JPH08508632A - Ｉ／ｑ直交位相変調器回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 特に、ＬＯ入力直交信号の位相誤差を補正するためのＩ／Ｑ直交位相変調器／復調器回路。上記回路は、下方のポートにＩ及びＱ信号が印加され、上方のポートに、和と差の制限された直交する差分信号が印加される１対のギルバートセル形乗算器を使用する。これにより、ＬＯの位相誤差に対する回路の反応は低下し、側波帯（画像）の抑制は典型的に一つのギルバートセル形乗算器を使用する従来の回路よりも改善される。

Description

【発明の詳細な説明】 Ｉ／Ｑ直交位相変調器回路 本発明はＩ／Ｑ直交位相変調器／復調器の電気回路に関する。 発明の背景 ディジタル式ＨＰＭＸ−２００１通信装置用の直交ミクサーは周知である。例 えば、ＤＣの２０００ＭＨｚの周波数範囲とＤＣの７００ＭＨｚの帯域幅で作動 する典型的な局部発振器（ＬＯ）を含むシリコンモノリシック形の直交位相シフ トキーイングされた変調器がある。かかる装置は、特に、ディジタル式のセル形 ラジオ、ＲＦデータリンク、ベクトル発生器、変調器及び復調器、単側波帯ミク サーに使用される。この種のチップの典型的なＩ／Ｑミクサーの性能は、ＬＯの 信号の直交性の質によって制限される。直交位相誤差は、処理の変化、回路部品 の不整合及び回路の寄生により誘起される。その上、正確な広帯域直交移相器を 作ることは困難である。複素ベクトル変調器／復調器においてＩ及びＱのＬＯ信 号の位相誤差は、例えば、ＡＤＣ（ＩＳ−５４）及びＧＳＭディジタルセル形電 話の送信器用の装置仕様に適合させるため側波帯の抑制臨界を制限する。 発明の概要 本発明の目的は改良された性能を有する直交位相ミクサー回路を提供すること である。 本発明の他の目的は、直交ＬＯ信号の位相誤差に実質的に反応しない直交位相 ミクサー回路を提供することである。 本発明の一面によれば、直交ミキサー回路は、各々がトップポートとボトムポ ートを有する二つのギルバートセル形乗算器からなる。 和と差の制限された直交する差分信号がギルバートセル形乗算器のトップポート に印加される。これにより、ＬＯの位相誤差に対する回路の応答性は低下し、側 波帯（画像）の抑制は典型的に一つのギルバートセル形乗算器を使用する従来の 回路よりも改善される。 本発明を特徴付ける新規性の種々の特徴は、特に、本明細書に添付され、開示 の一部分を形成する請求の範囲に記載されている。本発明と、その動作の利点と 、その使用により得られる特定の目的をより良く理解するため、本発明の好まし い実施例が例示、説明されている添付図面及び詳細な説明を参照する必要がある 。 図面の簡単な説明 図１は従来のギルバートセル形乗算器の回路構成図である。 図２は差動ペアの等価回路の構成図である。 図３は本発明に従って直交位相変調器／復調器回路として使用されるミクサー の一形態の回路構成図である。 図４は本発明の直交位相変調器／復調器回路の他の形態の回路構成図である。 好ましい実施例の詳細な説明 ギルバートセル形乗算器は周知である。例えば、１９７７年にＷｉｌｅｙ社か ら発行されたグレイ（Gray）とメイヤー（Meyer）著の「アナログ集積回路（Ana log Integrated Circuits）」を参照のこと。ギルバートセル形乗算器は、ＩＣ のバランスされた乗算装置において４−象限の乗算が可能になるエミッター結合 されたセルの変形である。