JPH0851338A

JPH0851338A - 帯域通過楕円ディジタルフィルタシステム

Info

Publication number: JPH0851338A
Application number: JP6214546A
Authority: JP
Inventors: Imin Son; 偉民孫; Shigeki Kajimoto; 慈樹梶本
Original assignee: Icom Inc
Current assignee: Icom Inc
Priority date: 1994-05-31
Filing date: 1994-09-08
Publication date: 1996-02-20
Also published as: US5479362A; US5530660A

Abstract

(57)【要約】【目的】少ない計算量及び少ないメモリ容量で中心周
波数を変更できる帯域通過楕円ディジタルフィルタシス
テムを提供することである。【構成】帯域通過楕円ディジタルフィルタのフィルタ
係数は通過帯域の中心周波数の直線関数に近似できる。
そこで、この直線関数の傾斜と、所定の中心周波数を有
する帯域通過楕円ディジタルフィルタのフィルタ係数を
メモリ１３、１５に記憶させる。ＣＰＵ１１は、目的中
心周波数と所定の中心周波数の差を求める。乗算器１７
は、メモリ１５に記憶された傾きと、ＣＰＵ１１が出力
した差を乗算する。加算器１９はメモリ１３に記憶され
たフィルタ係数と乗算器１７の出力の対応するもの同士
を加算する。この加算結果が目的とする中心周波数を得
るためのフィルタ係数となる。このフィルタ係数をディ
ジタルフィルタ２１にセットする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、ディジタルフィルタ
に関し、特に、通過帯域の中心周波数及び／又は通過帯
域幅を変更可能な帯域通過楕円ディジタルフィルタに関
する。

【０００２】

【従来の技術】帯域通過型のディジタルフィルタは種々
の技術分野で使用されており、例えば、特開昭５５−１
６５７３には、通過帯域の中心周波数と帯域幅を独立に
可変できる巡回型（ＩＩＲ）可変ディジタルフィルタが
開示されている。この公報に開示された巡回型（ＩＩ
Ｒ）可変フィルタは、以下のようにして、中心周波数及
び通過帯域幅を変更する。

【０００３】まず、Ｐ＝ｊΩ＝ｊ２πｆとして、Ｐ平面
の低域通過フィルタ（ＬＰＦ）の伝達関数Ｈ_L（Ｐ）を
数式５とする。

【数５】Ｈ_L（Ｐ）＝（ａ₀Ｐ²＋ａ₁Ｐ＋ａ₂）／（Ｐ²＋
ｂ₁Ｐ＋ｂ₂）帯域通過フィルタの伝達関数は、伝達関数Ｈ_L（Ｐ）を
数式６に従って周波数軸変換することにより求めること
ができる。

【数６】Ｐ→Ｂ₀（Ｐ＋Ω₀ ²／Ｐ）ここで、通過帯域幅がＢ₀，中心周波数がΩ₀である。数
式５と数式６により、帯域通過フィルタの伝達関数Ｈ_B
（Ｐ）は、数式７となる。

【０００４】

【数７】

【０００５】次に、数式８の変換により、Ｚ平面の伝達
関数を求めると、数式９に示すようになる。

【数８】Ｐ→（１−Ｚ^-2）／（２Ｚ^-1）

【０００６】

【数９】

【０００７】数式９において、Φ（Ｚ，Ω₀ ²）／Ｂ₀は
フィルタの通過帯域幅と中心周波数の関数であり、目的
とする中心周波数（目的中心周波数）と通過帯域幅から
Φ（Ｚ，Ω₀ ²）／Ｂ₀を求め、求めた結果を数式９に代
入すれば、目的とする帯域通過フィルタの伝達関数を得
ることができる。

【発明が解決しようとする課題】

【０００８】しかし、特開昭５５−１６５７３に開示さ
れた巡回型可変フィルタでは、その中心周波数及び通過
帯域幅を変更するために、Φ（Ｚ，Ω₀ ²）／Ｂ₀という
関数の値を求めなければならない。しかし、Φ（Ｚ，Ω
₀ ²）／Ｂ₀は中心周波数と通過帯域幅の非線形関数であ
り、その計算は複雑で、しかも、計算量が多い。従っ
て、計算に時間がかかると共に計算時の丸め誤差が大き
くなってしまうという欠点がある。また、伝達関数を記
憶し、さらに、計算を実行するために、大きいメモリ量
が必要であるという欠点がある。この発明は上記実状に
鑑みてなされてものであり、少ない計算量及び少ないメ
モリ容量で中心周波数及び／又は通過帯域幅を変更でき
る帯域通過楕円ディジタルフィルタを提供することを目
的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、この発明の第１の観点にかかる中心周波数可変型帯
域通過楕円ディジタルフィルタシステムは、フィルタ係
数｛ａ_1i，ａ_2i，ｂ_1i｝（ｉ＝１，２，・・・，Ｎ／２、
Ｎは偶数）に従って、入力ディジタル信号をフィルタリ
ングして出力するＮ次の帯域通過楕円ディジタルフィル
タと、通過帯域幅が同一で通過帯域の中心周波数がｆ_a
とｆ_bである既知の帯域通過楕円ディジタルフィルタの
フィルタ係数｛ａ_1i(ｆ_a)，ａ_2i(ｆ_a)，ｂ_1i(ｆ_a)｝と
｛ａ_1i(ｆ_b)，ａ_2i(ｆ_b)，ｂ_1i(ｆ_b)｝を用いて数式１
０と数式１１に従って計算された直線係数ｋ_ajiとｋ_b1i
と、通過帯域幅が同一で通過帯域の中心周波数がｆ_rで
ある既知の帯域通過楕円ディジタルフィルタのフィルタ
係数｛ａ_1i(ｆ_r)，ａ_2i(ｆ_r)，ｂ_1i(ｆ_r)｝を記憶する
記憶手段と、

【数１０】ｋ_aji＝［ａ_ji(ｆ_b)−ａ_ji(ｆ_a)］／(ｆ_b−ｆ_a) ｉ＝１，２，・・・，Ｎ／２ｊ＝１，２

【数１１】ｋ_b1i＝［ｂ_1i(ｆ_b)−ｂ_1i(ｆ_a)］／(ｆ_b−ｆ_a) ｉ＝１，２，・・・，Ｎ／２前記帯域通過楕円ディジタルフィルタの目的中心周波数
と所定の中心周波数ｆ_rとのずれ量ｍΔｆを設定するず
れ量設定手段と、前記ずれ量設定手段から供給されるず
れ量ｍΔｆと前記記憶手段に記憶された直線係数ｋ_aji
とｋ_b1iをそれぞれ乗算し、ｍΔｆ・ｋ_ajiとｍΔｆ・ｋ
_b1iを求める乗算手段と、前記乗算手段により求められ
た積と前記記憶手段に記憶されたフィルタ係数の対応す
るもの同士を加算し、ａ_1i(ｆ_r)＋ｍΔｆ・ｋ_a1i，ａ_2i
(ｆ_r)＋ｍΔｆ・ｋ_a2i，ｂ_1i(ｆ_r)＋ｍΔｆ・ｋ_b1iを求
める加算手段と、前記加算手段により求められた値ａ_1i
(ｆ_r)＋ｍΔｆ・ｋ_a1i，ａ_2i(ｆ_r)＋ｍΔｆ・ｋ_a2i，ｂ
_1i(ｆ_r)＋ｍΔｆ・ｋ_b1iを前記帯域通過楕円ディジタル
フィルタのフィルタ係数｛ａ_1i，ａ_2i，ｂ_1i｝として設
定することにより、前記帯域通過楕円ディジタルフィル
タの中心周波数をｆ_r＋ｍΔｆに設定する設定手段と、
を備えることを特徴とする。所定の中心周波数ｆ_rとし
ては、例えば、既知の帯域通過楕円ディジタルフィルタ
の中心周波数ｆ_a、ｆ_b等を使用できる。

