吸収することになる。したがって、可変容量ダイオードＤ１，Ｄ２の静電容量の可変幅ΔＣｄは、
ΔＣｍａｘ≦ΔＣｄ …………（６）
を満足する値に設定する必要がある。また、可変容量ダイオードＤ１，Ｄ２の静電容量の可変幅ΔＣｄが大きすぎると、回路が不安定となるので、上限値は最大値ΔＣｍａｘの１０倍程度が望ましい。

このため、可変容量ダイオードＤ１，Ｄ２の静電容量の可変幅ΔＣｄは、
ΔＣｍａｘ≦ΔＣｄ≦１０×ΔＣｍａｘ …………（７）
を満足する値に設定する。
なお、本実施形態でも、外部電界の影響を抑制するように、図１で破線図示のように、センサ１Ａ，１Ｂ、差動アンプ３、フィードバック回路４、キャンセル回路５、可変容量ダイオードＤ１，Ｄ２及びローパスフィルタ６及び７を含めてシールドが施されている。

次に、上記実施形態の動作を説明する。
差動アンプ３の出力端子及び負極入力端子間に接続されたフィードバック回路４と差動アンプ３の正極入力端子及び接地間に接続されたキャンセル回路５との回路定数を一致させることにより、差動アンプ３の負極入力端子に接続されるラインと正極入力端子に接続されるラインとを近接させることで、同相ノイズをある程度キャンセルことができる。
しかしながら、前述したように、フィードバックコンデンサＣｆとキャンセルコンデンサＣｃとは同一静電容量である必要があるが、静電容量の製造のバラツキを考慮すると、５〜１０％程度の誤差が発生してしまう。また、入力側の容量変化型センサのバラツキも同程度見込まれるので、およそ、２０ｄＢの信号除去率が見込まれる。すなわち、１／１０程度の同相（コモンモード）信号が残ることになる。

このため、差動アンプ３の負極入力端子及び正極入力端子にそれぞれ可変容量ダイオードＤ１及びＤ２のアノードが接続され、これら可変容量ダイオードＤ１及びＤ２のカソードに直流バイアス電圧回路７及び９が接続されている。このうち、直流バイアス電圧回路９については出力される直流バイアス電圧Ｖｒが１．３Ｖに固定され、これによって、可変容量ダイオードＤ２の静電容量が、図３に示すように、４．４ｐＦ程度に設定される。この可変容量ダイオードＤ２の静電容量Ｃｄ２がキャンセル回路５のコンデンサＣｃの静電容量と並列に介挿されるので、差動アンプ３の正極入力端子側の静電容量が大きくなる。

これに対して、差動アンプ３の負極入力側端子に接続されている可変容量ダイオードＤ１のカソードに接続された直流バイアス電圧回路７では、任意の直流バイアス電圧Ｖｒの出力が可能である。このため、フィードバック容量Ｃｆとキャンセル容量Ｃｃとの静電容量のバラツキと物理量検出センサ１Ａ及び１Ｂのバラツキとによる差動アンプ３の負極入力端子及び正極入力端子間の静電容量差が生じている場合に、両者間の静電容量差を補償するように、直流バイアス電圧回路７から出力される直流バイアス電圧Ｖｒを調整する。これにより、差動アンプ３の負極入力端子及び正極入力端子のゲインを正確に調整して、Ｓ／Ｎ比を高めた状態で、同相信号ノイズを完全に除去することができる。

しかも、差動アンプ３の負極入力端子及び正極入力端子のフィードバックコンデンサＣｆ及びキャンセルコンデンサＣｃの静電容量バラツキと、容量変化型センサ１Ａ及び１Ｂの静電容量のバラツキとを相殺するための静電容量の調整を直流バイアス電圧回路７及び９の少なくとも一方の直流バイアス電圧Ｖｒを調整して可変容量ダイオードＤ１及びＤ２の少なくとも一方の静電容量を調整するので、センサ１Ａ，１Ｂ、差動アンプ３、フィードバック回路４、キャンセル回路５、可変容量ダイオードＤ１，Ｄ２及びローパスフィルタ６及び７を含めてシールドが施されている場合でも、静電容量の調整を安価な可変容量ダイオードを使用して正確に行うことができる。

