JPH084944B2 - 制御可能な個別電流パルスを発生する給電回路 - Google Patents

制御可能な個別電流パルスを発生する給電回路

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JPH084944B2 JP5038664A JP3866493A JPH084944B2 JP H084944 B2 JPH084944 B2 JP H084944B2 JP 5038664 A JP5038664 A JP 5038664A JP 3866493 A JP3866493 A JP 3866493A JP H084944 B2 JPH084944 B2 JP H084944B2
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Description

【発明の詳細な説明】
【産業上の利用分野】この発明は、一次側に直流電流を
供給し、制御して充放電できる貯蔵コンデンサがあり、
二次回路に負荷を有する変圧器を備えた、特に抵抗溶接
用の制御可能な個別電流パルスを発生する給電回路に関
する。
【従来の技術】例えば抵抗溶接技術の種々の応用には、
短いパルス期間と強い電流強度の電流パルスが要求され
る。個々のパルスの間には、かなり期間の長い電流休止
期間がある。つまり、パルスの有効値が全サイクル時間
（パルス期間とそれに続く休止期間）に関する有効値の
数倍になる。この種のパルス状電流の授受は給電回路網
に顕著なあるいは許容できない作用を及ぼす。電流パル
スは一般に単相でしか必要とされない。電流パルスを通
常の単相変圧器で供給する場合には、回路網の一相だけ
に負荷が加わる。負荷の加わる相に乱れた反作用を無視
しても、未だ望ましくない非対称が多相回路網に生じ
る。給電回路網への望ましくない反作用をできる限り低
減しておくため、コンデンサからパルス電力を取り出
し、このコンデンサをパルス休止期間に充電し、次いで
急激に放電することが知られている。この場合、充電時
間はその都度充電時間の数倍になるので、回路網に負担
が加わる整流で生じた充電電流はパルス電流より小さ
く、回路網からの電流の授受はそれに応じて時間的に相
殺される。充電電流を三相整流回路で発生させるなら、
給電回路網の相電流は更に低減され、しかも位相には対
称に負荷が加わる。上記回路では、放電電流のピーク値
がコンデンサで得られる充電電圧に直接依存する。充電
電圧をその都度所定値に制限して、個別パルスの電力値
を簡単に制御できる。それにも係わらず、この回路原理
の応用分野は今のところ強く制限されている。何故な
ら、放電が一度始まると時間経過にあって殆ど調整でき
ないからである。それ故、パルス波形は実際上放電側、
特に負荷回路の特性によって与えられるか、あるいは決
まる。放電回路に制御可能な半導体を使用する場合で
も、せいぜいパルス電流の上昇やパルス電流の降下速度
が制限された状態で生じるに過ぎない。このような作用
には必ず制御素子の電力損失が付随する。しかし、多く
の応用には、パルス期間にわたって個別パルスの波形、
つまり時間的な電流変化に大きな影響を与える必要があ
る。このような場合に対して、所謂インバータ回路でパ
ルスを発生させることが知られている。この回路では、
（多相の）交流電圧を先ず整流し、発生した直流電圧を
トランジスタのブリッジ回路で高周波に細分する。次い
で、このように形成された中間周波数の交流電流を溶接
変圧機に導入し、負荷回路中で電力ダイオードで整流す
る。溶接パルスの制御はこの変圧機の一次側で行われ
る。つまり、中間周波数のサイクルで制御され、整流さ
れた個別パルスが生じ、これ等の個別パルスが負荷回路
中で順次電流波形を決める。従って、個別パルスの時間
的な制御、ないしは「整形」に関する高度な要請を基本
