JPH0846807A - 水平出力回路 - Google Patents
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- JPH0846807A JPH0846807A JP6180195A JP18019594A JPH0846807A JP H0846807 A JPH0846807 A JP H0846807A JP 6180195 A JP6180195 A JP 6180195A JP 18019594 A JP18019594 A JP 18019594A JP H0846807 A JPH0846807 A JP H0846807A
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Abstract
源を得る水平出力回路を提供すること。 【構成】 パルス幅を可変することが可能なパルス信号
を用いて水平偏向電流の振幅を垂直周期でパラボラ状に
変調する左右糸巻歪補正機能を有した水平出力回路にお
いて、水平出力トランジスタQ3に並列に接続した水平
偏向コイルDyとS字補正コンデンサCsの直列回路と
基準電位点との間に設けたコンデンサC1に生じる電圧
を、パルス幅変調用IC10からのパルス信号を用いて
変調し、コンデンサC1に対して並列に設けられたコイ
ルL2とコンデンサC2から成る平滑回路に供給する。
この平滑回路により負の電源を得て、パルス幅変調用I
C10の電源端子13へ供給する。即ち、コンデンサC
1に生じる負の電圧を積分してコンデンサC2に電圧
(−V1ave)を蓄え、これを負の電源として用いる。
Description
するテレビジョン受像機の水平出力回路に関する。
有する従来の水平出力回路を図5に示す。偏向ヨークD
yとS字補正コンデンサCsの直列回路に並列に水平出
力トランジスタQ3とダンパーダイオードDdと共振コ
ンデンサC01が接続されている。また、水平出力トラン
ジスタQ3のエミッタと基準電位間には、コンデンサC
1と、そのカソードが基準電位側へなるようにダイオー
ドD4が設けられ、さらに、水平出力トランジスタQ3
のコレクタと基準電位間には、ダイオードD4と第2の
共振コンデンサC02が並列に接続されている。また、水
平出力トランジスタQ3のコレクタは、フライバックト
ランスFBTの一次巻線を介して直流電源EB へ接続さ
れる。
用の集積回路(以下、パルス幅変調用ICという)10
がコイルL1を介して接続される。このパルス幅変調用
IC10には、電源端子12、13および出力端子14
が設けられており、このIC10の出力端子14と前記
コンデンサC1の一端が、コイルL1を介して接続され
る。
PトランジスタQ1とNPNトランジスタQ2とのシン
グルエンド型で構成されており、PNPトランジスタQ
1のエミッタは、正の電源端子12へ、NPNトランジ
スタQ2のエミッタは負の電源端子13へそれぞれ接続
される。PNPトランジスタQ1とNPNトランジスタ
Q2のコレクタ・エミッタ間には、それぞれダイオード
D1,D2が設けられる。ダイオードD1は、カソード
がPNPトランジスタQ1のエミッタ側になるように、
またダイオードD2は、NPNトランジスタQ2のコレ
クタ側になるようにそれぞれ設けられている。
変調駆動回路11が接続され、NPNおよびPNPトラ
ンジスタQ1,Q2のオン・オフが、このパルス幅変調
・駆動回路10により、制御される。正の電源端子12
は、基準電位点へ接続され、負の電源端子13は、フラ
イバックトランスFBTの3次巻線側に設けられた整流
回路20のコンデンサC4とダイオードD5の接続点へ
接続されている。なお、この整流回路20は、ダイオー
ドD5とコンデンサC4とから成る。
ており、帰線期間中にコンデンサC1に生じる電圧を、
変調用信号源10から繰り返して供給されるパルス状の
電圧により、パラボラ状に変化させている。この変調に
より、左右糸巻き歪を行っている。
−V1、直流電源Eb、偏向ヨークDyのインダクタン
スをLy、走査期間Tsとすると、偏向電流(P−P
値)は、図5のような回路では、下式で与えられる。
流の振幅の最小値から最大値までの幅を表している。図
5の回路では、コイルL1とコイルL2に接続されたパ
ルス幅変調用のIC10によりコンデンサC1に生じる
負の共振電圧を垂直周期でパラボラ状に変化させ、左右
糸巻き歪補正を行っている。以下、この動作を説明す
る。
図の横軸に時間を示してある。図6のt0〜t2までの
期間に、トランジスタQ1のベースへドライブ電圧が前
段のパルス幅変調・駆動回路11から供給される。PN
