JPH0851651A - 加入者線インタフェース回路及びインピーダンス整合方法並びにハイブリッド間エコーキャンセレーション方法 - Google Patents
加入者線インタフェース回路及びインピーダンス整合方法並びにハイブリッド間エコーキャンセレーション方法Info
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- JPH0851651A JPH0851651A JP7154648A JP15464895A JPH0851651A JP H0851651 A JPH0851651 A JP H0851651A JP 7154648 A JP7154648 A JP 7154648A JP 15464895 A JP15464895 A JP 15464895A JP H0851651 A JPH0851651 A JP H0851651A
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- current
- slic
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M3/00—Automatic or semi-automatic exchanges
- H04M3/005—Interface circuits for subscriber lines
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M19/00—Current supply arrangements for telephone systems
- H04M19/001—Current supply source at the exchanger providing current to substations
- H04M19/005—Feeding arrangements without the use of line transformers
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- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Interface Circuits In Exchanges (AREA)
- Telephonic Communication Services (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ４線伝送路の送信信号利得、受信信号利得、
及び２線インピーダンス整合が、相互に独立している電
流モードの加入者線インタフェース回路を提供する。 【構成】 電話システム用加入者線インタフェース回路
（ＳＬＩＣ）であり、そこでは、４線伝送路の送信信号
利得、４線伝送路の受信信号利得、及び２線インピーダ
ンス整合の修正が、相互に独立である。ＳＬＩＣ用ハイ
ブリッド回路は、２線リターンロスを制御する接地され
た合成インピーダンスを含む。インピーダンス整合及び
ハイブリッド間エコーキャンセレーションは、ＳＬＩＣ
回路を有する集積回路において実行可能である。
及び２線インピーダンス整合が、相互に独立している電
流モードの加入者線インタフェース回路を提供する。 【構成】 電話システム用加入者線インタフェース回路
（ＳＬＩＣ）であり、そこでは、４線伝送路の送信信号
利得、４線伝送路の受信信号利得、及び２線インピーダ
ンス整合の修正が、相互に独立である。ＳＬＩＣ用ハイ
ブリッド回路は、２線リターンロスを制御する接地され
た合成インピーダンスを含む。インピーダンス整合及び
ハイブリッド間エコーキャンセレーションは、ＳＬＩＣ
回路を有する集積回路において実行可能である。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電話システム用加入者
線インタフェース回路に関し、特に、４線伝送路の送信
信号利得、４線伝送路の受信信号利得、及び２線インピ
ーダンス整合が、相互に独立している電流モードの加入
者線インタフェース回路に関する。
線インタフェース回路に関し、特に、４線伝送路の送信
信号利得、４線伝送路の受信信号利得、及び２線インピ
ーダンス整合が、相互に独立している電流モードの加入
者線インタフェース回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】電話加入者線インタフェース回路（ＳＬ
ＩＣ）は、平衡２線伝送路（加入者個人の受話器へ及び
からのチップ及びリング経路）を、不平衡な４線伝送路
（中央電話交換マトリックスへ及びからの分離された２
線の送信及び受信信号経路）を接続する。ＳＬＩＣｓ
は、電源供給、過電圧保護、リンギング、シグナリン
グ、ハイブリッド、及び試験を含む種々の機能の実行す
る。
ＩＣ）は、平衡２線伝送路（加入者個人の受話器へ及び
からのチップ及びリング経路）を、不平衡な４線伝送路
（中央電話交換マトリックスへ及びからの分離された２
線の送信及び受信信号経路）を接続する。ＳＬＩＣｓ
は、電源供給、過電圧保護、リンギング、シグナリン
グ、ハイブリッド、及び試験を含む種々の機能の実行す
る。
【０００３】ＳＬＩＣ動作は知られており、詳細には論
じない。解説的な例では、図１に示す従来技術のＳＬＩ
Ｃを参照すると、電流モードのＳＬＩＣ１０（電圧より
伝送路における信号に関連する電流を処理するＳＬＩ
Ｃ）は、ＳＬＩＣの２線或いは加入者側におけるチップ
及びリングの電圧検出抵抗ＲＳ１及びＲＳ２において、
利用可能な電流情報を使用している。
じない。解説的な例では、図１に示す従来技術のＳＬＩ
Ｃを参照すると、電流モードのＳＬＩＣ１０（電圧より
伝送路における信号に関連する電流を処理するＳＬＩ
Ｃ）は、ＳＬＩＣの２線或いは加入者側におけるチップ
及びリングの電圧検出抵抗ＲＳ１及びＲＳ２において、
利用可能な電流情報を使用している。
【０００４】電流モードのＳＬＩＣｓは、一般的に、入
来信号のコピーを生成するカレントミラーを使用してい
る。カレントミラーは、米国特許第４，２０３，０１２
の明細書に記載されているように、良く知られている。
電流情報は、入来信号を検出しそれらを右の方向へ転送
するハイブリッド回路１２に供給される。ハイブリッド
回路１２は、ＳＬＩＣの４線の側に一般的に接続される
１４で示される外部回路と組んで、適切な増幅、ハイブ
リッド間エコーキャンセレーション、及びインピーダン
ス整合を提供する。
来信号のコピーを生成するカレントミラーを使用してい
る。カレントミラーは、米国特許第４，２０３，０１２
の明細書に記載されているように、良く知られている。
電流情報は、入来信号を検出しそれらを右の方向へ転送