図１には典型的なギルバートセル形乗算器１０が示さ れている。ギルバートセル形乗算器１０は、番号１１が付けられたエミッタ結合 されたトランジスタのペアＱ１及びＱ２と、クロスカップリングされ、番号１２ 及び１３が夫々付けられたエミッタ結合ペアＱ３及びＱ４とＱ５及びＱ６の直列 結合によって表わされている。Ｌ Ｏ信号用の二つのトップポートと、ＲＦ信号用の二つのボトムポートが設けられ ている。参考としてここに引用した上記文献には乗算器の動作の詳細な説明が記 載されているが、本発明を理解するためにその詳細な説明をここで繰り返す必要 はない。ＬＯ信号は、正の信号が各ペアの外側の両方のトランジスタＱ３及びＱ ６に流れ、負の信号が各ペアの内側の両方のトランジスタＱ４及びＱ５に流れる よう印加されることに注意が必要である。 簡単のため、各トランジスタペアは回路ブロック２０で置き換えられているの で、図２の左側に示された回路の一部は、以下、差動ペアと呼ばれ、右側の回路 の一部と等価である。従って、回路ブロック２０はトランジスタペア１１、１２ 及び１３の各々に対応する。 図３は本発明の直交変調器／復調器回路の一形態を示す図であり、同一の参照 番号は同一の素子を示している。二つの同一のギルバートセル形乗算器２１、２ ２が設けられている点で図１と相違しているが、各ギルバートセル形乗算器２Ｌ ２２は、信号の接続を除いて図１の回路１０と同じである。図３の回路において 、左側の下方の差動ペアのポート３０、３１には、ＶＩと呼ばれる正及び負のＩ （同相）信号が供給されている。右側の下方の差動ペアのポート３２、３３には 、ＶＱと呼ばれる正及び負のＱ（直交）信号が供給されている。左側の左の差動 ペアのトップポート３４、３５には、Ｖ１と呼ばれる正及び負の信号が供給され ている。右側の左の差動ペアのトップポート３６、３７には、Ｖ２と呼ばれる正 及び負の信号が供給されている。左側の右の差動ペアのトップポート３８、３９ には、Ｖ３と呼ばれる正及び負の信号が供給されている。右側の右の差動ペアの トップポート４０、４１には、Ｖ４と呼ばれる正及び負の信号が供給されている 。ギルバートセル形の回路４５は、Ｖｏｕｔと呼ばれる正及び負の出力を提供す る。これは、以下に説明する加算機能に対応している。 本発明によれば、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３及びＶ４は以下のように定められる： Ｖ１ ＝ ｓｉｎω₁ｔ−（−ｃｏｓω₁ｔ） ＝ ｓｉｎω₁ｔ＋ｃｏｓω₁ｔ （１） Ｖ２ ＝ ｃｏｓω₁ｔ−（−ｓｉｎω₁ｔ） ＝ ｃｏｓω₁ｔ＋ｓｉｎω₁ｔ （２） Ｖ３ ＝ ｓｉｎω₁ｔ−ｃｏｓω₁ｔ （３） Ｖ４ ＝ −ｃｏｓω₁ｔ−（−ｓｉｎω₁ｔ） ＝ ｓｉｎω₁ｔ−ｃｏｓω₁ｔ （４） 式中、ω₁はＬＯの周波数である。 上記信号は、図１のギルバートセル形乗算器の上方のポートに供給される信号 に対応する正及び負のＬＯ信号が入力された通常のＩＣの移相器から直交出力と して供給される。上式（１）乃至（４）により直交するＬＯの項の和及び差の項 が得られる。たとえ位相誤差の項が上式（１）乃至（４）に導入されても、直交 ＬＯ信号が位相誤差だけを含む場合、本発明の変調器／復調器のアーキテクチャ ーの独特の特性により上記誤差が本質的に補正されることを実証することが可能 である。従って、直交ＬＯ信号の振幅は実質的に等しく維持される必要がある。 