的に満たすことができる。しかし、溶接電流パルスの基
本周期が得られ、つまりパルス状の負荷が給電回路網に
完全に反作用を及ぼすので、パルス状電力の授受に難点
がある。他の難点は、負荷回路に大電流ダイオードを使
用することであり、（何れにせよ溶接技術の多くの応用
に対して）上記のように形成された電流パルスが必ず整
流されたパルスであると言う事情にある。
【発明が解決しようとする課題】それ故、この発明の課
題は、コンデンサ充放電回路の上記利点を維持している
が、変圧器の一次側への制御作用でもって、パルス波形
へ影響を与えたり、プログラムすることおよびパルス電
力の制御が行える、冒頭に述べた種類の給電回路を提供
することにある。
【課題を解決するための手段】上記の課題は、この発明
により、冒頭に述べた種類の給電回路のにあって、貯蔵
コンデンサＣと変圧器Ｔｒの間に接続された同じ容量の
二つの補助コンデンサＣ１，Ｃ２を設け、前記補助コン
デンサがそれぞれ一つの充電制御部Ｔ１，Ｔ２を介して
前記貯蔵コンデンサＣに、またそれぞれ一つの放電制御
部Ｔ３，Ｔ４を介して変圧器Ｔｒの一次側に接続され、
その場合、貯蔵コンデンサＣに貯蔵された電荷が使用時
に前記補助コンデンサの放電により著しく低減しない程
度に、貯蔵コンデンサＣの容量が補助コンデンサＣ１，
Ｃ２の容量に比べて大きく、前記補助コンデンサＣ１，
Ｃ２が放電回路のインダクタンスと共にそれぞれ一つの
並列共振回路を形成し、更に、前記補助コンデンサ
Ｃ１，Ｃ２を交互に周期的に制御して充放電し、蜜な列
の部分パルスｋを発生させるため、充電制御部Ｔ１，Ｔ
２と放電制御部Ｔ３，Ｔ４に接続する制御部２を設け、
前記蜜な列の部分パルスｋが変圧器Ｔｒを経由して供給
され、それぞれ発生させるべき電流パルスＫの一つを形
成し、前記制御部２によって定まる部分パルスｋの繰り
返し周波数ｆｋが前記共振回路の固有周波数に一致する
ように前記制御部２が構成されている、ことによって解
決されている。この発明による他の有利な構成は、特許
請求の範囲の従属請求項に記載されている。
【作用】この発明による給電回路は、言わば、コンデン
サ充放電の利点と技術的な可能性をインバータ回路のそ
れ等に一致させたものである。つまり、発生させるべき
各パルスに対して必要な電力をその都度貯蔵コンデンサ
で準備し、中間にあるパルス休止期間にこの貯蔵コンデ
ンサを充電するので、スパイク状の電力の授受に起因す
る冒頭の述べた回路網の反作用が大幅に緩和され、回路
の接続出力をパルス・デューティ比に応じて低減させ
る。他方、各個別部分パルスを適当に決めるので、パル
ス波形（包絡線）を必要に応じて整形でき、プログラム
化できる。特に、多数の電流ステップを保持したり、電
流強度の再上昇を伴う「切れ目」を入れることもパルス
期間中に可能である。その場合、上昇速度および降下速
度は部分パルスの周波数（通常、商用周波数の整数倍）
での共振の上昇速度および降下速度に一致する。つま
り、立ち上がりの急激なパルス波形が得られる。最後
に、二次回路に電力半導体を必要とせず、回路の構成に
応じて（同じ極性の部分パルスから成る）直流電流パル
スや、交番極性の部分パルスから成る）交流電流パルス
も発生させることができる。
【実施例】以下では、添付図面を参照しながら好適実施
例に基づき、この発明をより詳しく説明する。図１の給
電回路には、入力側に交流電流回路網から給電される通
常の整流部１がある。この直流出力端には貯蔵コンデン
サＣが接続されている。この貯蔵コンデンサＣは適当な
制御部、主にトランジスタＴで制御されて充電される。
出力側には、この回路が変圧器Ｔｒを有し、この変圧器
の二次回路に純抵抗Ｒで示してある負荷が接続されてい
る。例えば、特にスポット溶接用の抵抗溶接機械の溶接
電極を有する「窓」が大切であって、負荷は実質上溶接