するハイブリッド回路１２に供給される。ハイブリッド
回路１２は、ＳＬＩＣの４線の側に一般的に接続される
１４で示される外部回路と組んで、適切な増幅、ハイブ
リッド間エコーキャンセレーション、及びインピーダン
ス整合を提供する。
【０００５】「受信」信号（ＳＬＩＣを介して加入者へ
進行する信号）の利得も、また「４線から２線への利
得」と称され、さらにＶTR／ＶRXであり、ここでＶ
TRは、ＶTI P −ＶRINGである。受信信号ＶRXは、電流に
変換され、ミラー化され、増幅され、分割され、再度増
幅され、そして加入者に送信するためのチップ及びリン
グ接続に供給される。
進行する信号）の利得も、また「４線から２線への利
得」と称され、さらにＶTR／ＶRXであり、ここでＶ
TRは、ＶTI P −ＶRINGである。受信信号ＶRXは、電流に
変換され、ミラー化され、増幅され、分割され、再度増
幅され、そして加入者に送信するためのチップ及びリン
グ接続に供給される。
【０００６】「送信」信号（ＳＬＩＣを介して加入者か
ら４線伝送線へ進行する信号）の利得も、また、「２線
から４線への利得」として参照され、さらにＶTX／ＶTR
であり、ここでＶTRは、ＲPHONE ＋ＲWIREにかかる電圧
である。送信信号を生成するために、チップ及びリング
電流は、ミラー化され、合成され、そして係数Ｒ4Wによ
って電圧に変換される。
ら４線伝送線へ進行する信号）の利得も、また、「２線
から４線への利得」として参照され、さらにＶTX／ＶTR
であり、ここでＶTRは、ＲPHONE ＋ＲWIREにかかる電圧
である。送信信号を生成するために、チップ及びリング
電流は、ミラー化され、合成され、そして係数Ｒ4Wによ
って電圧に変換される。
【０００７】２線リターンロスは、２線伝送路を介して
話者へ戻る２線信号（加入者の受話器における話者の
声）の遅延した戻りであり、チップ−リングインタフェ
ースにおけるインピーダンスの不整合によって生じる。
ハイブリッド間エコーは、２線ラインにおいて今測定し
た結果として、送信出力に現れる受信信号であり、それ
はＶTX／ＶRXである。
話者へ戻る２線信号（加入者の受話器における話者の
声）の遅延した戻りであり、チップ−リングインタフェ
ースにおけるインピーダンスの不整合によって生じる。
ハイブリッド間エコーは、２線ラインにおいて今測定し
た結果として、送信出力に現れる受信信号であり、それ
はＶTX／ＶRXである。
【０００８】動作においては、電話線末端におけるチッ
プ及びリング電圧は、抵抗ＲＳ１及びＲＳ２に電圧をか
けることによって、チップ及びリング電流に変換され、
該電流は、その後、電流ミラーＣＭ１及びＣＭ２に供給
され、そこでコピーされる。ａ．ｃ．チップ電流ＩTIP
は、電話線のチップ側における電圧に比例し、またａ．
ｃ．リング電流ＩRINGは、加入者電話線のリング側にお
ける電圧に比例している。
プ及びリング電圧は、抵抗ＲＳ１及びＲＳ２に電圧をか
けることによって、チップ及びリング電流に変換され、
該電流は、その後、電流ミラーＣＭ１及びＣＭ２に供給
され、そこでコピーされる。ａ．ｃ．チップ電流ＩTIP
は、電話線のチップ側における電圧に比例し、またａ．
ｃ．リング電流ＩRINGは、加入者電話線のリング側にお
ける電圧に比例している。
【０００９】 ＩTIP ＝ ＶTIP ／ＲＳ１ （１） ＩRING ＝ ＶRING／ＲＳ２ （２） ハイブリッド回路１２は、大きさを縮小しかつ信頼性を
向上するために、好ましくは、集積回路で供給される。
外部回路１４は、一般的に従来技術の集積回路の部分で
はない（即ち、それらは「オフチップ」である）、なぜ
ならインピーダンス整合には、時間と温度安定を必要と
し、整合されているインピーダンスはオフチップである
からである。さらには、インピーダンスは一般的に複雑
であり、シリコンに大きな値の容量を搭載することは、
実用的ではない。多くの従来技術の抵抗要素（例えば、
ＲＳ１、ＲＳ２、及び抵抗Ｒ4W）は、それらは変化しな
いことが予測され、また、それらは、インピーダンス整
合においてクリティカルな役割を通常は果たさないの
で、集積回路の部分である。
向上するために、好ましくは、集積回路で供給される。
外部回路１４は、一般的に従来技術の集積回路の部分で
はない（即ち、それらは「オフチップ」である）、なぜ
ならインピーダンス整合には、時間と温度安定を必要と
し、整合されているインピーダンスはオフチップである
からである。さらには、インピーダンスは一般的に複雑
であり、シリコンに大きな値の容量を搭載することは、
実用的ではない。多くの従来技術の抵抗要素（例えば、
ＲＳ１、ＲＳ２、及び抵抗Ｒ4W）は、それらは変化しな
いことが予測され、また、それらは、インピーダンス整
合においてクリティカルな役割を通常は果たさないの
で、集積回路の部分である。
【００１０】電流モードのＳＬＩＣｓの設計及び動作に
おいて直面する２つのより複雑な問題は、ハイブリッド
間のエコーキャンセレーション及びインピーダンス整合
である。以前に示したように、不完全なインピーダンス
整合の結果、２線伝送路を介して話者へ戻る２線信号
（加入者の受話器における話者の声）の遅延した戻りが
生じる。ハイブリッド間エコーは、１６において４線回
路から受信した信号が、ＳＬＩＣを介して４線送信信号
の送信経路１８へ進行するときに生じる。ハイブリッド
間エコーは、受信信号の一部を送信信号に加算すること
によって、通常オフチップでキャンセルされており、受
信信号からＳＬＩＣを介して通過した送信信号の成分の
キャンセリングが実行され、送信及び受信信号は、キャ
ンセリングを実行するために、一般的に対向する位相或
いは極性となっている。
おいて直面する２つのより複雑な問題は、ハイブリッド
間のエコーキャンセレーション及びインピーダンス整合
である。以前に示したように、不完全なインピーダンス
整合の結果、２線伝送路を介して話者へ戻る２線信号
（加入者の受話器における話者の声）の遅延した戻りが
生じる。ハイブリッド間エコーは、１６において４線回
路から受信した信号が、ＳＬＩＣを介して４線送信信号
の送信経路１８へ進行するときに生じる。ハイブリッド
間エコーは、受信信号の一部を送信信号に加算すること
によって、通常オフチップでキャンセルされており、受
信信号からＳＬＩＣを介して通過した送信信号の成分の
キャンセリングが実行され、送信及び受信信号は、キャ
ンセリングを実行するために、一般的に対向する位相或
いは極性となっている。
【００１１】インピーダンス整合は、送信信号の反射を
減少させる。２線加入者線は、一般的に１００の抵抗
（例えば、６００〜９０００Ω）の複合である負荷イン
ピーダンスＺL の伝送路である。加入者線に接続される