PトランジスタQ1は、導通状態となり、基準電位点か
らエミッタ・コレクタ路を介して出力端子14からコイ
ルL1へ出力電流が流れる(図6(ウ))。この期間内
のコンデンサC1に生じる負の共振電圧(図6(ア))
により、電流I1は直線に増加する。t1を過ぎ、t2
まではコンデンサC1の両端は、ダイオードD3により
短絡されているため、基準電位となっており、基準電位
点の正の電源端子12と出力端子14のループ内には電
圧はなく、電流I1はt1時刻の電流がそのまま持続さ
れる。t2になるとQ1はオフし(このときQ2のベー
スにはドライブ電圧が前段の駆動回路10から加えら
れ、Q2はオンとなる。)、コイルL1に発生する逆起
電力により先の電流を持続する方向に負の電源端子13
からダイオードD2を通ってコイルL1へ電流I2が流
れる。このとき電流は負電源(−Vcc)により、直線的
な電流が逆方向に流れ込むため時間とともに、減少する
電流となる。再び、t0に達するとPNPトランジスタ
Q1のベースにドライブ電圧が加えられ上記の動作を繰
り返す。t0からt1、さらにt2に至るまで期間をT
2、t2から次のt0まで期間をT1とすると、コンデ
ンサC1に生じる共振電圧(負の値−V1)の大きさは
この時間の比を変化させることで変調することができ
る。
実線の波形に対して時間の比を変化させることで変調す
ることができる。図6の点線の波形はこれを示したもの
で、実線の波形に対して時間の比を変え、T1を長く
し、T2を短くしたときの動作を表したものである。T
1を長くするとコイルL1を通って、流れるコンデンサ
C1の放電電流が増加するため、コンデンサC1に生じ
る共振電圧が小さくなる。
比を変化させれば、左右糸巻き歪が補正できる。つま
り、垂直周期の初めと終わりでは(T1/T2)を大き
くし画面の中央に相当するところでは(T1/T2)を
小さくすれば、共振電圧は、垂直周期の初めと終わりで
は小さくなり、画面の中央に相当するところでは大きく
なるため、左右糸巻き歪を補正することができる。な
お、ダイオードD4は、図中のダイオードD3に流れる
一次巻線電流ILPと直流電源IDC電流の和(IDC+IL
P)が走査期間の初めにおいて負になり、ダイオードD
3がオフし電流が不連続になるのを防ぐためのものであ
る。
のような欠点がある。図5において、T2期間の出力電
流は、パルス幅変調用IC10の電源端子13からダイ
オードD2の順方向に流れる。この時の出力電流は、図
中のシャントレギュレータがない場合、基準電位点から
負電源(−Vcc)の整流回路20中の平滑コンデンサC
4を通り、変調用IC10の電源端子13に流れ込み、
平滑コンデンサC4を負に充電する。このため、ダイオ
ードD5はオフし、動作回数を重ねるごとに平滑コンデ
ンサC4の両端電圧はどんどん下がっていき、しまいに
は回路が本来の動作をしなくなってしまう。
ントレギュレータ40を電源端子13と整流回路20の
間に設ける必要がある。電源電圧を一定になるようにす
るために出力電流I2に相当する電流を常時、流さなく
てはならなく、この場合、シャントレギュレータ30の
コストアップと余分な電力損失を招くという問題があっ
た。たとえば、出力電流の平均値を250mA、−Vcc
を−27Vとすると6.8Wの電力を損失することにな
る。また、必要とされる補正量が大きくなると、補正範
囲が最大、基準電位から負電源−Vccまであるため、共
振電圧の平均値−V1ave の変化幅を大きくし、補正量
をあげようとすると、フライバックトランスFBTの3
次巻線数を上げ、負電源−Vccも大きくしなければなら
ないという問題があった。
力回路の別の従来例である。偏向ヨークDyとS字補正
コンデンサCsの直列回路と並列に第1の共振コンデン
サC01とダンパダイオードDdとが接続される。また、
偏向ヨークDyとS字補正コンデンサCsの直列回路と
基準電位間に、左右糸巻き歪回路が設けられている。こ
の左右糸巻き歪回路は、コンデンサC1と、ダイオード
D7と、コイルL2とコンデンサC2とからなる直列回
路で構成される。ダイオードはアノードが、基準電位側
になるように設けられ、このダイオードD7と並列にコ
ンデンサC1が接続される。このコンデンサC1に対し
て、並列にコイルL2とコンデンサC2の直列回路が設
けられる。図5に設けられているダイオードD4に相当
するものがなく、コイルL2とコンデンサC2の直列回
路を設けることにより、ダイオードD3が走査期間の初
期にオフすることを防止している。
巻線から整流回路30を介して正の電圧がパルス幅変調