区間によって形成される。この給電回路は、変圧器Ｔｒ
を介して負荷電流回路に導入される制御可能な個別電流
パルスを発生させるためにある。パルスの発生には、貯
蔵コンデンサＣと変圧器Ｔｒとの間に接続されている同
じ容量の二つの補助コンデンサＣ１とＣ２が使用され
る。この場合、貯蔵コンデンサＣの容量は補助コンデン
サＣ１とＣ２の容量の数倍になる。上記補助コンデンサ
は共通の充電抵抗Ｒ１とそれぞれ一つの充電制御部Ｔ１
とＴ２を介して貯蔵コンデンサに接続されていて、更に
それぞれ一つの放電制御部Ｔ３とＴ４を介して変圧器の
一次側（この実施例では、単純な一次巻線の同じ二つの
端部）に接続されている。補助コンデンサＣ１とＣ２の
貯蔵コンデンサＣからの充電や、変圧器Ｔｒを介する放
電は、以下に詳しく説明する他の制御手段２により交互
にしかも周期的に制御される。この制御手段２には、図
示のように、制御部Ｔ１〜Ｔ４の制御電極が接続されて
いる。トランジスタＴを介する貯蔵コンデンサＣの周期
的な充電もこの制御部で行われる。補助コンデンサを制
御して充電するには、充電制御部として主にトランジス
タが使用されている。これに反して、放電制御部として
サイリスタあるいはトランジスタも使用できる。図２に
基づき以下に説明するように、両方の補助コンデンサを
交互に充放電すると、変圧器Ｔｒを介して送られる密な
間隔配列の部分パルスｋが生じる。蜜に並んでいるその
ような列の部分パルスｋは、それぞれ発生させるべき電
流パルスＫの一つを形成する。その場合、補助コンデン
サＣ１とＣ２の各々が放電回路のインダクタンスと共に
並列共振回路を形成すること（図４に基づき下に更に説
明される）、および制御手段２で決まる部分パルスＫの
サイクル周波数ｆＫがこの共振回路の固有周波数に一致
していることが重要である。図１の回路例、および図２
と図３の対応するグラフでは、部分パルスｋが同じ極性
を有するので、発生する二次側の電流パルスＫは直流電
流パルスである。図２のグラフでは、簡単のため、直流
電流の矩形波パルスＫを発生させるため先ず両方の部分
パルスｋの振幅が同じであると仮定する。図２ａのタイ
ミンググラフによれば、貯蔵コンデンサＣは、充電状態
から始めて、発生させるべき一つの電流パルスの期間ｔ
Ｋの間、それぞれ段階的に部分パルスのサイクルで残留
電圧まで放電される。充電トランジスタＴはこの間遮断
されている。次いで、二つの電流パルスＫの間のパルス
休止期間ｔｐの間には、トランジスタが導通して、貯蔵
コンデンサが整流部１から充電される。貯蔵コンデンサ
Ｃの充電電圧と容量は、蓄えた電荷が次の電流パルスＫ
の間まで確実に充分であるように設計されている必要が
ある。部分パルスの配列を形成するため、トランジスタ
Ｔ１とＴ２を交互に周期的に制御して、補助コンデンサ
Ｃ１，Ｃ２を貯蔵コンデンサから一定の電圧に充電す
る。次に、その都度、つまり同じように交互に、しかも
同じ周期でＴ３とＴ４を制御して、補助コンデンサが変
圧器Ｔｒを介して放電する。部分パルスｋの一つの列の
間毎の電圧Ｕｃ１とＵｃ２の経過は図２ｂから明らかで
ある。この場合、図２ａによる貯蔵コンデンサＣで進行
する充電電圧の低下は周期的な電荷の受入れと二つの補
助コンデンサを経由した電荷の供給により生じる。補助
コンデンサの一方が変圧器を経由して放電する毎に、図
２ｃの部分パルスｋが発生し、このような連続する多数
の部分パルスｋが電流パルスＫを形成する。各部分パル
スの振幅はこのパルスを出力する補助コンデンサの充電
電圧、および変圧器とその二次側に接続された負荷とで
形成される放電電流回路によって定まる。一つの電流パ
ルスＫのパルス期間はそれぞれサイクル時間ｔＫと部分
パルスｋの数で与えられる。従って、制御手段２に多数
の部分パルスｋを入力させて（所定のクロック周波数