【００１０】また、この発明の第２の観点にかかる帯域
幅可変型帯域通過楕円ディジタルフィルタシステムは、
フィルタ係数｛ａ_1i，ａ_2i，ｂ_1i｝（ｉ＝１，２，・・
・，Ｎ／２、Ｎは偶数）に従って、入力ディジタル信号
をフィルタリングして出力するＮ次の帯域通過楕円ディ
ジタルフィルタと、中心周波数が同一で通過帯域幅がＢ
_aとＢ_bである既知の帯域通過楕円ディジタルフィルタの
フィルタ係数｛ａ_1i(Ｂ_a)，ａ_2i(Ｂ_a)，ｂ_1i(Ｂ_a)｝と
｛ａ_1i(Ｂ_b)，ａ_2i(Ｂ_b)，ｂ_1i(Ｂ_b)｝を用いて数式１
２と数式１３に従って計算された直線係数ｋ_ajiとｋ_b1i
と、中心周波数が同一で通過帯域幅がＢ_rである既知の
帯域通過楕円ディジタルフィルタのフィルタ係数
｛_a1i(Ｂ_r)，ａ_2i(Ｂ_r)，ｂ_1i(Ｂ_r)｝を記憶する記憶手
段と、

【数１２】ｋ_aji＝［ａ_ji(Ｂ_b)−ａ_ji(Ｂ_a)］／(Ｂ_b−Ｂ_a) ｉ＝１，２，・・・，Ｎ／２ｊ＝１，２

【数１３】ｋ_b1i＝［ｂ_1i(Ｂ_b)−ｂ_1i(Ｂ_a)］／(Ｂ_b−Ｂ_a)］ｉ＝１，２，・・・，Ｎ／２前記帯域通過楕円ディジタルフィルタの目的通過帯域幅
と所定の通過帯域幅Ｂ_rに対するずれ量ｍΔＢを設定す
るずれ量設定手段と、前記ずれ量設定手段から供給され
るずれ量ｍΔＢと前記記憶手段に記憶された直線係数ｋ
_ajiとｋ_b1iをそれぞれ乗算し、ｍΔＢ・ｋ_ajiとｍΔＢ
・ｋ_b1iを求める乗算手段と、前記乗算手段により求め
られた積と前記記憶手段に記憶されたフィルタ係数の対
応するもの同士を加算し、ａ_1i(Ｂ_r)＋ｍΔＢ・ｋ_a1i，
ａ_2i(Ｂ_r)＋ｍΔＢ・ｋ_a2i，ｂ_1i(Ｂ_r)＋ｍΔＢ・ｋ_b1i
を求める加算手段と、前記加算手段により求められた値
ａ_1i(Ｂ_r)＋ｍΔＢ・ｋ_a1i，ａ_2i(Ｂ_r)＋ｍΔＢ・
ｋ_a2i，ｂ_1i(Ｂ_r)＋ｍΔＢ・ｋ_b1iを前記帯域通過楕円
ディジタルフィルタのフィルタ係数｛ａ_1i，ａ_2i，
ｂ_1i｝として設定することにより、前記帯域通過楕円デ
ィジタルフィルタの通過帯域幅をＢ_r＋ｍΔＢに設定す
る設定手段と、を備えることを特徴とする。所定の通過
帯域幅Ｂ_rとしては、例えば、既知の帯域通過楕円ディ
ジタルフィルタの通過帯域幅Ｂ_a或いはＢ_bを使用でき
る。

【００１１】

【作用】Ｎ次の帯域通過楕円ディジタルフィルタのフィ
ルタ係数｛ａ_1i，ａ_2i，ｂ_1i｝は、中心周波数及び通過
帯域幅の直線関数でほぼ近似できる。従って、上述の構
成により、目的中心周波数或いは目的通過帯域幅が得ら
れる時のフィルタ係数を少ない計算量で求めることがで
きる。

【００１２】

【実施例】以下、本発明の帯域通過楕円ディジタルフィ
ルタシステムの構成の実施例を図面を参照して説明す
る。なお、以下の実施例においては、周波数は全て正規
化周波数を意味するものとする。（第１実施例）まず、この発明の第１実施例の中心周波
数可変型のＮ次のＩＩＲ帯域通過楕円フィルタシステム
を理論面から説明し、次に、その具体的回路構成につい
て説明する。２次のＩＩＲフィルタセクションをＮ／２
段直列接続して構成したＮ次のＩＩＲ型の帯域通過楕円
ディジタルフィルタの例を図１に示す。図１に示す構成
のＩＩＲ帯域通過楕円ディジタルフィルタの場合、フィ
ルタ係数ｂ_2iはほぼ１である。このため、その伝達関数
は近似的に数式１４で表される。

【００１３】

【数１４】

【００１４】数式１４における各フィルタ係数ａ_1i，ａ
_2i，ｂ_1iは、通過帯域幅が一定であれば、近似的に正規
化中心周波数（サンプリング周波数を１とした場合の中
心周波数）の直線関数（一次関数）となる。このため、
数式１４の伝達関数は数式１５に書き直すことができ
る。

【００１５】

【数１５】

【００１６】ここで、ｆ_cは通過帯域の正規化中心周波
数（０＜ｆ_c＜０．５）、即ち、サンプリング周波数を
１とした場合の中心周波数であり、ａ_1i(ｆ_c)，ａ_2i(ｆ
_c)，ｂ_1i(ｆ_c)はフィルタ係数ａ_1i，ａ_2i，ｂ_1iが中心
周波数ｆ_cの直線関数であることを示している。なお、
この帯域通過楕円ディジタルフィルタの通過帯域幅をΔ
ｆ_B、中心周波数ｆ_cがｆ₁からｆ₂まで変化するとすれ
ば、０＜ｆ₁＜ｆ₂＜０．５，０＜ｆ₁−Δｆ_B／２，ｆ₂＋
Δｆ_B／２＜０．５が成立する。

【００１７】フィルタ係数ａ_1i(ｆ_c)，ａ_2i(ｆ_c)，ｂ_1i
(ｆ_c)が中心周波数ｆ_cに対し直線関数の関係にあるた
め、中心周波数ｆ_cの変化量に応じて、フィルタ係数ａ
_1i(ｆ_c)，ａ_2i(ｆ_c)，ｂ_1i(ｆ_c)の値も変化する。従っ
て、中心周波数ｆ_cの単位変化量Δｆに対する各フィル
タ係数の変化量（＝各フィルタ係数の直線関数の傾き）
を求めておき、各傾きに中心周波数ｆ_cの基準値からの
変化量（シフト量、ずれ量）を乗算すれば、中心周波数
ｆ_cを基準値から変化させるための各フィルタ係数の変
化量を求めることができる。そして、求めた変化量を中
心周波数ｆ_cの基準値が得られる時のフィルタ係数に加
算すれば、任意の中心周波数ｆ_cを得るために必要なフ
ィルタ係数が得ることができる。