ＳＬＩＣは、２線反射或いはこれもまた「２線リター
ン」として知られているエコーを避けるために、整合イ
ンピーダンスを有していることが好ましい。
減少させる。２線加入者線は、一般的に１００の抵抗
（例えば、６００〜９０００Ω）の複合である負荷イン
ピーダンスＺL の伝送路である。加入者線に接続される
ＳＬＩＣは、２線反射或いはこれもまた「２線リター
ン」として知られているエコーを避けるために、整合イ
ンピーダンスを有していることが好ましい。
【００１２】図１に、チップ及びリングの末端において
見られるように、負荷インピーダンスＺL を近似した２
線インピーダンスＺS を合成することによって、オフチ
ップで行われたインピーダンス整合を示す。合成インピ
ーダンス係数Ｋ1 Ｚ0 は、送信経路１８と受信経路１６
を接続するインピーダンス要素２２によって、供給され
る。
見られるように、負荷インピーダンスＺL を近似した２
線インピーダンスＺS を合成することによって、オフチ
ップで行われたインピーダンス整合を示す。合成インピ
ーダンス係数Ｋ1 Ｚ0 は、送信経路１８と受信経路１６
を接続するインピーダンス要素２２によって、供給され
る。
【００１３】Ｒｘへの受信信号の大きさは、インピーダ
ンス要素２２及びインピーダンス要素２０における信号
の和である。従って、インピーダンス２０による利得調
整Ｋ 2 Ｚ0 及びインピーダンス設定係数Ｋ1 Ｚ0 は、必
然的に、通常Ｋ1 ＞Ｋ2 によって関連する。
ンス要素２２及びインピーダンス要素２０における信号
の和である。従って、インピーダンス２０による利得調
整Ｋ 2 Ｚ0 及びインピーダンス設定係数Ｋ1 Ｚ0 は、必
然的に、通常Ｋ1 ＞Ｋ2 によって関連する。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】受信信号の利得調整の
インピーダンス設定係数への依存性、及びそれらが複雑
な関数であるという事実によって、独立的に利得を変化
させること及び２線インピーダンス整合が難しかった。
これらの係数は、また、変更は全体的に複雑であるた
め、利得調整及びインピーダンス整合係数を変化させる
能力を制限した。従って、インピーダンス整合及び利得
のための値は、特性における妥協に基づいて予め設定さ
れる。
インピーダンス設定係数への依存性、及びそれらが複雑
な関数であるという事実によって、独立的に利得を変化
させること及び２線インピーダンス整合が難しかった。
これらの係数は、また、変更は全体的に複雑であるた
め、利得調整及びインピーダンス整合係数を変化させる
能力を制限した。従って、インピーダンス整合及び利得
のための値は、特性における妥協に基づいて予め設定さ
れる。
【００１５】本発明の目的は、従来技術の多くの問題を
回避し、ＳＬＩＣ及び動作方法を提供し、そこにおいて
は、４線伝送路の送信信号利得、４線伝送路の受信信号
利得、及び２線インピーダンス整合が相互に独立であ
る。更なる目的は、２線リターンロスを制御する合成イ
ンピーダンスが、１ポートが接地された２ポートネット
ワークである新たなＳＬＩＣ及び動作方法を提供するこ
とである。
回避し、ＳＬＩＣ及び動作方法を提供し、そこにおいて
は、４線伝送路の送信信号利得、４線伝送路の受信信号
利得、及び２線インピーダンス整合が相互に独立であ
る。更なる目的は、２線リターンロスを制御する合成イ
ンピーダンスが、１ポートが接地された２ポートネット
ワークである新たなＳＬＩＣ及び動作方法を提供するこ
とである。
【００１６】他の目的は、新たなＳＬＩＣ及び動作方法
を提供し、そこにおいては、インピーダンス整合回路
は、接地された合成ネットワークインピーダンスＺ0 の
値と逆に関係して、チップ及びリング電流の組み合わせ
の利得を増加させることによって、合成インピーダンス
を供給し、４線伝送路における受信信号の利得は、イン
ピーダンス整合及び送信利得とは無関係である。
を提供し、そこにおいては、インピーダンス整合回路
は、接地された合成ネットワークインピーダンスＺ0 の
値と逆に関係して、チップ及びリング電流の組み合わせ
の利得を増加させることによって、合成インピーダンス
を供給し、４線伝送路における受信信号の利得は、イン
ピーダンス整合及び送信利得とは無関係である。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明は、２線加入者伝
送路と４線伝送路との間に接続されたＳＬＩＣ（加入者
線インタフェース回路）加入者線集積回路であって、受
信信号電流をチップ及びリング信号電流並びにインピー
ダンス整合回路と合成し、該インピーダンス整合回路は
ＳＬＩＣに接続されるべき２線伝送路の予測インピーダ
ンスを近似するために予め選択されたインピーダンスを
介してグランド電位に基準化される合成器と、前記イン
ピーダンスの値に逆に関係して前記合成器の利得を増加
させる電流ミラーと、（ａ）４線送信信号利得、（ｂ）
４線受信信号利得、及び（ｃ）２線インピーダンス整合
回路を独立に調整する相互的独立手段とよりなるＳＬＩ
Ｃを含む。
送路と４線伝送路との間に接続されたＳＬＩＣ（加入者
線インタフェース回路）加入者線集積回路であって、受
信信号電流をチップ及びリング信号電流並びにインピー
ダンス整合回路と合成し、該インピーダンス整合回路は
ＳＬＩＣに接続されるべき２線伝送路の予測インピーダ
ンスを近似するために予め選択されたインピーダンスを
介してグランド電位に基準化される合成器と、前記イン
ピーダンスの値に逆に関係して前記合成器の利得を増加
させる電流ミラーと、（ａ）４線送信信号利得、（ｂ）
４線受信信号利得、及び（ｃ）２線インピーダンス整合
回路を独立に調整する相互的独立手段とよりなるＳＬＩ
Ｃを含む。
【００１８】本発明はまた、ＳＬＩＣにかかるインピー
ダンス整合方法であって、（ａ）チップ及びリング信号
電流を合成し、（ｂ）その後、予め決められたインピー
ダンスの関数として合成電流の利得を変更する段階とよ
りなり、前記予め決められたインピーダンスは接地さ
れ、前記合成電流と前記予め決められたインピーダンス
との間の関係は好ましくは逆である方法を含む。
ダンス整合方法であって、（ａ）チップ及びリング信号
電流を合成し、（ｂ）その後、予め決められたインピー
ダンスの関数として合成電流の利得を変更する段階とよ
りなり、前記予め決められたインピーダンスは接地さ
れ、前記合成電流と前記予め決められたインピーダンス
との間の関係は好ましくは逆である方法を含む。
【００１９】
【実施例】添付の図面を参照して、例示により本発明を
説明する。本発明のＳＬＩＣは、先ず、インピーダンス
整合及びハイブリッド間エコーキャンセレーションの回
路によって提供される２つの主な改善について、分けて