で）電流パルスＫの長さが容易に調整できる。各個別部
分パルスの振幅を制御して定めると、電流パルスＫの形
状（包絡線）あるいは時間経過を正確に決めることで
き、プログラム化することもできる。これは、制御手段
２から補助コンデンサの充電電圧のピーク値を予め設定
ないしはプログラム化し、しかも測定して行われると効
果的である。これは、それ自体公知で詳しく図示しない
回路手段で可能である。その場合、貯蔵コンデンサＣの
電圧が低下した場合でも、補助コンデンサの所定の充電
電圧を得るのに必要な最大充電期間が部分パルスのサイ
クル時間ｔＫより必ず短いように、補助コンデンサ
Ｃ１，Ｃ２をトランジスタＴ１，Ｔ２で交互に充電す
る。これは、実質上充電トランジスタＴ１，Ｔ２の抵抗
を制御して、また場合によっては、充電抵抗Ｒ１を決め
て達成される。各部分パルスの電力あるいは振幅が当該
補助コンデンサの充電電圧を指定して決まるので、貯蔵
コンデンサの電圧Ｕｃの可変値は重要でなく、部分パル
スの列の始まり毎で、形成すべき電流パルスの全電力が
貯蔵コンデンサ中に含まれる程度にＵｃが高くなるか、
あるいは列の最後の部分パルスの残留電圧が補助コンデ
ンサを時間ｔＫで充分充電するのに充分高いことを保証
するだけでよい。同じ理由により、貯蔵コンデンサを充
電する供給電源回路網の電圧変動は、部分パルスｋや電
流パルスＫの形成に影響を与えない。基本的には、貯蔵
コンデンサが常時整流部１に直結し、トランジスタＴに
よる整流部１の充電制御を省いてもよい。他方、重要な
ことは、電力の授受が回路網から時間的に相殺される、
つまり電源回路網の負荷電流の実効値が大体デューティ
比ｔＫ／ｔｐ（例えば点溶接機械の作業によって決ま
る）に応じて、パルス電流の実効値に比べて低下するこ
とにある。図３ａと図３ｂはプログラム化された電流パ
ルスＫの波形の二つの例を示す。この場合、電流パルス
Ｋの全期間はそのパルス列の部分パルスｋの数で決ま
り、電流パルスＫの波形あるいは時間経過は連続する部
分パルスｋの振幅で決まる。明らかなように、パルス期
間によって、電流強度のステップや一時的な電流降下も
電流強度の再上昇を伴う中間最小値に簡単に設定でき
る。制御手段２は、図１に模式的に示すように、入力部
３と制御部４に分割すると合理的である。制御部４から
特に制御部材ＴとＴ１〜Ｔ４を周期的に開閉するための
制御導線が出ている。入力部３には、パルス期間（部分
パルスの数）や電流強度、電流パルスの始まりのスター
ト信号のような目標値を入力するための入力導線５が示
してある。当然、特に電流パルスの波形をプログラムす
るため、固有のプログラム部が接続されているか、ある
いは入力部３に組み込まれている。変圧器Ｔｒの二次回
路から入力部３に向かう信号導線６で暗示してあるよう
に、部分パルスｋの二次電流の瞬間値を検出しても大変
効果的である。制御部２内には、二次電流に対する目標
値と実測値の比較が継続して行われ、それから補助コン
デンサの充電電圧に加減してパルス電流の自動調整を導
くことができる。更に上に説明したように、部分パルス
の周波数ｆｋ＝１／２ｔｋは、各補助コンデンサとその
放電電流回路で構成される共振回路の固有周波数に一致
する。（期間ｔｋの部分パルスｋは半波として理解すべ
きであり、これ等の半波は、例えば同じ極性の図１と図
２の例の場合で、両方の補助コンデンサの一方から出る
ので、補助コンデンサの放電の周期２ｔｋとなる）。更
に、上記並列共振回路に対して関係式、
【外１】ここで、 Ｃ＝補助コンデンサの容量 Ｌ＝放電回路のインダクタンス Ｒ＝放電回路の純抵抗 である。この共振回路に関する若干の標準的な関係とこ
の回路の動作を以下に図４の充電回路の等価回路図に基
づきより詳しく考察する。この等価回路では、制御部材
Ｔ３やＴ４が除去されている。何故なら、それ等のイン