【００１８】そこで、本実施例では、任意の２つの既知
のＮ次のＩＩＲ型の帯域通過楕円ディジタルフィルタの
フィルタ係数を用いて、各フィルタ係数の直線方程式の
傾斜を求める。例えば、中心周波数がｆ_aとｆ_b（＝ｆ_a
＋ｎΔｆ）の２つのフィルタの係数が｛ａ_1i(ｆ_a)，ａ
_2i(ｆ_a)，ｂ_1i(ｆ_a)｝と｛ａ_1i(ｆ_b)，ａ_2i(ｆ_b)，ｂ₁ _i
(ｆ_b)｝として、直線方程式の傾斜を数式１６〜数式１
８のように求めることができる。

【数１６】ｋ_a1i＝［ａ_1i(ｆ_b)−ａ_1i(ｆ_a)］／(ｆ_b−ｆ_a) ｉ＝１，２，・・・，Ｎ／２

【数１７】ｋ_a2i＝［ａ_2i(ｆ_b)−ａ_2i(ｆ_a)］／(ｆ_b−ｆ_a) ｉ＝１，２，・・・，Ｎ／２

【数１８】ｋ_b1i＝［ｂ_1i(ｆ_b)−ｂ_1i(ｆ_a)］／(ｆ_b−ｆ_a) ｉ＝１，２，・・・，Ｎ／２

【００１９】次に、求めた傾斜と、通過帯域が同一で中
心周波数が任意の既知の帯域通過楕円ディジタルフィル
タ、例えば、中心周波数がｆ_rの帯域通過楕円ディジタ
ルフィルタを用いて各フィルタ係数の直線方程式を数式
１９〜数式２１に従って求める。

【数１９】ａ_1i(ｆ)＝ｋ_a1i・(ｆ−ｆ_r)＋ａ_1i(ｆ_r)

【数２０】ａ_2i(ｆ)＝ｋ_a2i・(ｆ−ｆ_r)＋ａ_2i(ｆ_r)

【数２１】ｂ_1i(ｆ)＝ｋ_b1i・(ｆ−ｆ_r)＋ｂ_1i(ｆ_r)

【００２０】ここで、ｆが目的とする中心周波数（目的
中心周波数）であり、目的中心周波数から各フィルタ係
数を求めることができる。求められたフィルタ係数を新
たなフィルタ係数として設定することにより、その目的
中心周波数を有する帯域通過楕円ディジタルフィルタが
得られる。なお、中心周波数ｆ_rを、例えば、前述のｆ_a
或いはｆ_bとすれば、数式１６〜数式１８の計算で使用
したフィルタ係数を使用できる。例えば、ｆ_r＝ｆ_aとす
れば、数式１９〜数式２１は次のように書き換えられ
る。ａ_1i(ｆ)＝ｋ_a1i・(ｆ−ｆ_a)＋ａ_1i(ｆ_a) ａ_2i(ｆ)＝ｋ_a2i・(ｆ−ｆ_a)＋ａ_2i(ｆ_a) ｂ_1i(ｆ)＝ｋ_b1i・(ｆ−ｆ_a)＋ｂ_1i(ｆ_a)

【００２１】次に、上述の手法を用いて中心周波数を可
変できる帯域通過楕円ディジタルフィルタシステムの構
成を図２を参照して説明する。図２に示すように、この
帯域通過楕円ディジタルフィルタシステムは、ＣＰＵ１
１と、第１のメモリ１３と、第２のメモリ１５と、乗算
器１７と、加算器１９と、Ｎ次のＩＩＲ型の帯域通過楕
円ディジタルフィルタ（以下、単に帯域通過楕円ディジ
タルフィルタ）２１と、シフトつまみＳＶとから構成さ
れる。なお、第１のメモリ１３と第２のメモリ１５は本
願発明の記憶手段を構成し、ＣＰＵ１１とシフトつまみ
ＳＶは本願発明のずれ量設定手段（差設定手段）と設定
手段（フィルタ係数設定手段）を構成し、乗算器１７が
本願発明の乗算手段を構成し、加算器１９が本願発明の
加算手段を構成する。

【００２２】使用者はシフトつまみＳＶを操作すること
により、ディジタルフィルタシステムの通過帯域の所望
の中心周波数をＣＰＵ１１に通知する。ＣＰＵ１１は、
この帯域通過楕円ディジタルフィルタシステム全体の動
作を制御すると共にシフトつまみＳＶからの指示に従っ
て、中心周波数の基準値に対する変動量（シフト量）ｍ
Δｆを乗算器１７に供給する。中心周波数の変化はΔｆ
単位で行われ、ｍはステップ数を示す。第１のメモリ１
３は、上述の任意の既知の帯域通過楕円ディジタルフィ
ルタのフィルタ係数｛ａ_1i(ｆ_a)，ａ_2i(ｆ_a)，ｂ
_1i(ｆ_a)｝を記憶する。第２のメモリ１５は、上述の傾
きｋ_a1i、ｋ_a2i、ｋ_b1i（ｉ＝１，２，・・・，Ｎ／２）を
記憶する。

【００２３】乗算器１７はＣＰＵ１１が供給する通過帯
域の中心周波数の変動量ｍΔｆと第２のメモリ１５に記
憶された傾きｋ_a1i、ｋ_a2i、ｋ_b1iの積、ｋ_a1i・ｍΔ
ｆ、ｋ_a2i・ｍΔｆ、ｋ_b1i・ｍΔｆ、即ち、中心周波数
の変動（シフト）によるフィルタ係数の変化量（変化
分）を求めるものである。加算器１９は第１のメモリ１
３に記憶されたフィルタ係数ａ_1i(ｆ_a)，ａ_2i(ｆ_a)，ｂ
_1i(ｆ_a)と乗算器１７の乗算結果ｋ_a1i・ｍΔｆ、ｋ_a2i
・ｍΔｆ、ｋ_b1i・ｍΔｆの対応するもの同士を加算
し、新たなフィルタ係数を求める。

【００２４】帯域通過楕円ディジタルフィルタ２１は、
例えば、図１に示す構成を有し、加算器１９からの供給
されるフィルタ係数を取り込んで、このフィルタ係数に
従って入力ディジタル信号をフィルタリングするもので
ある。帯域通過楕円ディジタルフィルタ２１に供給され
るディジタル信号は、例えば、アナログ音響信号を任意
のサンプリング周期でＡ／Ｄ変換することにより得ら
れ、帯域通過楕円ディジタルフィルタ２１の出力するデ
ィジタル信号は、例えば、Ｄ／Ａ変換されて次段のアナ
ログ回路に供給される。