検討することによって、より容易に理解できるであろ
う。以下に続く分離した検討において使用する図２乃至
図５は、回路の特徴を描写している。
説明する。本発明のＳＬＩＣは、先ず、インピーダンス
整合及びハイブリッド間エコーキャンセレーションの回
路によって提供される２つの主な改善について、分けて
検討することによって、より容易に理解できるであろ
う。以下に続く分離した検討において使用する図２乃至
図５は、回路の特徴を描写している。
【００２０】ここに説明する改善したＳＬＩＣ回路にお
けるインピーダンス整合は、受信利得及び送信利得調整
とは無関係であり、敏速なアクセスためにオフチップに
移動される。比較される従来技術の回路は、図２の機能
ブロックにおいて描写されている。それらに見られるよ
うに、受信信号の利得修正Ｋ2 Ｚ0 及び合成インピーダ
ンス係数Ｋ1 Ｚ0 は、両者共Ｚ0 の関数であり、従っ
て、一方における変化は、他方に影響を与える。それら
は、両方ともオフチップである。
けるインピーダンス整合は、受信利得及び送信利得調整
とは無関係であり、敏速なアクセスためにオフチップに
移動される。比較される従来技術の回路は、図２の機能
ブロックにおいて描写されている。それらに見られるよ
うに、受信信号の利得修正Ｋ2 Ｚ0 及び合成インピーダ
ンス係数Ｋ1 Ｚ0 は、両者共Ｚ0 の関数であり、従っ
て、一方における変化は、他方に影響を与える。それら
は、両方ともオフチップである。
【００２１】これに対して、図３を参照すると、ここに
おけるインピーダンス整合回路は、Ｚ0 に無関係で受信
信号利得調整のための簡易なオフチップの抵抗的な要素
ＲXを使用している。合成インピーダンス係数ＫＺ
0 は、他の簡易なオフチップ要素によって提供され、該
要素は、一端において接地され、ＲX がＺ0 とＲ4Wに無
関係になるようにしている。インピーダンス整合関数の
係数の利得は、Ｚ0 に反比例する。
おけるインピーダンス整合回路は、Ｚ0 に無関係で受信
信号利得調整のための簡易なオフチップの抵抗的な要素
ＲXを使用している。合成インピーダンス係数ＫＺ
0 は、他の簡易なオフチップ要素によって提供され、該
要素は、一端において接地され、ＲX がＺ0 とＲ4Wに無
関係になるようにしている。インピーダンス整合関数の
係数の利得は、Ｚ0 に反比例する。
【００２２】ハイブリッド間エコーキャンセレーション
は、図４の機能ブロック図において描写されている。適
切な電圧−電流変換器と共に、電流合成器Ｓ２を使用す
るオフチップが導かれている。これに対して、図５の改
善した回路におけるハイブリッド間エコーキャンセレー
ションは、受信信号電流ＩRXの分離したコピーを、合成
器Ｓ３へ電流ミラーＣＭ４から供給することによって、
オンチップで行われる。
は、図４の機能ブロック図において描写されている。適
切な電圧−電流変換器と共に、電流合成器Ｓ２を使用す
るオフチップが導かれている。これに対して、図５の改
善した回路におけるハイブリッド間エコーキャンセレー
ションは、受信信号電流ＩRXの分離したコピーを、合成
器Ｓ３へ電流ミラーＣＭ４から供給することによって、
オンチップで行われる。
【００２３】インピーダンス整合及びハイブリッド間エ
コーキャンセレーションの両者を実行するための回路
は、図６においてより明確に見ることができる。動作に
おいては、電話線末端におけるチップ及びリング電圧
は、抵抗ＲＳ１及びＲＳ２に電圧をかけることによっ
て、チップ及びリング電流に変換され、また、該電流
は、それ以後、電流ミラー３０及び３２に供給され、そ
こで２回コピーされる。上記の式（１）及び（２）にお
けるように、ａ．ｃ．チップ電流ＩTIP は、電話線のチ
ップ側における電圧に比例し、またａ．ｃ．リング電流
ＩRINGは、電話線のリング側における電圧に比例する。
その比例は、示されるように係数Ｎ１及びＮ２によって
ＩTIP 及びＩRINGのコピーにおいて異なるようにでき
る。
コーキャンセレーションの両者を実行するための回路
は、図６においてより明確に見ることができる。動作に
おいては、電話線末端におけるチップ及びリング電圧
は、抵抗ＲＳ１及びＲＳ２に電圧をかけることによっ
て、チップ及びリング電流に変換され、また、該電流
は、それ以後、電流ミラー３０及び３２に供給され、そ
こで２回コピーされる。上記の式（１）及び（２）にお
けるように、ａ．ｃ．チップ電流ＩTIP は、電話線のチ
ップ側における電圧に比例し、またａ．ｃ．リング電流
ＩRINGは、電話線のリング側における電圧に比例する。
その比例は、示されるように係数Ｎ１及びＮ２によって
ＩTIP 及びＩRINGのコピーにおいて異なるようにでき
る。
【００２４】Ｎ２チップ電流は、合成器３４において加
算或いは再合成を行うために、電流ミラー３６において
ミラー化した後、合成器３４において、Ｎ２リング電流
と合成される。この電流Ｉ３は、増幅器４２において係
数Ｒ4Wによって増幅された電圧に変換され、送信信号Ｖ
TXとして４線回路へ進行される。ハイブリッド間エコ
ー、即ち送信信号における受信信号の存在をキャンセル
するために、係数Ｎ３によってスケールされた受信信号
のコピーが、電流ミラー３８から合成器３４へ供給で
き、送信信号から受信信号のキャンセレーションが行わ
れる。合成器３４は、合成電流信号Ｉ３を、電流−電圧
変換器４２に供給し、そこでは、信号が、４線伝送路へ
送信信号電圧ＶTXとして転送される前に、適切に増幅さ
れる。
算或いは再合成を行うために、電流ミラー３６において
ミラー化した後、合成器３４において、Ｎ２リング電流
と合成される。この電流Ｉ３は、増幅器４２において係
数Ｒ4Wによって増幅された電圧に変換され、送信信号Ｖ
TXとして４線回路へ進行される。ハイブリッド間エコ
ー、即ち送信信号における受信信号の存在をキャンセル
するために、係数Ｎ３によってスケールされた受信信号
のコピーが、電流ミラー３８から合成器３４へ供給で
き、送信信号から受信信号のキャンセレーションが行わ
れる。合成器３４は、合成電流信号Ｉ３を、電流−電圧
変換器４２に供給し、そこでは、信号が、４線伝送路へ
送信信号電圧ＶTXとして転送される前に、適切に増幅さ
れる。
【００２５】 Ｉ３＝（Ｎ２×ＩTIP ）＋（Ｎ２×ＩRING）−（Ｎ３×ＩRX） （３） 受信信号は、受信信号電圧における情報を、抵抗ＲX に
よる受信信号電流ＩRXに変換することによって処理され
る。電流ミラー３８は、ＩRXの２つのコピーを生成し、
１つは、上述したハイブリッド間エコーキャンセレーシ
ョン用であり、さらに他方は、４線から２線への伝送用
である。
よる受信信号電流ＩRXに変換することによって処理され
る。電流ミラー３８は、ＩRXの２つのコピーを生成し、
１つは、上述したハイブリッド間エコーキャンセレーシ