ピーダンスは放電期間中零と見なされるからである。こ
こで、
【外２】 Ｒ１，Ｒ２ ＝ 一次および二次巻線抵抗 Ｌｎ ＝ 変圧器の主インダクタンス Ｌｓ ＝ 二次コイルのインダクタンス Ｒｓ ＝ 負荷および残りの二次抵抗 Ｌｚ ＝ 一次側の付加インダクタンス（場合に
よって） Ｌｐ ＝ 並列インダクタンス（場合によって） を意味する。共振回路の固有周波数は放電回路のパラメ
ータと変圧器の変換比を設定して選択できる。この固有
周波数はできる限り高く（何れにしても給電回路網の周
波数の数倍に）設定すると効果的であるので、部分パル
スの期間ｔｋはできる限り短くなる。このことから、よ
り小さいパルス変圧器、急激なパルス立ち上がり勾配、
電流パルスの少ない残留リップル、および電流パルスを
形成する場合に多数の「微細な」ステップを設ける可能
性が生じる。容易に理解できるように、電流強度の最大
可変速度は、部分パルスの立ち上がり勾配、従って共振
回路の固有周波数で定まる。所望の固有周波数を設定す
るためには、回路のインダクタンスＬを並列インダクタ
ンスＬｐで低減させるか（例えば、変圧器の磁心の空隙
を広くする）、あるいは、必要であれば、付加的な直列
インダクタンスＬｚで増大させてもよい。減衰する周期
的な振動に対して共振回路のパラメータを決めると、特
に効果的である。これは、周知のように、４Ｌ−Ｒ２Ｃ
＜０である場合に当てはまる。補助コンデンサの一方が
放電する毎に、このように減衰する振動の第一半波が出
力する。各半波の終わりの電圧零点は制御部で設定され
る（図１の導線６で暗示されている）。従って、これ等
の補助コンデンサの充放電の周期的な制御が共振回路の
固有周波数で自動的に行える。放電は周期的な限界状態
（４Ｌ−Ｒ２Ｃ＝０）の振動形状で行われるなら、自動
化のため、しきい値電圧を予め指定する必要があり、振
動の瞬間値によりこのしきい値を越えると、上に説明し
た電圧零点と同じ効果が得られる。二次回路の実測値検
出の前提となる「内部」制御を各部分パルスの振幅にも
応用すると効果的である。測定された各部分パルスの電
流強度に基づき、制御手段で補助コンデンサの充電電圧
が次に続く部分パルスに対して設定される。こうして、
自動的に電力の流れが一定に維持されるか、あるいはそ
れに応じてプログラム化された経過をたどる、つまり、
給電回路網の電圧変動、あるいは負荷抵抗の変化（例え
ば点溶接時の溶接区間）、あるいは電流パルスの期間中
ないしはパルス休止期間中に生じる充電回路の他の変化
により影響されない。自動的に行われる制御の観点から
も、放電回路の固有周波数が高いと有利である。図５の
別な回路では、入力側は貯蔵コンデンサまでこのコンデ
ンサで、例えば図１のように構成されいるので、これ以
上図示しない。この別な回路は変圧器Ｔｒ′を使用し、
この変圧器の一次巻線が中間タップを有する点で、上記
の回路例と相違する。両方の補助コンデンサＣ１，Ｃ２
は一方の極を中間タップに、また各放電制御素子Ｔ３，
Ｔ４を介して他方の極を一次巻線の２分割部の反対側の
端部に接続している。図５に矢印で示すように、両方の
補助コンデンサを交互に放電する場合、電流の方向は一
次側に、次いで二次側にそれぞれ逆転する。従って、交
番極性を有する部分パルスｋの列が生じる。直流電流パ
ルスが形成される図１の回路とは逆に、図５の回路例は
交番電流パルスを発生する。その外では、図１の実施例
に示した上記全ての構成と配慮は実質上不変である。
【発明の効果】この発明によって得られる利点は、特に
コンデンサ充放電回路の利点を維持し、変圧器の一次側
への制御作用でもって、パルス波形への影響やプログラ
ム化およびパルス電力の制御が行えることにある。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明による給電回路の第一実施例の単純化