【００２５】次に、正規化通過帯域幅が０．０２５、中
心周波数の単位変化量が０．００５の８次の可変中心周
波数帯域通過楕円ディジタルフィルタを設計する例を具
体的に説明する。まず、正規化通過帯域幅が０．０２５
の既知の帯域通過楕円ディジタルフィルタＦＡとＦＢの
フィルタ係数が以下の値であるとする。帯域通過楕円ディジタルフィルタＦＡ、正規化中心周波
数ｆ_ca＝ 0.275 ａ₁₁＝ 0.1349，ａ₁₂＝ 0.4758，ａ₁₃＝ 0.2274，ａ₁₄
＝ 0.3692，ａ₂₁＝ 0.9605，ａ₂₂＝ 0.9616，ａ₂₃＝ 0.
9030，ａ₂₄＝ 0.9041，ｂ₁₁＝-1.1288，ｂ₁₂＝-0.402
2，ｂ₁₃＝ 1.4847，ｂ₁₄＝ 0.9559，帯域通過楕円ディジタルフィルタＦＢ、正規化中心周波
数ｆ_cb＝ 0.285 ａ₁₁＝ 0.1962，ａ₁₂＝ 0.5354，ａ₁₃＝ 0.2868，ａ₁₄
＝ 0.4278，ａ₂₁＝ 0.9604，ａ₂₂＝ 0.9617，ａ₂₃＝ 0.
9029，ａ₂₄＝ 0.9043，ｂ₁₁＝-1.0896，ｂ₁₂＝-0.344
2，ｂ₁₃＝ 1.5159，ｂ₁₄＝ 1.0074，

【００２６】第１のメモリ１３には、例えば、帯域通過
楕円ディジタルフィルタＦＡとＦＢの一方、例えば、Ｆ
Ａの各フィルタ係数が記憶される。各フィルタ係数の直
線関数の傾きは次のように示される。ｋ_a1i＝［ａ_1i(ｆ_cb)−ａ_1i(ｆ_ca)］／(ｆ_cb−ｆ_ca) ｋ_a2i＝［ａ_2i(ｆ_cb)−ａ_2i(ｆ_ca)］／(ｆ_cb−ｆ_ca) ｋ_b1i＝［ｂ_1i(ｆ_cb)−ｂ_1i(ｆ_ca)］／(ｆ_cb−ｆ_ca) ｆ_cb−ｆ_ca＝0.01

【００２７】各傾きは次の値になる。ｋ_a11＝ 6.1300, ｋ_a12＝ 5.9600, ｋ_a13＝ 5.9400，ｋ
_a14＝ 5.8600，ｋ_a21＝-0.0100, ｋ_a22＝ 0.0100，ｋ
_a23＝-0.0100，ｋ_a24＝ 0.0200，ｋ_b11＝ 3.9200, ｋ
_b12＝ 5.8000，ｋ_b13＝ 3.1200，ｋ_b14＝ 5.1500，これらの値が第２のメモリ１５に格納される。

【００２８】ＣＰＵ１１が、基準中心周波数ｆ_caとシフ
トつまみＳＶが指示した目的中心周波数ｆの差ｍΔｆ
（＝ｆ−ｆ_ca）を出力すると、乗算器１７は各傾きと周
波数差ｍΔｆの積を求める。ｋ_a11・ｍΔｆ＝ 6.1300・ｍΔｆ，ｋ_a12・ｍΔｆ＝ 5.
9600・ｍΔｆ，ｋ_a13・ｍΔｆ＝ 5.9400・ｍΔｆ，ｋ
_a14・ｍΔｆ＝ 5.8600・ｍΔｆ，ｋ_a21・ｍΔｆ＝-0.01
00・ｍΔｆ，ｋ_a22・ｍΔｆ＝ 0.0100・ｍΔｆ，ｋ_a23
・ｍΔｆ＝-0.0100・ｍΔｆ，ｋ_a24・ｍΔｆ＝ 0.0200
・ｍΔｆ，ｋ_b11・ｍΔｆ＝ 3.9200・ｍΔｆ，ｋ_b12・
ｍΔｆ＝ 5.8000・ｍΔｆ，ｋ_b13・ｍΔｆ＝ 3.1200・
ｍΔｆ，ｋ_b14・ｍΔｆ＝ 5.1500・ｍΔｆ，

【００２９】加算器１９は、乗算器１７の乗算結果を受
け、この乗算結果と第１のメモリ１３に記憶されている
フィルタ係数との対応するもの同士を加算し、新たなフ
ィルタ係数とする。ａ₁₁’＝ｋ_a11・ｍΔｆ＋ａ₁₁（ｆ_ca）＝ 6.1300・ｍΔ
ｆ＋0.1349，ａ₁₂’＝ｋ_a12・ｍΔｆ＋ａ₁₂（ｆ_ca）＝ 5.9600・ｍΔ
ｆ＋0.4758，ａ₁₃’＝ｋ_a13・ｍΔｆ＋ａ₁₃（ｆ_ca）＝ 5.9400・ｍΔ
ｆ＋0.2274，ａ₁₄’＝ｋ_a14・ｍΔｆ＋ａ₁₄（ｆ_ca）＝ 5.8600・ｍΔ
ｆ＋0.3692，ａ₂₁’＝ｋ_a21・ｍΔｆ＋ａ₂₁（ｆ_ca）＝-0.0100・ｍΔ
ｆ＋0.9605，ａ₂₂’＝ｋ_a22・ｍΔｆ＋ａ₂₂（ｆ_ca）＝ 0.0100・ｍΔ
ｆ＋0.9616，ａ₂₃’＝ｋ_a23・ｍΔｆ＋ａ₂₃（ｆ_ca）＝-0.0100・ｍΔ
ｆ＋0.9030，ａ₂₄’＝ｋ_a24・ｍΔｆ＋ａ₂₄（ｆ_ca）＝ 0.0200・ｍΔ
ｆ＋0.9041，ｂ₁₁’＝ｋ_b11・ｍΔｆ＋ｂ₁₁（ｆ_ca）＝ 3.9200・ｍΔ
ｆ−1.1288，ｂ₁₂’＝ｋ_b12・ｍΔｆ＋ｂ₁₂（ｆ_ca）＝ 5.8000・ｍΔ
ｆ−0.4022，ｂ₁₃’＝ｋ_b13・ｍΔｆ＋ｂ₁₃（ｆ_ca）＝ 3.1200・ｍΔ
ｆ＋1.4847，ｂ₁₄’＝ｋ_b14・ｍΔｆ＋ｂ₁₄（ｆ_ca）＝ 5.1500・ｍΔ
ｆ＋0.9559，

【００３０】帯域通過楕円ディジタルフィルタ２１は、
加算器１９が出力したフィルタ係数ａ₁₁’，ａ₁₂’，ａ
₁₃’，ａ₁₄’，ａ₂₁’，ａ₂₂’，ａ₂₃’，ａ₂₄’，
ｂ₁₁’，ｂ₁₂’，ｂ₁₃’，ｂ₁₄’を取り込み、取り込ん
だフィルタ係数に従って、入力ディジタル信号をフィル
タリングして出力する。このようにして得られた各フィ
ルタ係数とずれ量ｍΔｆの関係を図３〜図５に、帯域通
過楕円ディジタルフィルタシステムの特性の一例を図６
に示す。図６に示すように、この帯域通過楕円ディジタ
ルフィルタシステムの通過帯域はその幅が０．０２５の
まま、周波数領域の上下にシフトしており、正規化通過
帯域幅が０．０２５の中心周波数可変型の帯域通過楕円
ディジタルフィルタが実現されたことが理解できる。

【００３１】この実施例によれば、例えば、８次の帯域
通過楕円ディジタルフィルタシステムの場合、乗算器１
７による１２回の乗算と、加算器１９による１２回の加
算で、新たなフィルタ係数を求めることができる。この
ため、従来と比較して少ない計算量で中心周波数を変更
できる。また、演算回数が少ないため、演算誤差が少な
い。また、第１及び第２のメモリ１３、１５は２４個の
データを記憶するだけなので、その容量が少なくてす
む。