ョン用であり、さらに他方は、４線から２線への伝送用
である。
【００２６】合成器４４は、３つの電流を合成する；即
ち、係数Ｎ１によってスケール化されるミラー３０から
のＩTIP のコピー、係数Ｎ１によってスケール化される
ミラー３２からのＩRINGのコピー（ミラー３２からのコ
ピーは、必要に応じてミラー４６において、ＩTIP とＩ
RINGが適切な極性を有するように、反転できる）、及び
係数Ｎ４によってスケール化されるミラー３８からの第
２のコピー。合成器４４からの合成電流は、インピーダ
ンス整合、及び４Ｗから２Ｗへの伝送において使用する
電流Ｉ４を形成する。
ち、係数Ｎ１によってスケール化されるミラー３０から
のＩTIP のコピー、係数Ｎ１によってスケール化される
ミラー３２からのＩRINGのコピー（ミラー３２からのコ
ピーは、必要に応じてミラー４６において、ＩTIP とＩ
RINGが適切な極性を有するように、反転できる）、及び
係数Ｎ４によってスケール化されるミラー３８からの第
２のコピー。合成器４４からの合成電流は、インピーダ
ンス整合、及び４Ｗから２Ｗへの伝送において使用する
電流Ｉ４を形成する。
【００２７】 Ｉ４＝（Ｎ１×ＩTIP ）＋（Ｎ１×ＩRING）−（Ｎ４×ＩRX） （４） 電流Ｉ４は、電流利得増幅器４８に供給され、そこで、
電流利得は、合成インピーダンス設定Ｚ0 に関連する係
数によって変更される。電流利得増幅器４８は、Ａ、入
力信号Ｉ４を受信でき、それは、接地されたインピーダ
ンス要素５０からの合成インピーダンス係数ＫＺ0 及び
抵抗性要素５２からの抵抗Ｒｎによって変更される。電
流利得増幅器４８の利得は： Ｇ＝ＩOUT ／ＩIN＝Ｒｎ／ＫＺ0 （５） Ｒｎは、Ｒｎにおける変化がＺ0 に影響するように、好
ましくは固定されている。しかし、Ｚ0 は、Ｒｎに影響
を与えることなく変化できる。
電流利得は、合成インピーダンス設定Ｚ0 に関連する係
数によって変更される。電流利得増幅器４８は、Ａ、入
力信号Ｉ４を受信でき、それは、接地されたインピーダ
ンス要素５０からの合成インピーダンス係数ＫＺ0 及び
抵抗性要素５２からの抵抗Ｒｎによって変更される。電
流利得増幅器４８の利得は： Ｇ＝ＩOUT ／ＩIN＝Ｒｎ／ＫＺ0 （５） Ｒｎは、Ｒｎにおける変化がＺ0 に影響するように、好
ましくは固定されている。しかし、Ｚ0 は、Ｒｎに影響
を与えることなく変化できる。
【００２８】電流利得増幅器４８からの出力、Ｇ×Ｉ４
は、電流スプリッター５４に供給され、各部分は、電流
増幅器５６及び５８において、係数Ｆで増幅され２線負
荷に送られる。ＫＺ0 を供給するインピーダンス要素５
０は、入力抵抗Ｒｘに接続されていないので、Ｚ0 にお
ける変化は、従来技術回路におけるようにＲｘに影響し
ない。Ｚ0 の一端の接地によって、簡易になり、また、
インピーダンス要素が切り替え可能となる。従って、合
成インピーダンスは、受信信号利得及び送信信号利得と
は無関係に変更できる。この独立性によって、この回路
を用いたＳＬＩＣの適用範囲をかなり広げることができ
る、何故なら、電話システムのインピーダンスは、時間
中或いはある場所からある場所にかけて、２つの２端子
の接地されていないネットワークを調整するよりも、２
端子で一端が接地された単一のネットワークを調整する
ことによって変更できるからである。例えば、要素５０
は、必要に応じて切り替えられ、また切り離され、そし
て各々が予め決められたインピーダンスを有する１組の
要素の間から選択できる。反対に、ＲX 、Ｒ4W、及びＺ
0 の独立性によってもまた、受信及び送信信号利得が、
必要に応じてインピーダンスを影響を与えることなく変
更できる。
は、電流スプリッター５４に供給され、各部分は、電流
増幅器５６及び５８において、係数Ｆで増幅され２線負
荷に送られる。ＫＺ0 を供給するインピーダンス要素５
０は、入力抵抗Ｒｘに接続されていないので、Ｚ0 にお
ける変化は、従来技術回路におけるようにＲｘに影響し
ない。Ｚ0 の一端の接地によって、簡易になり、また、
インピーダンス要素が切り替え可能となる。従って、合
成インピーダンスは、受信信号利得及び送信信号利得と
は無関係に変更できる。この独立性によって、この回路
を用いたＳＬＩＣの適用範囲をかなり広げることができ
る、何故なら、電話システムのインピーダンスは、時間
中或いはある場所からある場所にかけて、２つの２端子
の接地されていないネットワークを調整するよりも、２
端子で一端が接地された単一のネットワークを調整する
ことによって変更できるからである。例えば、要素５０
は、必要に応じて切り替えられ、また切り離され、そし
て各々が予め決められたインピーダンスを有する１組の
要素の間から選択できる。反対に、ＲX 、Ｒ4W、及びＺ
0 の独立性によってもまた、受信及び送信信号利得が、
必要に応じてインピーダンスを影響を与えることなく変
更できる。
【００２９】改善された回路において使用される部品と
しては、集積回路に適応可能な部品が、部品（例えば、
電流ミラー）と調和できる利点を得るため及び信頼性を
向上するために好ましいが、通常のものでよい。例え
ば、集積回路部品が使用される場合、ＳＬＩＣハイブリ
ッド回路６０（図６において破線で囲まれている）を、
単一の集積回路にできる。変更可能な値と共に入力を供
給できる部品は、必要とは限らないが、オフチップにで
きる。例えば、ＲX 及びＫＺ0 は、オフチップにでき、
従って、それらは、ＳＬＩＣを設置したとき、或いは動
作状態の変更に応答して動作する間、選択的に変更でき
る。
しては、集積回路に適応可能な部品が、部品（例えば、
電流ミラー）と調和できる利点を得るため及び信頼性を
向上するために好ましいが、通常のものでよい。例え
ば、集積回路部品が使用される場合、ＳＬＩＣハイブリ
ッド回路６０（図６において破線で囲まれている）を、
単一の集積回路にできる。変更可能な値と共に入力を供
給できる部品は、必要とは限らないが、オフチップにで
きる。例えば、ＲX 及びＫＺ0 は、オフチップにでき、
従って、それらは、ＳＬＩＣを設置したとき、或いは動
作状態の変更に応答して動作する間、選択的に変更でき
る。
【００３０】区別されるように、図６の回路は、２線リ
ターンロスを制御するために、従来技術の浮動のネット
ワークの代わりに、単一のグランドを基準としたインピ
ーダンスネットワークを使用している。合成２線インピ
ーダンスは、受信及び送信利得とは無関係に、グランド
への切り替えを使用することによって選択できる。受信
及び送信利得は、従来技術の複雑なインピーダンス負荷
のための複雑なインピーダンスネットワークの代わり
に、単一抵抗によって設定できる。
ターンロスを制御するために、従来技術の浮動のネット