これは、以下に図４を参照して説明する如く、直交移相回路網の一部の増幅器を 制限することにより実現される。 本発明の回路の動作を説明するため変調波形を調べる。Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３及び Ｖ４には、直交位相乗算器の上方の差動ペアをスイッチオン／オフするために十 分な大きさの振幅（〉５Ｖ_T）がある。数通りのＶ_TをスイッチングするＶ１乃至 Ｖ４の制限動作のため、Ｖ１乃至Ｖ４の振幅が十分に大きく、差動Ｖ_I及びＶ_Q信 号を＋１と−１で交互に乗算し得る場合、直交位相乗算器の変調ポート（ペアＶ １、Ｖ２及びＶ３、Ｖ４）と線形ポート信号（差動Ｖ_I及びＶ_Q）にフーリエ級数 展開を使用してもよい。 乗算器２１及び乗算器２２のコレクタ電流は、出力電流の整相（＋／−１８０ ゜）に依存して上方／下方の側波帯を阻止するため、互いに加算される。 直交位相乗算器の出力は、 Ｖ_OUT＝Ｋ₃〔Ｖ１（ｔ）Ｖ_I（ｔ）〕 −Ｋ₄〔Ｖ３（ｔ）Ｖ_Q（ｔ）〕 （５） ＝Ｋ₃ΣＡ_nｓｉｎ（ｎω₁ｔ＋４５゜）Ｖ_I（ｔ） −Ｋ₄ΣＡ_nｓｉｎ（ｎω₁ｔ−４５゜）Ｖ_Q（ｔ） （６） と表わされ、式中、 Ａ_n＝（ｓｉｎ（ｎπ／２））／（ｎπ／４） （７） であり、Ｋ₃＝Ｋ₃＝Ｋは、小さい信号入力から出力への乗算器の利得の大きさを 表わしている。ここで、 Ｖ_I（ｔ）＝Ａｓｉｎω_m ｔ （８） Ｖ_Q（ｔ）＝Ａｃｏｓω_m ｔ （９） と表わす。 式（８）及び（９）を式（５）に代入すると、 Ｖ_OUT＝ Ｋ〔ΣＡ_nｓｉｎ（ｎω₁ｔ＋４５゜）（Ａｓｉｎω_mｔ） −Ａ_nｓｉｎ（ｎω₁ｔ−４５゜）（Ａｃｏｓω_mｔ）〕 （10） が得られ、式中、 Ａ_n＝（ｓｉｎ（ｎπ／２））／（ｎπ／４） （11） である。 式（１０）に三角関数の恒等式を適用することにより、 Ｖ_OUT＝Ｋ〔Σ（1/2Ａ_nＡ） 〔ｃｏｓ（ｎω₁ｔ＋４５゜−ω_mｔ） −ｃｏｓ（ｎω₁ｔ＋４５゜＋ω_mｔ）〕 −Σ（1/2ＡnＡ） 〔ｓｉｎ（ｎω₁ｔ−４５゜＋ω_mｔ） ＋ｓｉｎ（ｎω₁ｔ−４５゜−ω_mt）〕〕 （12） が得られる。 ω_l近傍の項だけに着目することにより（他の高次の項は全てフィルタリング され）、 Ｖ_OUT＝1/2ＫＡ₁Ａ 〔ｃｏｓ（ω₁ｔ＋４５゜−ω_mｔ） −ｃｏｓ（ω₁ｔ＋４５゜＋ω_mｔ） −ｓｉｎ（ω₁ｔ−４５゜＋ω_mｔ） −ｓｉｎ（ω₁ｔ−４５゜−ω_mｔ）〕 （13） が得られる。 ｓｉｎ（ω₁ｔ−４５゜＋ω_mｔ） ＝−ｃｏｓ（ω₁ｔ＋４５゜＋ω_mｔ） （14） と、 ｓｉｎ（ω₁ｔ−４５゜−ω_mｔ） ＝−ｃｏｓ（ω₁ｔ＋４５゜−ω_mｔ） （15） を使用する場合、式（１４）及び（１５）を式（１３）に代入することにより、 Ｖ_OUT＝1/2ＫＡ_lＡ 〔ｃｏｓ（ω₁ｔ＋４５゜−ω_mｔ） −ｃｏｓ（ω₁ｔ＋４５゜＋ω_mｔ） ＋ｃｏｓ（ω₁ｔ＋４５゜＋ω_mｔ） ＋ｃｏｓ（ω₁ｔ＋４５゜−ω_mｔ）〕 （16） が得られる。 同類項を集めることにより、 Ｖ_OUT＝ＫＡ₁Ａ〔ｃｏｓ（ω₁ｔ−ω_mｔ＋４５゜）〕 （17） が得られ、式中、ω₁ｔ−ω_mｔは、所望通りの低い方の側波帯の項を表わし、 Ａ₁＝（ｓｉｎ（π／２））／（π／４）＝４／π （18） であり、かつ、ＡはＩ及びＱの差分入力信号の入力振幅を表わし、Ｋは小さい信 号乗算器の利得を表わす。 