【００３２】以上の説明では、第１と第２のメモリ１
３、１５、乗算器１７、加算器１９、帯域通過楕円ディ
ジタルフィルタ２１を個別のハードウエアで構成した例
を示したが、例えば、図７に示すように、これらを通常
のＤＳＰ（ディジタル信号処理装置）で構成してもよ
い。また、以上の説明では、ＣＰＵ１１が既知の２つの
帯域通過楕円ディジタルフィルタＦＡとＦＢの一方のフ
ィルタＦＡ中心周波数（基準中心周波数）ｆ_aと目的中
心周波数ｆの差ｍΔｆを出力するように説明したが、例
えば、ＣＰＵ１１が目的中心周波数ｆを出力し、図示せ
ぬ回路が目的中心周波数と基準中心周波数ｆ_aの差Δｍ
ｆを計算して乗算器１７に供給するようにしてもよい。

【００３３】（第２実施例）第１実施例では、通過帯域
幅を変更せずに、中心周波数を変更する実施例を説明し
たが、この発明は、中心周波数を変更せずに、通過帯域
幅を変更可能なＮ次のＩＩＲ型の帯域通過楕円ディジタ
ルフィルタシステムにも適用可能である。そこで、通過
帯域幅を変更可能なＩＩＲ型の帯域通過楕円ディジタル
フィルタシステムを第２実施例として以下に説明する。

【００３４】数式１４における各フィルタ係数ａ_1i，ａ
_2i，ｂ_1iは、通過帯域の中心周波数が一定であれば、近
似的に通過帯域幅Ｂの直線関数（一次関数）となる。こ
のため、数式１４の伝達関数は数式２２に書き直すこと
ができる。

【００３５】

【数２２】

【００３６】ここで、Ｂ₀は帯域通過楕円ディジタルフ
ィルタの正規化帯域幅、即ち、入力ディジタル信号のサ
ンプリング周波数を１とした場合の通過帯域幅であり、
ａ_1i(Ｂ₀)，ａ_2i(Ｂ₀)，ｂ_1i(Ｂ₀)は、フィルタ係数ａ
_1i，ａ_2i，ｂ_1iが通過帯域幅Ｂ₀の直線関数であること
を示している。なお、この帯域通過楕円ディジタルフィ
ルタの通過帯域の中心周波数をｆ_cとし、通過帯域幅Ｂ₀
がＢ₁からＢ₂まで変化するとすれば、０＜Ｂ₁＜Ｂ₂＜
０．５、０＜ｆ_c−Ｂ₂／２、ｆ_c＋Ｂ₂／２＜０．５が成
立する。

【００３７】フィルタ係数ａ_1i，ａ_2i，ｂ_1iが正規化帯
域幅Ｂ₀に対し直線関数の関係にあるため、正規化帯域
幅Ｂ₀の変化量ｍΔＢに応じて、これらのフィルタ係数
の値も変化する。従って、正規化帯域幅の単位変化量Δ
Ｂに対する各フィルタ係数の変化量、即ち、各フィルタ
係数の直線関数（一次関数）の傾きを求めておき、それ
に通過帯域幅の変化量ｍΔｂを乗算すれば、通過帯域幅
を変化させるための各フィルタ係数の変化量を求めるこ
とができる。そして、求めたフィルタ係数の変化量を基
準となるフィルタ係数に加算すれば、その通過帯域幅を
得るために必要なフィルタ係数が求められる。

【００３８】そこで、第２実施例では、中心周波数が同
一で、通過帯域幅が異なる２つの既知の帯域通過楕円デ
ィジタルフィルタのフィルタ係数を用いて、各フィルタ
係数の直線方程式の傾斜を求める。例えば、通過帯域幅
がＢ_aとＢ_bの２つの帯域通過楕円ディジタルフィルタの
係数が｛ａ_1i(Ｂ_a)，ａ_2i(Ｂ_a)，ｂ_1i(Ｂ_a)｝と｛ａ
₁ _i(Ｂ_b)，ａ_2i(Ｂ_b)，ｂ_1i(Ｂ_b)｝として、直線方程式
の傾斜を数式２３〜数式２５に従って求めることができ
る。

【数２３】ｋ_a1i＝［ａ_1i(Ｂ_b)−ａ_1i(Ｂ_a)］／（Ｂ_b−Ｂ_a）ｉ＝１，２，・・・，Ｎ／２

【数２４】ｋ_a2i＝［ａ_2i(Ｂ_b)−ａ_2i(Ｂ_a)］／（Ｂ_b−Ｂ_a）ｉ＝１，２，・・・，Ｎ／２

【数２５】ｋ_b1i＝［ｂ_1i(Ｂ_b)−ｂ_1i(Ｂ_a)］／（Ｂ_b−Ｂ_a）ｉ＝１，２，・・・，Ｎ／２

【００３９】次に、求めた傾斜と既知の帯域通過楕円デ
ィジタルフィルタ、例えば、中心周波数が同一で通過帯
域幅がＢ_rの帯域通過楕円ディジタルフィルタのフィル
タ係数を用いて各フィルタ係数の直線方程式を数式２６
〜数式２８に従って求める。

【数２６】ａ_1i(Ｂ)＝ｋ_a1i・(Ｂ−Ｂ_r)＋ａ_1i(Ｂ_r)

【数２７】ａ_2i(Ｂ)＝ｋ_a2i・(Ｂ−Ｂ_r)＋ａ_2i(Ｂ_r)

【数２８】ｂ_1i(Ｂ)＝ｋ_b1i・(Ｂ−Ｂ_r)＋ｂ_1i(Ｂ_r) ここで、Ｂが求める帯域通過楕円ディジタルフィルタの
正規化帯域幅である。求めたフィルタ係数を帯域通過楕
円ディジタルフィルタに設定することにより、既知の帯
域通過楕円ディジタルフィルタと同一の中心周波数で、
正規化帯域幅がＢの帯域通過楕円ディジタルフィルタが
得られる。通過帯域幅Ｂ_rを、例えば、前述のＢ_a或いは
Ｂ_bとすれば、数式２３〜数式２５の計算で使用したフ
ィルタ係数を使用できる。

【００４０】次に、この帯域通過楕円ディジタルフィル
タシステムの具体的構成及び動作を説明する。この帯域
通過楕円ディジタルフィルタシステムの構成は基本的に
図２に示す第１実施例のものと同一である。ただし、シ
フトつまみＳＶは通過帯域幅を広狭するためのつまみで
ある。ＣＰＵ１１は、この帯域通過楕円ディジタルフィ
ルタシステム全体の動作を制御すると共に、シフトつま
みＳＶの操作に応じて、目的とする通過帯域幅Ｂと基準
となる通過帯域幅Ｂ_aとの差ｍΔＢを乗算器１７に供給
する。第１のメモリ１３は、上述の任意の既知の帯域通
過楕円ディジタルフィルタのフィルタ係数｛ａ
_1i(Ｂ_a)，ａ_2i(Ｂ_a)，ｂ_1i(Ｂ_a)｝を記憶する。第２の
メモリ１５は、予め計算により求められている傾きｋ
_a1i、ｋ_a2i、ｋ_b1i（ｉ＝１，２，・・・，Ｎ／２）を記憶
する。