ワークの代わりに、単一のグランドを基準としたインピ
ーダンスネットワークを使用している。合成２線インピ
ーダンスは、受信及び送信利得とは無関係に、グランド
への切り替えを使用することによって選択できる。受信
及び送信利得は、従来技術の複雑なインピーダンス負荷
のための複雑なインピーダンスネットワークの代わり
に、単一抵抗によって設定できる。
【００３１】ここにおいて改善された回路によってもた
らされた部品の選択の簡易性の実証は、図６の部品名称
及び乗算係数を参照して示される。合成インピーダンス
ＺS は、以下のように計算できる： ＺS ＝（ＲＳ）（ＫＺ0 ）／〔（Ｒｎ）（ＦＮ１）〕 （６） ４線から２線への受信利得は、以下のように計算でき
る： Ｇ4W-2W ＝（ＲＳ）（Ｎ４）（ＺＬ）／〔（Ｒｘ）（Ｎ１）（ＺS ＋ＺＬ）〕 （７） ２線から４線への送信利得は、以下のように計算でき
る： Ｇ2W-4W ＝ＶTX／ＶTR＝（Ｒ4W）Ｎ２／（ＲＳ） （８） ハイブリッド間エコーキャンセレーション（４線から４
線への利得）は、以下のように計算できる： Ｇ4W-4W ＝ＶTX／ＶRX＝（Ｒ4W）（Ｎ４Ｎ２）ＺＬ（−Ｎ３）／ 〔（Ｒｘ）（Ｎ１）（ＺS ＋ＺＬ）〕 （９） ここにおいて、成分の簡単な代入を行うために、以下の
値を仮定する： Ｎ１＝Ｎ２＝Ｎ３＝１、 Ｎ４＝２、 Ｆ＝４００、 Ｒｎ＝２５ｋΩ、ＲＳ＝１００ｋΩ、 ＺＳ＝ＺＬ＝６００Ω。
らされた部品の選択の簡易性の実証は、図６の部品名称
及び乗算係数を参照して示される。合成インピーダンス
ＺS は、以下のように計算できる： ＺS ＝（ＲＳ）（ＫＺ0 ）／〔（Ｒｎ）（ＦＮ１）〕 （６） ４線から２線への受信利得は、以下のように計算でき
る： Ｇ4W-2W ＝（ＲＳ）（Ｎ４）（ＺＬ）／〔（Ｒｘ）（Ｎ１）（ＺS ＋ＺＬ）〕 （７） ２線から４線への送信利得は、以下のように計算でき
る： Ｇ2W-4W ＝ＶTX／ＶTR＝（Ｒ4W）Ｎ２／（ＲＳ） （８） ハイブリッド間エコーキャンセレーション（４線から４
線への利得）は、以下のように計算できる： Ｇ4W-4W ＝ＶTX／ＶRX＝（Ｒ4W）（Ｎ４Ｎ２）ＺＬ（−Ｎ３）／ 〔（Ｒｘ）（Ｎ１）（ＺS ＋ＺＬ）〕 （９） ここにおいて、成分の簡単な代入を行うために、以下の
値を仮定する： Ｎ１＝Ｎ２＝Ｎ３＝１、 Ｎ４＝２、 Ｆ＝４００、 Ｒｎ＝２５ｋΩ、ＲＳ＝１００ｋΩ、 ＺＳ＝ＺＬ＝６００Ω。
【００３２】そこで、以下の値の成分が、示される利得
を達成するために使用できる： Ｇ4W-2W ＝Ｇ2W-4W ＝０ｄＢ、Ｇ4W-4W ＝−∞ｄＢに対
して、 ＫＺ0 ＝６０ｋΩ、Ｒｘ＝１００ｋΩ、及びＲ4W＝１０
０ｋΩ； Ｇ4W-2W ＝−６ｄＢ、Ｇ2W-4W ＝０ｄＢ、Ｇ4W-4W ＝−
∞ｄＢに対して、 ＫＺ0 ＝６０ｋΩ、Ｒｘ＝２００ｋΩ、及びＲ4W＝１０
０ｋΩ； Ｇ4W-2W ＝０ｄＢ、Ｇ2W-4W ＝−６ｄＢ、Ｇ4W-4W ＝−
∞ｄＢに対して、 ＫＺ0 ＝６０ｋΩ、Ｒｘ＝１００ｋΩ、及びＲ4W＝２０
０ｋΩ。
を達成するために使用できる： Ｇ4W-2W ＝Ｇ2W-4W ＝０ｄＢ、Ｇ4W-4W ＝−∞ｄＢに対
して、 ＫＺ0 ＝６０ｋΩ、Ｒｘ＝１００ｋΩ、及びＲ4W＝１０
０ｋΩ； Ｇ4W-2W ＝−６ｄＢ、Ｇ2W-4W ＝０ｄＢ、Ｇ4W-4W ＝−
∞ｄＢに対して、 ＫＺ0 ＝６０ｋΩ、Ｒｘ＝２００ｋΩ、及びＲ4W＝１０
０ｋΩ； Ｇ4W-2W ＝０ｄＢ、Ｇ2W-4W ＝−６ｄＢ、Ｇ4W-4W ＝−
∞ｄＢに対して、 ＫＺ0 ＝６０ｋΩ、Ｒｘ＝１００ｋΩ、及びＲ4W＝２０
０ｋΩ。
【００３３】ここに見られるように、利得は、抵抗の簡
単な代入によって、インピーダンス整合に影響を与える
ことなく変更できる。電話システム用加入者線インタフ
ェース回路（ＳＬＩＣ）であり、そこでは、４線伝送路
の送信信号利得、４線伝送路の受信信号利得、及び２線
インピーダンス整合の修正が、相互に独立である。ＳＬ
ＩＣ用ハイブリッド回路は、２線リターンロスを制御す
る接地された合成インピーダンスを含む。インピーダン
ス整合及びハイブリッド間エコーキャンセレーション
は、ＳＬＩＣ回路を有する集積回路において実行可能で
ある。
単な代入によって、インピーダンス整合に影響を与える
ことなく変更できる。電話システム用加入者線インタフ
ェース回路（ＳＬＩＣ）であり、そこでは、４線伝送路
の送信信号利得、４線伝送路の受信信号利得、及び２線
インピーダンス整合の修正が、相互に独立である。ＳＬ
ＩＣ用ハイブリッド回路は、２線リターンロスを制御す
る接地された合成インピーダンスを含む。インピーダン
ス整合及びハイブリッド間エコーキャンセレーション
は、ＳＬＩＣ回路を有する集積回路において実行可能で
ある。
【図１】インピーダンス整合、送信利得調整、及び受信
利得調整の特徴を示す関連部品を伴った従来技術のＳＬ
ＩＣハイブリッドの電気機能ブロック及び回路図であ
る。
利得調整の特徴を示す関連部品を伴った従来技術のＳＬ
ＩＣハイブリッドの電気機能ブロック及び回路図であ
る。
【図２】図１のＳＬＩＣのインピーダンス整合機能を示
す従来技術装置の機能ブロック図である。
す従来技術装置の機能ブロック図である。
【図３】インピーダンス整合機能を示す本発明の一実施
例の機能ブロック図である。
例の機能ブロック図である。
【図４】図１のＳＬＩＣのハイブリッド間エコーキャン
セレーション機能を示す従来技術装置の機能ブロック図
である。
セレーション機能を示す従来技術装置の機能ブロック図
である。
【図５】ハイブリッド間エコーキャンセレーション機能
を示す本発明の一実施例の機能ブロック図である。
を示す本発明の一実施例の機能ブロック図である。
【図６】図３及び図５の回路の一体化を示す本発明の改
善したＳＬＩＣハイブリッド回路の一実施例の機能ブロ
ック図である。
善したＳＬＩＣハイブリッド回路の一実施例の機能ブロ
ック図である。
１０ ＳＬＩＣ １２ ハイブリッド回路 １４ 外部回路 １６ 受信経路 １８ 送信経路 ２０ インピーダンス ３０、３２ 電流ミラー ３４ 合成器 ３６、３８ 電流ミラー ４２ 電流−電圧変換器 ４４ 合成器 ４６ 電流ミラー ４８ 電流利得増幅器 ５０ インピーダンス要素 ５２ 抵抗性要素 ５４ 電流スプリッター ５６、５８ 電流増幅器 ６０ ＳＬＩＣハイブリッド回路
Claims (12)
- 【請求項１】 ２線加入者伝送路と４線伝送路との間に
接続されたＳＬＩＣ（加入者線インタフェース回路）加
入者線集積回路であって、受信信号電流をチップ及びリ
ング信号電流並びにインピーダンス整合回路と合成し、
該インピーダンス整合回路はＳＬＩＣに接続されるべき
２線伝送路の予測インピーダンスを近似するために予め
選択されたインピーダンスを介して接地電位に基準化さ