また、可変容量ダイオードＤ１及びＤ２の容量可変幅ΔＣｄをΔＣｍａｘ≦ΔＣｄ≦１０×ΔＣｍａｘの範囲に設定することにより、センサ１Ａ，１Ｂで発生する電荷のバラツキを静電容量に見立てた値、センサ静電容量のバラツキ、フィードバック容量のバラツキ、差動アンプの入力静電容量バラツキの最大値を可変容量ダイオードＤ１及びＤ２の容量可変幅ΔＣｄで安定して吸収することが可能となる。
また、各可変容量ダイオードＤ１及びＤ２に直流バイアス電圧回路７及び９の逆バイアス電圧Ｖｒがローパスフィルタ６及び８を介して供給されるので、逆バイアス電圧Ｖｒの揺らぎを抑制することができ、可変容量ダイオードＤ１及びＤ２の静電容量変動を防止することができる。

なお、上記実施形態においては、差動アンプ３の負極入力端子及び正極入力端子のそれぞれに可変容量ダイオードＤ１及びＤ２と直流バイアス電圧回路７及び９とを接続し、直流バイアス電圧回路９の逆バイアス電圧Ｖｒを固定した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、直流バイアス電圧回路７の逆バイアス電圧Ｖｒを固定して、直流バイアス電圧回路９の逆バイアス電圧Ｖｒを変化させるようにしてもよく、両直流バイアス電圧回路７及び９の逆バイアス電圧Ｖｒを変化させるようにしてもよく、さらには、差動アンプ３の負極入力端子及び正極入力端子の何れか一方の可変容量ダイオード及び直流バイアス電圧回路を省略するようにしてもよい。

また、上記実施形態においては、容量変化型センサに本発明を適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、絶縁体の圧電素子を用いた圧力センサ、マイクロフォン、加速度センサ、角速度センサ、歪みゲージ等の電荷発生型センサに本発明のチャージアンプを適用するようにしてもよい。この場合には、電荷発生型センサの一端を差動アンプ３の負極入力端子に、他端を差動アンプ３の正極入力端子に接続する構成とすることを除いては前述した第１の実施形態と同様の構成とすることにより、差動アンプ３の負極入力端子及び正極入力端子の静電容量調整を行って、両者のゲインを調整すればよい。

１Ａ，１Ｂ…物理量検出センサ、２…バイアス電圧回路、３…差動アンプ、４…フィードバック回路、Ｃｆ…フィードバックコンデンサ、Ｒｆ…フィードバック抵抗、５…キャンセル回路、Ｃｃ…キャンセルコンデンサ、Ｒｃ…キャンセル抵抗、Ｄ１，Ｄ２…可変容量ダイオード、６，８…ローパスフィルタ、７，９…直流バイアス電圧回路

Claims (3)

1. 電荷発生型センサ及び容量変化型センサの何れかで構成される物理量検出センサの一端が差動アンプの負極入力端子に接続され、他端が前記差動アンプの正極入力端子に接続され、
   前記差動アンプの出力端子と前記負極入力端子との間にフィードバック抵抗及びフィードバック容量が並列に接続され、且つ前記差動アンプの正極入力端子と基準電圧との間にキャンセル抵抗及びキャンセル容量が並列に接続された差動型の電荷検出回路であって、
   前記差動アンプの負極入力端子及び正極入力端子の少なくとも一方に逆バイアス電源によって逆バイアス電位が与えられた可変容量ダイオードを接続してゲイン調整を可能としたことを特徴とする電荷検出回路。
2. 前記可変容量ダイオードと前記逆バイアス電源との間にローパスフィルタを介挿したことを特徴とする請求項１に記載の電荷検出回路。
3. 前記物理量検出センサで発生する電荷のバラツキをδＱ、発生電荷の平均値をＱｍ、フィードバック容量をＣｆとしたとき、電荷バラツキを容量へ見立てた値δＱ・Ｃｆ／Ｑｍとし、前記フィードバック容量Ｃｆの製造バラツキをδＣｆとし、センサ容量の製造バラツキをδＣｓとし、前記差動アンプの入力容量のバラツキをδＣｉｎとして、前記δＱ・Ｃｆ／Ｑｍ、δＣｆ、δＣｓ及びδＣｉｎを比較して、最も大きな値をΔＣｍａｘとし、且つ前記可変容量ダイオードの容量可変幅をΔＣｄとしたとき、
   ΔＣｍａｘ≦ΔＣｄ≦１０×ΔＣｍａｘ
   の条件を満足する前記可変容量ダイオードを用いる
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の電荷検出回路。

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