【００４１】乗算器１７はＣＰＵ１１が出力する差ｍΔ
Ｂと第２のメモリ１５に記憶された傾きｋ_a1i、ｋ_a2i、
ｋ_b1iの積、ｋ_a1i・ｍΔＢ、ｋ_a2i・ｍΔＢ、ｋ_b1i・ｍ
ΔＢ、即ち、帯域幅の変動によるフィルタ係数の変化量
（変化分）を求める。加算器１９は第１のメモリ１３に
記憶された、フィルタ係数ａ_1i(Ｂ_a)，ａ_2i(Ｂ_a)，ｂ_1i
(Ｂ_a)と乗算器１７の乗算結果ｋ_a1i・ｍΔＢ、ｋ_a2i・
ｍΔＢ、ｋ_b1i・ｍΔＢの対応するもの同士を加算し、
新たなフィルタ係数を求める。

【００４２】帯域通過楕円ディジタルフィルタ２１は、
加算器１９から供給されるフィルタ係数を取り込んで、
このフィルタ係数に従って入力ディジタル信号をフィル
タリングする。このようにして、通過帯域幅を任意に変
更できる帯域通過楕円ディジタルフィルタシステムが得
られる。なお、第１のメモリ１３、第２のメモリ１５、
乗算器１７、加算器１９、帯域通過フィルタ２１を、図
７に示すように、ＤＳＰ（ディジタル信号処理装置）で
構成してもよい。

【００４３】次に、正規化中心周波数が０．２５、通過
帯域幅の単位変化量が０．００１の８次の帯域通過楕円
ディジタルフィルタを設計する例を具体的に説明する。
まず、正規化中心周波数が０．２５の既知の帯域通過楕
円ディジタルフィルタＦＣとＦＤのフィルタ係数及び通
過帯域幅が以下の値であるとする。帯域通過楕円ディジタルフィルタＦＣ、正規化通過帯域
幅Ｂｃ＝ 0.016 ａ₁₁＝ 0.1113，ａ₁₂＝-0.1113，ａ₁₃＝ 0.0466，ａ₁₄
＝-0.0466，ａ₂₁＝ 0.9748，ａ₂₂＝ 0.9748，ａ₂₃＝ 0.
9372，ａ₂₄＝ 0.9372，ｂ₁₁＝ 1.0208，ｂ₁₂＝-1.020
8，ｂ₁₃＝ 0.4819，ｂ₁₄＝-0.4819，帯域通過楕円ディジタルフィルタＦＤ、正規化通過帯域
幅Ｂｄ＝ 0.018 ａ₁₁＝ 0.1250，ａ₁₂＝-0.1250，ａ₁₃＝ 0.0522，ａ₁₄
＝-0.0522，ａ₂₁＝ 0.9717，ａ₂₂＝ 0.9717，ａ₂₃＝ 0.
9297，ａ₂₄＝ 0.9297，ｂ₁₁＝ 1.1077，ｂ₁₂＝-1.107
7，ｂ₁₃＝ 0.5351，ｂ₁₄＝-0.5351，

【００４４】第１のメモリ１３には、例えば、帯域通過
楕円ディジタルフィルタＦＣとＦＤの一方、例えば、Ｆ
Ｃの各フィルタ係数が記憶される。一各フィルタ係数の
直線関数の傾きは次のように示される。ｋ_a1i＝［ａ_1i(Ｂ_d)−ａ_1i(Ｂ_c)］／(Ｂ_d−Ｂ_c) ｋ_a2i＝［ａ_2i(Ｂ_d)−ａ_2i(Ｂ_c)］／(Ｂ_d−Ｂ_c) ｋ_b1i＝［ｂ_1i(Ｂ_d)−ｂ_1i(Ｂ_c)］／(Ｂ_d−Ｂ_c) Ｂ_d−Ｂ_c＝0.002

【００４５】各傾きは次の値になる。ｋ_a11＝ 6.8500, ｋ_a12＝ -6.8500, ｋ_a13＝ 2.800
0，ｋ_a14＝ -2.8000，ｋ_a21＝ -1.5500, ｋ_a22＝ -1.55
00，ｋ_a23＝ -3.7500，ｋ_a24＝ -3.7500，ｋ_b11＝ 43.4
500, ｋ_b12＝-43.4500，ｋ_b13＝ 26.6000，ｋ_b14＝-26.
6000，これらの値が第２のメモリ１５に格納される。

【００４６】ＣＰＵ１１が基準通過帯域幅Ｂ_cとシフト
つまみＳＶにより指示された目的通過帯域幅Ｂの差ｍΔ
Ｂ（＝Ｂ−Ｂ_c＝Ｂ−0.016）を出力すると、乗算器１７
は各傾きと周波数差ｍΔＢの積を求める。ｋ_a11・ｍΔＢ＝ 6.8500・ｍΔＢ，ｋ_a12・ｍΔＢ＝ -
6.8500・ｍΔＢ，ｋ_a13・ｍΔＢ＝ 2.8000・ｍΔＢ，
ｋ_a14・ｍΔＢ＝ -2.8000・ｍΔＢ，ｋ_a21・ｍΔＢ＝ -
1.5500・ｍΔＢ，ｋ_a22・ｍΔＢ＝ -1.5500・ｍΔＢ，
ｋ_a23・ｍΔＢ＝ -3.7500・ｍΔＢ，ｋ_a24・ｍΔＢ＝ -
3.7500・ｍΔＢ，ｋ_b11・ｍΔＢ＝ 43.4500・ｍΔＢ，
ｋ_b12・ｍΔＢ＝-43.4500・ｍΔＢ，ｋ_b13・ｍΔＢ＝ 2
6.6000・ｍΔＢ，ｋ_b14・ｍΔＢ＝-26.6000・ｍΔＢ，

【００４７】加算器１９は、乗算器１７の乗算結果を受
け、この乗算結果と第１のメモリ１３に記憶されている
フィルタ係数と対応するもの同士を加算し、新たなフィ
ルタ係数とする。ａ₁₁’＝ｋ_a11・ｍΔＢ＋ａ₁₁（Ｂ_c）＝ 6.8500・ｍΔ
Ｂ＋0.1113，ａ₁₂’＝ｋ_a12・ｍΔＢ＋ａ₁₂（Ｂ_c）＝ -6.8500・ｍΔ
Ｂ−0.1113，ａ₁₃’＝ｋ_a13・ｍΔＢ＋ａ₁₃（Ｂ_c）＝ 2.8000・ｍΔ
Ｂ＋0.0466，ａ₁₄’＝ｋ_a14・ｍΔＢ＋ａ₁₄（Ｂ_c）＝ -2.8000・ｍΔ
Ｂ−0.0466，ａ₂₁’＝ｋ_a21・ｍΔＢ＋ａ₂₁（Ｂ_c）＝ -1.5500・ｍΔ
Ｂ＋0.9748，ａ₂₂’＝ｋ_a22・ｍΔＢ＋ａ₂₂（Ｂ_c）＝ -1.5500・ｍΔ
Ｂ＋0.9748，ａ₂₃’＝ｋ_a23・ｍΔＢ＋ａ₂₃（Ｂ_c）＝ -3.7500・ｍΔ
Ｂ＋0.9372，ａ₂₄’＝ｋ_a24・ｍΔＢ＋ａ₂₄（Ｂ_c）＝ -3.7500・ｍΔ
Ｂ＋0.9372，ｂ₁₁’＝ｋ_b11・ｍΔＢ＋ｂ₁₁（Ｂ_c）＝ 43.4500・ｍΔ
Ｂ＋1.0208，ｂ₁₂’＝ｋ_b12・ｍΔＢ＋ｂ₁₂（Ｂ_c）＝-43.4500・ｍΔ
Ｂ−1.0208，ｂ₁₃’＝ｋ_b13・ｍΔＢ＋ｂ₁₃（Ｂ_c）＝ 26.6000・ｍΔ
Ｂ＋0.4819，ｂ₁₄’＝ｋ_a14・ｍΔＢ＋ｂ₁₄（Ｂ_c）＝-26.6000・ｍΔ
Ｂ−0.4819，