された原理回路図である。
【図２】図１の回路で異なった電流値の時間経過を示
し、ａ）貯蔵コンデンサＣの電圧Ｕｃ，ｂ）二つの補助
コンデンサＣ１とＣ２の電圧Ｕｃ１とＵｃ２（グラフ
ａ）のＵｃに対するより大きい電圧単位）、ｃ）部分パ
ルスの列の電流波形（部分パルスの最大振幅値は同じと
仮定されている）。
【図３】部分パルスを設定してパルス波形（包絡線）を
どのように構成するかを示す二つの例ａ）とｂ）の波形
図である。
【図４】二つの補助コンデンサの（共通の）放電回路の
等価回路である。
【図５】交番極性の部分パルスから交番電流パルスを発
生する他の回路例の単純化された部分回路図である。
【符号の説明】
１ 整流部 ２ 制御手段 ３ 入力部 ４ 制御部 ５ 入力導線 ６ 制御入力端 Ｃ 貯蔵コンデンサ Ｃ１，Ｃ２ 補助コンデンサ Ｔ トランジスタ Ｔｒ 変圧器 Ｒ１ 負荷抵抗 Ｔ１，Ｔ２ 充電制御部 Ｔ３，Ｔ４ 放電制御部 ｋ 部分パルス Ｋ 電流パルス

Claims (14)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 一次側に直流電流を供給し、制御して充
    放電できる貯蔵コンデンサ（Ｃ）があり、二次回路に負
    荷（Ｒ）を有する変圧器（Ｔｒ）を備えた、制御可能な
    個別電流パルスを発生する給電回路において、 貯蔵コンデンサ（Ｃ）と変圧器（Ｔｒ）の間に接続され
    た同じ容量の二つの補助コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）を設
    け、前記補助コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）がそれぞれ一つ
    の充電制御部（Ｔ１，Ｔ２）を介して前記貯蔵コンデン
    サ（Ｃ）に、またそれぞれ一つの放電制御部（Ｔ３，Ｔ
    ４）を介して変圧器（Ｔｒ）の一次側に接続され、その
    場合、前記貯蔵コンデンサ（Ｃ）に貯蔵された電荷が使
    用時に前記補助コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の放電により
    著しく低下しない程度に、前記貯蔵コンデンサ（Ｃ）の
    容量が前記補助コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の容量に比べ
    て大きく、前記補助コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）が放電回
    路のインダクタンスと共にそれぞれ一つの並列共振回路
    を形成し、 更に、前記補助コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）を交互に周期
    的に制御して充放電し、密な間隔配列の部分パルス
    （ｋ）を発生させるため、充電制御部（Ｔ１，Ｔ２）と
    放電制御部（Ｔ３，Ｔ４）に接続する制御部（２）を設
    け、密な間隔配列の部分パルス（ｋ）が変圧器（Ｔｒ）
    を経由して供給され、それぞれ最終出力として発生させ
    るべき電流パルス（Ｋ）の一つを形成し、前記制御部
    （２）によって定まる部分パルス（ｋ）の繰り返し周波
    数（ｆｋ）が前記共振回路の固有周波数に一致するよう
    に前記制御部（２）が構成されている、 ことを特徴とする給電回路。
  2. 【請求項２】 充電制御部として、トランジスタ
    （Ｔ１，Ｔ２）が使用されていることを特徴とする請求
    項１に記載の給電回路。
  3. 【請求項３】 放電制御部として、サイリスタあるいは
    トランジスタ（Ｔ３，Ｔ４）が使用されていることを特