れる合成器と、前記インピーダンスの値と逆の関係で前
記合成器の利得を増加させる電流ミラーと、（ａ）４線
送信信号利得、（ｂ）４線受信信号利得、及び（ｃ）２
線インピーダンス整合回路を独立に調整する相互的独立
手段とよりなるＳＬＩＣ。 - 【請求項２】 ２線加入者伝送路と４線伝送路との間の
接続を含み、前記ＳＬＩＣは、２線リターンロスを制御
する接地されたインピーダンスを含むインピーダンス整
合のための回路を有する請求項１記載のＳＬＩＣ。 - 【請求項３】 前記接地されたインピーダンス手段は、
それが接続されている２線回路の予測インピーダンスを
近似するために予め選択されており、前記合成器は、接
続されている４線ラインからの受信信号電流を、接続さ
れている２線回路のチップ及びリング電流と合成し、前
記接地されたインピーダンスに接続され、前記接地され
たインピーダンスの値と逆の関係で前記合成器の利得を
増加させる手段が設けられている請求項１又は２記載の
ＳＬＩＣ。 - 【請求項４】 前記ＳＬＩＣは可変利得増幅器を含み、
前記接地されたインピーダンスは電気的に前記可変利得
増幅器に接続され、前記可変利得増幅器は集積回路であ
り、前記接地されたインピーダンスは個々の回路部品で
あり、好ましくは前記可変利得増幅器は前記変換手段と
は無関係である請求項１又は２記載のＳＬＩＣ。 - 【請求項５】 前記接地されたインピーダンスは、接続
されている２線伝送路の予測インピーダンスを近似する
ために予め選択されており、前記ＳＬＩＣはさらに、そ
れが接続されている４線伝送路からの受信信号電圧を受
信信号電流へ変換するための手段と、前記受信信号電流
と接続された２線伝送路からのチップ及びリング電流と
を合成するための第１の合成器と、前記接地されたイン
ピーダンスに接続され、前記インピーダンスの値に逆に
関係して前記第１の合成器の利得を増加させる電流利得
増幅器とをさらに含み、前記接地されたインピーダンス
は、変換のための前記手段とは無関係であり、また好ま
しくは前記合成のための手段及び前記合成器の利得を増
加させるための前記手段は同じ集積回路に存在する請求
項１記載のＳＬＩＣ。 - 【請求項６】 ４線伝送路及び２線伝送路を含み、２線
伝送路リターンロスを低減するように、２線伝送路の予
測インピーダンスを近似するために選択されたインピー
ダンスを供給するフィードバック回路と、該フィードバ
ック回路の外部にあり４線伝送路における受信信号の利
得を調整するための抵抗性手段とを有する請求項１乃至
５のうちいずれか１項記載のＳＬＩＣ。 - 【請求項７】 受信、チップ及びリング電流を合成する
第２の合成器と、該第２の合成器からの出力を４線伝送
路の送信電圧に変換するための手段とよりなるハイブリ
ッド間エコーキャンセレーション手段を含む請求項１乃
至６のうちいずれか１項記載のＳＬＩＣ。 - 【請求項８】 ＳＬＩＣに対するインピーダンス整合方
法であって、 （ａ）チップ及びリング信号電流を合成し、 （ｂ）その後、予め決められたインピーダンスの関数と
して合成電流の利得を変更する段階とよりなり、前記予
め決められたインピーダンスは接地され、前記合成電流
と前記予め決められたインピーダンスとの間の関係は好
ましくは逆であるインピーダンス整合方法。 - 【請求項９】 電流合成及び利得変更の段階は集積回路
において行われる請求項８記載の方法。 - 【請求項１０】 集積回路ＳＬＩＣにおけるハイブリッ
ドエコーキャンセレーション方法であって、 （ａ）４線受信信号電流をＳＬＩＣ内の２線チップ及び
リング信号電流と合成し、 （ｂ）前記合成電流から４線送信信号電圧を供給する段
階とよりなり、該４線送信信号電圧を供給する段階はＳ
ＬＩＣ集積回路内で行われ、前記送信信号電圧の振幅は
個々の抵抗性回路部品の関数であるエコーキャンセレー
ション方法。 - 【請求項１１】 ＳＬＩＣに接続される２線伝送路にお
ける２線リターンロスを、前記２線伝送路の予測インピ
ーダンスを近似するために予め選択されたインピーダン
スの値を制御することによって制御する段階を含み、前
記２線リターンロスを制御する段階は、予め選択された
インピーダンスの値に逆に関係して２線チップ及びリン
グ電流の合成の利得を増加させる段階を含む請求項１０
記載の方法。 - 【請求項１２】 平衡２線伝送路と不平衡４線伝送路と
の間のＳＬＩＣであって、各々が２線伝送路のチップ及
びリング信号電圧をチップ及びリング信号電流に変換す
る２つの電流ミラーと、各々が前記４線伝送路からの受
信信号電流を前記２つの電流ミラーのうち１つからのチ
ップ及びリング信号電流と合成する２つの合成器と、前
記２つの合成器のうち第１のものからの電流出力をＳＬ
ＩＣ送信信号電圧に変換する変換器と、２線リターンロ
スを制御する接地された２線インピーダンスと、該接地
された２線インピーダンスに接続されて該接地された２
線インピーダンスの値に逆に関係して前記２つの合成器
の利得を増加させる電流利得増幅器とよりなり、前記電
流利得増幅器は前記２つの電流ミラーを介して電流をフ
ィードバックし、前記２つの電流ミラー、前記２つの合
成器、前記変換器、及び前記電流利得ブロックは単一の
集積回路に存在するＳＬＩＣ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US26497894A | 1994-06-24 | 1994-06-24 | |
| US264978 | 1994-06-24 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0851651A true JPH0851651A (ja) | 1996-02-20 |
Family
ID=23008451
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7154648A Withdrawn JPH0851651A (ja) | 1994-06-24 | 1995-06-21 | 加入者線インタフェース回路及びインピーダンス整合方法並びにハイブリッド間エコーキャンセレーション方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0693846A3 (ja) |
| JP (1) | JPH0851651A (ja) |
| KR (1) | KR960003227A (ja) |