【００４８】帯域通過楕円ディジタルフィルタ２１は、
加算器１９が出力したフィルタ係数ａ₁₁’，ａ₁₂’，ａ
₁₃’，ａ₁₄’，ａ₂₁’，ａ₂₂’，ａ₂₃’，ａ₂₄’，
ｂ₁₁’，ｂ₁₂’，ｂ₁₃’，ｂ₁₄’を取り込み、取り込ん
だフィルタ係数に従って、入力ディジタル信号をフィル
タリングして出力する。このようにして得られた各フィ
ルタ係数とずれ量ｍΔＢの関係を図７〜図１０に、帯域
通過楕円ディジタルフィルタシステムの特性の一例を図
１１に示す。図１１に示すように、この帯域通過楕円デ
ィジタルフィルタシステムの通過帯域は正規化中心周波
数が０．２５のまま、広狭しており、通過帯域幅可変型
の帯域通過楕円ディジタルフィルタが実現されたことが
理解できる。

【００４９】第２実施例によれば、例えば、８次の帯域
通過楕円ディジタルフィルタの場合、乗算器１７による
１２回の乗算と、加算器１９による１２回の加算で、新
たなフィルタ係数を求めることができ、従来に比較して
少ない計算量で通過帯域幅を変更できる。また、演算回
数が少ないため、演算誤差が少ない。さらに、第１及び
第２のメモリ１３、１５は計２４個のデータを記憶する
だけなので、その容量が少なくてすむ。

【００５０】以上の説明では、第１のメモリ１３〜帯域
通過楕円ディジタルフィルタ２１を個別の部品で構成し
た例を示したが、例えば、図５に示すように、帯域通過
楕円ディジタルフィルタシステムを通常のＤＳＰ（ディ
ジタル信号処理装置）とこれに必要な指示を行うＣＰＵ
で構成してもよい。また、以上の説明では、ＣＰＵ１１
が既知の２つの帯域通過楕円ディジタルフィルタの一方
の通過帯域幅（基準帯域幅）Ｂ_aと目的通過帯域幅Ｂの
差ｍΔＢを出力するように説明したが、例えば、ＣＰＵ
１１が目的通過帯域幅Ｂを出力し、他の回路が目的通過
帯域幅Ｂと基準通過帯域幅Ｂ_aの差ｍΔＢを計算して乗
算器１７に供給するようにしてもよい。

【００５１】第１実施例では通過帯域幅が固定であり、
第２実施例では中心周波数が固定であった。しかし、こ
の発明は、中心周波数と通過帯域幅を同時に変更するこ
とも可能である。この場合、通過帯域幅と中心周波数の
組み合わせ毎に既知の２つの帯域通過楕円ディジタルフ
ィルタのフィルタ係数を用意し、通過帯域幅と中心周波
数の組み合わせ毎に傾きを計算して第２のメモリ１５に
記憶させ、通過帯域幅と中心周波数の組み合わせ毎に基
準となるフィルタ係数を第１のメモリ１３に記憶させ
る。そして、ＣＰＵ１１が出力する中心周波数と通過帯
域幅の組み合わせに応じて適当な傾きとフィルタ係数を
読み出し、これらに基づいて新たなフィルタ係数を求
め、帯域通過楕円ディジタルフィルタに設定する。その
他、この発明は上記実施例に限定されず、種々の変更及
び応用が可能である。

【００５２】

【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、少ないメモリ容量及び少ない計算回数で、目的とす
る中心周波数及び目的とする通過帯域幅を得るためのフ
ィルタ係数を求め、これにより、該中心周波数及び通過
帯域幅を比較的容易に得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】Ｎ次のＩＩＲ型の帯域通過楕円ディジタルフィ
ルタの基本構成を示す図である。

【図２】この発明の実施例にかかるディジタルフィルタ
システムの構成を示すブロック図である。

【図３】この発明の第１実施例に係る帯域通過楕円ディ
ジタルフィルタシステムのフィルタ係数の直線関数のグ
ラフである。

【図４】この発明の第１実施例に係る帯域通過楕円ディ
ジタルフィルタシステムのフィルタ係数の直線関数のグ
ラフである。

【図５】この発明の第１実施例に係る帯域通過楕円ディ
ジタルフィルタシステムのフィルタ係数の直線関数のグ
ラフである。

【図６】この発明の第１実施例に係る帯域通過楕円ディ
ジタルフィルタシステムの中心周波数の変化の例を示す
グラフである。

【図７】この発明の実施例にかかる帯域通過楕円ディジ
タルフィルタシステムの構成の変形例を示すブロック図
である。

【図８】この発明の第２実施例に係る帯域通過楕円ディ
ジタルフィルタシステムのフィルタ係数の直線関数のグ
ラフである。

【図９】この発明の第２実施例に係る帯域通過楕円ディ
ジタルフィルタシステムのフィルタ係数の直線関数のグ
ラフである。

【図１０】この発明の第２実施例に係る帯域通過楕円デ
ィジタルフィルタシステムのフィルタ係数の直線関数の
グラフである。

【図１１】この発明の第２実施例に係る帯域通過楕円デ
ィジタルフィルタシステムの中心周波数の変化の例を示
すグラフである。

【符号の説明】

１１・・・ＣＰＵ、１３・・・第１のメモリ、１５・・・第２の
メモリ、１７・・・乗算器、１９・・・加算器、２１・・・帯域
通過楕円ディジタルフィルタ、２３・・・ＤＳＰ（ディジ
タル信号処理装置）