用IC10の正の電源端子12へ供給される。この変調
用IC10の負の電源端子13は、基準電位点へ接続さ
れており、出力端子14がコイルL1を介してコンデン
サC1へ接続されている。
5と同様であり、偏向電流は式2で与えられる。
1に正の共振電圧が生じており、これを変調するために
変調用IC10の出力端子14から所定のデューティ比
を持つパルスが繰り返し供給される。このデューティ比
すなわちT1とT2の比を図6と同様に変えることによ
り、共振電圧V1を垂直周期でパラボラ状に変化させる
ことができる。
源と基準電位間にシャントレギュレータ50を設けるか
シャントレギュレータ50に相当する別の負荷を電源ラ
インと基準電位の間に設け、電源ラインに流れ込む電流
を放電させることが必要となる。したがって、シャント
レギュレータに相当する別の負荷がない場合、図と同様
にシャントレギュレータのコスト高を招き、余分な電力
損失を招くこととなる。
は負の電源をフライバックトランスの3次巻線からもう
けなければならず、また、3次巻線側の整流回路のコン
デンサに放電経路がなく、放電用の負荷あるいはレギュ
レータを整流回路と負の電源端子との間に設けなければ
ならないため、部品点数が増えるばかりか、レギュレー
タでの余分な電力損失を招くという問題があった。
簡略な回路構成にて安価な正あるいは負の電源を得るこ
とを目的とするものである。
回路は、ベース、エミッタ、コレクタを有し、ベースに
水平周期のドライブ信号が供給される水平出力トランジ
スタと、前記トランジスタのコレクタ・エミッタ間に並
列に、ダンパダイオード、第1の共振コンデンサ、およ
び水平偏向コイルとS字補正コンデンサの直列回路を接
続して形成した第1の並列回路と、前記トランジスタの
コレクタと基準電位点間に接続された第2の共振コンデ
ンサと、前記トランジスタのエミッタと基準電位点間に
並列に、前記ダンパダイオードと逆極性のダイオードと
第3のコンデンサを接続して形成した第2の並列回路
と、前記トランジスタのエミッタに一端が接続された第
1のコイルと、この第1のコイルの他端と基準電位点間
に接続された第4のコンデンサとから成る平滑回路と、
電源端子および信号出力端子を有し、この信号出力端子
から垂直周期で変化するパルス信号を出力する変調信号
源と、前記変調信号源からの前記パルス信号を第2のコ
イルを介して前記第3のコンデンサに供給する手段と、
前記第4のコンデンサに生じる直流電圧を前記変調信号
源の電源端子に供給する電源供給手段と、を具備したこ
とを特徴とするものである。
記載の水平出力回路において、前記変調用信号源を、垂
直周期で変化するパルス列を発生するパルス発生回路
と、エミッタが正の電源端子へ結合され、ベースに前記
パルス発生回路からのパルス列が供給されるPNPトラ
ンジスタと、エミッタが負の電源端子へ結合され、ベー
スに前記パルス発生回路からのパルス列が供給され、コ
レクタが前記PNPトランジスタのコレクタに結合され
たNPNトランジスタと、前記PNPトランジスタおよ
びNPNトランジスタのコレクタに結合された信号出力
端子と、前記PNPトランジスタのエミッタにカソード
が結合され、前記信号出力端子にアノードが結合された
第1のダイオードと、前記NPNトランジスタのエミッ
タにアノードが結合され、前記信号出力端子にカソード
が結合された第2のダイオードとで構成し、前記直流電
圧を前記負の電源端子に供給するようにしたことを特徴
とするものである。
エミッタ、コレクタを有し、ベースに水平周期のドライ
ブ信号が供給される水平出力トランジスタと、前記トラ
ンジスタのコレクタと第1の点との間に、第1のダンパ
ダイオード、第1の共振コンデンサ、および水平偏向コ
イルとS字補正コンデンサの直列回路を接続して形成し
た第1の並列回路と、前記第1の点と前記トランジスタ
のエミッタ間に並列に、第2のダンパダイオード、第2
の共振コンデンサを接続して形成した第2の並列回路
と、前記第1の点に一端が接続された第1のコイルと、
この第1のコイルの他端と前記トランジスタのエミッタ
間に接続された第3のコンデンサとから成る直列回路
と、電源端子および信号出力端子を有し、この信号出力
端子から垂直周期で変化すうパルス信号を出力する変調
信号源と、前記変調信号源からの前記パルス信号を第2
のコイルを介して前記第2の共振コンデンサに供給する
手段と、前記第3のコンデンサに生じる直流電圧を前記
変調信号源の電源端子に供給する電源供給手段と、を具
備したことを特徴とするものである。
信号源を、垂直周期で変化するパルス列を発生するパル
ス発生回路と、エミッタが正の電源端子へ結合され、ベ