| CN (1) | CN1135136A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN105721730A (zh) * | 2016-01-15 | 2016-06-29 | 烽火通信科技股份有限公司 | 双路语音终端设备的pots端口低功耗的实现方法 |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6542604B1 (en) | 1998-08-31 | 2003-04-01 | Infineon Technologies Ag | Scaled impedance replica for echo attenuation in digital transmission systems |
| US6956944B1 (en) | 1999-12-14 | 2005-10-18 | Orckit Communications, Ltd. | Method and apparatus for compensating for an echo signal component in telecommunication systems |
| GB2362063A (en) | 2000-04-25 | 2001-11-07 | Mitel Corp | Connecting broadband voice and data signals to telephone systems |
| US20020110236A1 (en) * | 2000-12-11 | 2002-08-15 | Ravindra Karnad | Switched mode current feed methods for telephony subscriber loops |
| KR100408739B1 (ko) * | 2001-12-04 | 2003-12-11 | 엘지이노텍 주식회사 | 교환기 가입자 보드용 아날로그 슬릭 회로 |
| CN111917920B (zh) * | 2020-08-12 | 2022-02-08 | 上海剑桥科技股份有限公司 | 智能环路保持设备 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4004109A (en) * | 1975-05-09 | 1977-01-18 | Boxall Frank S | Hybrid circuit |
| US4203012A (en) | 1977-07-14 | 1980-05-13 | Boxall Frank S | Hybrid circuit using current mirror circuits |
| US4622441A (en) * | 1984-06-21 | 1986-11-11 | Itt Corporation | Two-wire/four wire communication interface with noise rejection |
| US4827505A (en) * | 1985-08-20 | 1989-05-02 | Fujitsu Limited | Subscriber line interface circuit |
| SE457923B (sv) * | 1987-06-15 | 1989-02-06 | Ellemtel Utvecklings Ab | Anordning foer att aastadkomma en styrbar linjeavslutningsimpedans |
| KR910005491B1 (ko) * | 1988-12-14 | 1991-07-31 | 한국전기통신공사 | 협대역 가입자 접속장치 |
| IT1237780B (it) * | 1989-11-20 | 1993-06-17 | Sgs Thomson Microelectronics | Dispositivo telefonico di interfaccia tra organi di centrale e linea telefonica d'utente, atto ad inviare segnali di tassazione attraverso la linea telefonica d'utente evitando mediante una tecnica di cancellazione di corrente il ritorno di tali segnali verso il canale di trasmissione. |
| US5258713A (en) * | 1992-04-16 | 1993-11-02 | Northern Telecom Limited | Impedance generator for a telephone line interface circuit |
-
1995
- 1995-06-21 EP EP95304364A patent/EP0693846A3/en not_active Withdrawn
- 1995-06-21 JP JP7154648A patent/JPH0851651A/ja not_active Withdrawn
- 1995-06-22 KR KR19950016947A patent/KR960003227A/ko active IP Right Grant
- 1995-06-23 CN CN95107654.XA patent/CN1135136A/zh active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN105721730A (zh) * | 2016-01-15 | 2016-06-29 | 烽火通信科技股份有限公司 | 双路语音终端设备的pots端口低功耗的实现方法 |
| CN105721730B (zh) * | 2016-01-15 | 2018-11-30 | 烽火通信科技股份有限公司 | 双路语音终端设备的pots端口低功耗的实现方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR960003227A (ja) | 1996-01-26 |
| EP0693846A2 (en) | 1996-01-24 |
| CN1135136A (zh) | 1996-11-06 |
| EP0693846A3 (en) | 1999-05-26 |
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| Date | Code | Title | Description |
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| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
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