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】フィルタ係数｛ａ_1i，ａ_2i，ｂ_1i｝（ｉ＝
１，２，・・・，Ｎ／２、Ｎは偶数）に従って、入力ディ
ジタル信号をフィルタリングして出力するＮ次の帯域通
過楕円ディジタルフィルタと、通過帯域幅が同一で通過帯域の中心周波数がｆ_aとｆ_bで
ある既知の帯域通過楕円ディジタルフィルタのフィルタ
係数｛ａ_1i(ｆ_a)，ａ_2i(ｆ_a)，ｂ_1i(ｆ_a)｝と｛ａ_1i(ｆ
_b)，ａ_2i(ｆ_b)，ｂ_1i(ｆ_b)｝を用いて数式１及び数式２
に従って計算された直線係数ｋ_ajiとｋ_b1iと、通過帯域
幅が同一で通過帯域の中心周波数がｆ_rである既知の帯
域通過楕円ディジタルフィルタのフィルタ係数｛ａ
_1i(ｆ_r)，ａ_2i(ｆ_r)，ｂ_1i(ｆ_r)｝を記憶する記憶手段
と、【数１】ｋ_aji＝［ａ_ji(ｆ_b)−ａ_ji(ｆ_a)］／(ｆ_b−ｆ_a) ｉ＝１，２，・・・，Ｎ／２ｊ＝１，２【数２】ｋ_b1i＝［ｂ_1i(ｆ_b)−ｂ_1i(ｆ_a)］／(ｆ_b−ｆ_a) ｉ＝１，２，・・・，Ｎ／２前記帯域通過楕円ディジタルフィルタの目的中心周波数
と所定の中心周波数ｆ_rとのずれ量ｍΔｆを設定するず
れ量設定手段と、前記ずれ量設定手段から供給されるずれ量ｍΔｆと前記
記憶手段に記憶された直線係数ｋ_ajiとｋ_b1iをそれぞれ
乗算し、ｍΔｆ・ｋ_ajiとｍΔｆ・ｋ_b1iを求める乗算手
段と、前記乗算手段により求められた積と前記記憶手段に記憶
されたフィルタ係数の対応するもの同士を加算し、ａ_1i
(ｆ_r)＋ｍΔｆ・ｋ_a1i，ａ_2i(ｆ_r)＋ｍΔｆ・ｋ_a2i，ｂ
_1i(ｆ_r)＋ｍΔｆ・ｋ_b1iを求める加算手段と、前記加算手段により求められた値ａ_1i(ｆ_r)＋ｍΔｆ・
ｋ_a1i，ａ_2i(ｆ_r)＋ｍΔｆ・ｋ_a2i，ｂ_1i(ｆ_r)＋ｍΔｆ
・ｋ_b1iを前記帯域通過楕円ディジタルフィルタのフィ
ルタ係数｛ａ_1i，ａ_2i，ｂ_1i｝として設定することによ
り、前記帯域通過楕円ディジタルフィルタの中心周波数
をｆ_r＋ｍΔｆに設定する設定手段と、を備えることを特徴とする中心周波数可変型帯域通過楕
円ディジタルフィルタシステム。
【請求項２】設定されたフィルタ係数に基づいて入力デ
ィジタル信号をフィルタリングして出力する帯域通過楕
円ディジタルフィルタと、前記帯域通過楕円ディジタルフィルタの通過帯域の中心
周波数の単位変化に対する各前記フィルタ係数の変化量
を示す値と、所定中心周波数における前記帯域通過楕円
ディジタルフィルタのフィルタ係数を記憶する記憶手段
と、前記帯域通過楕円ディジタルフィルタの目的中心周波数
と前記所定中心周波数の差を設定する差設定手段と、前記差設定手段により設定された差と各前記変化量を示
す値を乗算する乗算手段と、前記乗算手段の乗算結果と前記記憶手段に記憶されてい
る前記所定中心周波数における各フィルタ係数の対応す
るもの同士を加算する加算手段と、前記加算手段の加算結果を前記帯域通過楕円ディジタル
フィルタの新たなフィルタ係数として設定するフィルタ
係数設定手段と、を備えることを特徴とする中心周波数可変型帯域通過楕
円ディジタルフィルタシステム。
【請求項３】フィルタ係数｛ａ_1i，ａ_2i，ｂ_1i｝（ｉ＝
１，２，・・・，Ｎ／２、Ｎは偶数）に従って、入力ディ
ジタル信号をフィルタリングして出力するＮ次の帯域通
過楕円ディジタルフィルタと、中心周波数が同一で通過帯域幅がＢ_aとＢ_bである既知の
帯域通過楕円ディジタルフィルタのフィルタ係数｛ａ_1i
(Ｂ_a)，ａ_2i(Ｂ_a)，ｂ_1i(Ｂ_a)｝と｛ａ_1i(Ｂ_b)，ａ
_2i(Ｂ_b)，ｂ_1i(Ｂ_b)｝を用いて数式３及び数式４に従っ
て計算された直線係数ｋ_ajiとｋ_b1iと、中心周波数が同
一で通過帯域幅がＢ_rである既知の帯域通過楕円ディジ
タルフィルタのフィルタ係数｛_a1i(Ｂ_r)，ａ_2i(Ｂ_r)，
ｂ_1i(Ｂ_r)｝を記憶する記憶手段と、【数３】ｋ_aji＝［ａ_ji(Ｂ_b)−ａ_ji(Ｂ_a)］／(Ｂ_b−Ｂ_a) ｉ＝１，２，・・・，Ｎ／２ｊ＝１，２【数４】ｋ_b1i＝［ｂ_1i(Ｂ_b)−ｂ_1i(Ｂ_a)］／(Ｂ_b−Ｂ_a)］ｉ＝１，２，・・・，Ｎ／２前記帯域通過楕円ディジタルフィルタの目的通過帯域幅
と所定の通過帯域幅Ｂ_rに対するずれ量ｍΔＢを設定す
るずれ量設定手段と、前記ずれ量設定手段から供給されるずれ量ｍΔＢと前記
記憶手段に記憶された直線係数ｋ_ajiとｋ_b1iをそれぞれ
乗算し、ｍΔＢ・ｋ_ajiとｍΔＢ・ｋ_b1iを求める乗算手
段と、前記乗算手段により求められた積と前記記憶手段に記憶
されたフィルタ係数の対応するもの同士を加算し、ａ_1i
(Ｂ_r)＋ｍΔＢ・ｋ_a1i，ａ_2i(Ｂ_r)＋ｍΔＢ・ｋ_a2i，ｂ
_1i(Ｂ_r)＋ｍΔＢ・ｋ_b1iを求める加算手段と、前記加算手段により求められた値ａ_1i(Ｂ_r)＋ｍΔＢ・
ｋ_a1i，ａ_2i(Ｂ_r)＋ｍΔＢ・ｋ_a2i，ｂ_1i(Ｂ_r)＋ｍΔＢ
・ｋ_b1iを前記帯域通過楕円ディジタルフィルタのフィ
ルタ係数｛ａ_1i，ａ_2i，ｂ_1i｝として設定することによ
り、前記帯域通過楕円ディジタルフィルタの通過帯域幅
をＢ_r＋ｍΔＢに設定する設定手段と、を備えることを特徴とする帯域幅可変型帯域通過楕円デ
ィジタルフィルタシステム。
【請求項４】設定されたフィルタ係数に基づいて入力デ
ィジタル信号をフィルタリングして出力する帯域通過楕
円ディジタルフィルタと、前記帯域通過楕円ディジタルフィルタの通過帯域幅の単
位変化に対する各前記フィルタ係数の変化量を示す値
と、所定通過帯域幅における前記帯域通過楕円ディジタ
ルフィルタのフィルタ係数を記憶する記憶手段と、前記帯域通過楕円ディジタルフィルタの目的通過帯域幅
と前記所定通過帯域幅の差を設定する差設定手段と、前記差設定手段により設定された前記差と前記記憶手段
に記憶された各変化量を示す値を乗算する乗算手段と、前記乗算手段の乗算結果と前記記憶手段に記憶された前
記所定通過帯域幅における各フィルタ係数の対応するも
の同士を加算する加算手段と、前記加算手段の加算結果を前記帯域通過楕円ディジタル
フィルタの新たなフィルタ係数として設定するフィルタ
係数設定手段と、を備えることを特徴とする帯域幅可変型帯域通過楕円デ
ィジタルフィルタシステム。