上記説明により、位相誤差が存在する場合であっても、直交ＬＯ信号のギルバ ートセル形ペアへの特有な適用によって直交ＬＯの位相の質には無関係に完全な 側波帯の阻止が行われることが実証される。実際の適用において、＋／−１０° までの位相誤差の場合、有意なレベルの不所望な（阻止される）側波帯は生じな い。 図４には本発明の一実施例の回路が示されている。ギルバートセル形乗算器２ １、２２及びその出力４５は、図３の回路と同一である。Ｉ及びＩＮは、図３の ＋ＶＩ及び−ＶＩに対応している。“Ｎ”および“／”は、場合によっては記号 の上に横棒で示されることがある反転した位相信号を表わしている。Ｑ及びＱＮ は図３の＋ＶＱ及び−ＶＱに対応している。ＬＯ及びＬＯＮは、通常の直交ＬＯ 信号に対応している。図４の上記入力信号は、制限増幅器５０によって増幅され 、通常の９０°移相器５１に入力される。移相器５１の出力である直交ｓｉｎ及 びｓｉｎ／と、ｃｏｓ及びｃｏｓ／信号は、制限増幅器５３、５４によって再び 増幅され、上記信号Ｖ１−Ｖ４に対応して示されているように入力として乗算器 ２１及び２２に供給される。従って、Ｖ１＝ｓｉｎ−ｃｏｓ／＝ｓｉｎ＋ｃｏｓ ；Ｖ２＝ｃｏｓ−ｓｉｎ／＝ｃｏｓ＋ｓｉｎ；Ｖ３＝ｓｉｎ−ｃｏｓ＝ｓｉｎ− ｃｏｓ；Ｖ４＝ｃｏｓ／−ｓｉｎ／＝ｓｉｎ−ｃｏｓが得られる。回路４５の出 力は通常の加算器５５において加算され、所望の信号ＯＵＴ及びＯＵＴＮがその 加算器５５の出力に得られる。変調器として使用される場合、出力は直交ＩＦ信 号である。 本発明は図４の具体的な回路に限定されることはなく、上述の如く、ギルバー トセル形乗算器のペアに供給されるべき所望の和と差の制限された直交する差分 信号を生成する別の方法は、本発明の目的の範囲内にあると考えられることが理 解できる。 好ましい実施例に関連して本発明を説明したが、上述の原理の範囲内にある他 の例は当業者にとって明らかであるので、本発明は上記好ましい実施例に限定さ れることはなく、かかる他の例を含むこ とを意図していることが理解できる。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． （ａ）第１及び第２の乗算手段と、 （ｂ）Ｉ入力信号を第１の乗算手段に印加する手段と、 （ｃ）Ｑ入力信号を第２の乗算手段に印加する手段とからなる、Ｉ／Ｑ直交位 相ミクサーであって： （ｄ）位相が反転している信号Ｖ１及びＶ２を上記第１の乗算手段に供給する 手段と、 （ｅ）位相が反転し、Ｖ１及びＶ２に対し直交している信号Ｖ３及びＶ４を上 記第２の乗算手段に供給する手段と、 （ｆ）上記第１の乗算手段と上記第２の乗算手段の出力信号を結合する手段と を更に有することを特徴とするミクサー。 ２． 上記第１及び第２の乗算器はギルバートセル形乗算器である請求項１記載 のＩ／Ｑ直交位相ミクサー。 ３． 各ギルバートセル形乗算器は第３の差動ペアに直列接続された第１及び第 ２の差動ペアからなり、該信号が上記第１、第２、及び第３の差動ペアに夫々印 加される、請求項２記載のＩ／Ｑ直交位相ミクサー。 ４． 上記結合手段は加算手段からなることを特徴とする請求項１乃至３のうち いずれか１項記載のＩ／Ｏミクサー。 ５． 受信及び処理手段は、局部発振器の信号の振幅を制限する手段を含む請求 項１乃至４のうちいずれか１項記載のＩ／Ｑ直交位相ミクサー。 ６． 受信及び処理手段は９０゜の移相器を含む請求項１乃至５の うちいずれか１項記載のＩ／Ｑミクサー。 ７． 請求項１乃至６のうちいずれか１項記載のミクサーよりなる送信器。