    徴とする請求項１に記載の給電回路。
  4. 【請求項４】 共振回路の固有周波数を決めるため、直
    列インダクタンス（Ｌｚ）あるいは並列インダクタンス
    （Ｌｐ）が変圧器（Ｔｒ）に接続されていることを特徴
    とする請求項１に記載の給電回路。
  5. 【請求項５】 補助コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の最大充
    電期間は、共振回路の固有振動の半周期（ｔｋ）より短
    いことを特徴とする請求項１に記載の給電回路。
  6. 【請求項６】 制御手段（２）は補助コンデンサ
    （Ｃ１，Ｃ２）の充電電圧を指定したり測定する手段を
    有することを特徴とする請求項１に記載の給電回路。
  7. 【請求項７】 制御手段（２）は部分パルス（ｋ）の数
    を予め指定して電流パルス（Ｋ）の長さを調節する手段
    を有することを特徴とする請求項１に記載の給電回路。
  8. 【請求項８】 制御手段（２）は電流パルス（Ｋ）の時
    間経過を決定するため、補助コンデンサの最大充電電圧
    （Ｕｃ１，Ｕｃ２）と部分パルスの列中の個別部分パル
    ス（ｋ）の振幅をプログラムする手段を有することを特
    徴とする請求項６に記載の給電回路。
  9. 【請求項９】 制御手段（２）は変圧器（Ｔｒ）の二次
    回路によって影響される実測値入力端（６）を有し、部
    分パルス（ｋ）の二次電流の瞬間値の目標値と実測値の
    比較を行うために設けてあることを特徴とする請求項
    １，６および８の何れか１項に記載の給電回路。
  10. 【請求項１０】 制御手段（２）は入力部（３）と制御
    部（４）を保有することを特徴とする請求項１に記載の
    給電回路。
  11. 【請求項１１】 共振回路のパラメータは減衰する周期
    振動のために使用され、補助コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）
    の一つの放電がそれぞれこのような振動の第一半波を作
    動させることを特徴とする請求項１に記載の給電回路。
  12. 【請求項１２】 補助コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の充放
    電を自動的に周期的に制御するため、制御手段（２）は
    変圧器（Ｔｒ）の二次回路によって影響される制御入力
    端（６）を有し、この入力端は第一半波の終わりでその
    都度電圧零点を確認することを特徴とする請求項１１に
    記載の給電回路。
  13. 【請求項１３】 両方の補助コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）
    はそれぞれ放電制御部（Ｔ３，Ｔ４）を介して変圧器
    （Ｔｒ）の単純な一次巻線の共通端部に接続し、同じ極
    性の部分パルス（ｋ）の配列を発生することを特徴とす
    る請求項１〜１２の何れか１項に記載の給電回路。
  14. 【請求項１４】 変圧器（Ｔｒ）は中間タップ付の一次
    巻線を有し、両方の補助コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）は一
    方の極で中間タップに、また他方の極でそれぞれ放電制
    御部（Ｔ３，Ｔ４）を介して両方の一次巻線の互いに逆
    の端部に接続され、交番極性の部分パルス（ｋ）の配列
    を発生することを特徴とする請求項１〜１２の何れか１
    項に記載の給電回路。
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