ースに前記パルス発生回路からのパルス列が供給される
PNPトランジスタと、エミッタが負の電源端子へ結合
され、ベースに前記パルス発生回路からのパルス列が供
給され、コレクタが前記PNPトランジスタのコレクタ
に結合されたNPNトランジスタと、前記PNPトラン
ジスタおよびNPNトランジスタのコレクタに結合され
た信号出力端子と、前記PNPトランジスタのエミッタ
にカソードが結合され、前記信号出力端子にアノードが
結合された第1のダイオードと、前記NPNトランジス
タのエミッタにアノードが結合され、前記信号出力端子
にカソードが結合された第2のダイオードとで構成し、
前記直流電圧を前記正の電源端子に供給するようにした
ことを特徴とするものである。
デンサとこのコンデンサに並列に接続される平滑回路の
第4のコンデンサに生じる電圧から変調信号源を駆動す
るための電源電圧を得ることができる。
共振コンデンサとこのコンデンサに並列に接続される直
列回路の第3のコンデンサに生じる電圧から変調信号源
を駆動するための電源電圧を得ることができる。
1は本発明の係る水平出力回路の一実施例である。図5
と同様の構成要素には同一の符号を付して説明を加え
る。水平出力トランジスタQ3のコレクタと基準電位間
のダイオードD4と負の電源整流回路20とシャントレ
ギュレータ40が省かれ、コイルL2とコンデンサC2
の平滑回路が付加されている以外、図の回路と同様の構
成である。
ルL2とコンデンサC2の平滑回路が設けられており、
この平滑回路でコンデンサC1に発生する電圧を積分し
ている。このコイルL2とコンデンサC2の接続点Aか
ら電源端子13へ負の電源電圧が供給される。
期間中にコンデンサC1に生じる電圧をパルス幅変調用
IC10によりパラボラ状に変化させ、左右の糸巻き歪
を従来と同様に行っている。図2は、図1の動作を説明
する図である。図の横軸に時間を示してある。
に生じる共振電圧を、(イ)は負電圧の平均値を、
(ウ)は、変調用IC10の出力端子14から出力され
る電圧波形を、(エ)は、変調用ICの出力端子から出
力される電流波形を、(オ)はコンデンサC2の放電電
流をそれぞれ示している。
ランジスタQ1のベースへドライブ電圧が前段の駆動回
路11から供給される。PNPトランジスタQ1は、導
通状態となり、基準電位点からエミッタ・コレクタ路を
介して出力端子14からコイルL1へ出力電流が流れる
(図2(エ))。この期間内のコンデンサC1に生じる
負の共振電圧により(図2(ア))、電流I1は直線に
増加する。t1を過ぎ、t2まではコンデンサC1の両
端は、ダイオードD3により短絡されているため、基準
電位であり、基準電位点の正の電源端子12と出力端子
14のループ内には電圧はなく、電流I1はt1時刻の
電流がそのまま持続される。t2になると、Q1はオフ
し(このとき、NPNトラジスタQ2のベースには、ド
ライブ電圧が前段の駆動回路11から加えられ、Q2は
オンとなる。)、コイルL1に発生する逆起電力により
先の電流を持続する方向に負の電源端子13からダイオ
ードD2を通ってコイルへ電流I2が流れる。このとき
コンデンサC2に蓄えられている負電源からダイオード
D2を通ってコイルへ電流I2が流れる。なお、コンデ
ンサC2には、コンデンサC1の帰線期間に発生する負
の共振電圧を積分した負電源が予め生じている(図2
(イ))。
平均値−V1ave に等しく、帰線期間中にコンデンサC
1からコンデンサC2に向けて電流icが流れることに
より充電される、電流I1は、この負電源により直線的
な電流が逆方向に流れ込むため、時間とともに減少する
電流となる。再び、t0に達するとトランジスタのベー
スにドライブ電圧が加えられ上記の動作を繰り返す。t
0からt1を通り、t2に至る期間をT1、t2からt
0までの時間間隔をT2とするとコンデンサC1に生じ
る共振電圧(−V1)の大きさは、この時間の比を変化
させることで変調することができる。
実線の波形に対して時間の比を変化させることで変調す
ることができる。図2の点線の波形はこれをしめしたも
ので、実線の波形に対して時間の比を変え、T1を長く
しT2を短くしたときの動作を表したものである。T1
を長くするとコイルL1を通って、流れるコンデンサC
1の放電電流が増加するため、コンデンサC1に生じる
共振電圧(負値−V1)が小さくなる。 この原理を利
用し垂直周期でT1とT2の比を変化させれば、左右糸
巻き歪が補正できる。つまり、垂直周期の初めと終わり
では(T1/T2)を大きくし画面の中央に相当すると
ころでは(T1/T2)を小さくすれば、共振電圧(−
V1)は、垂直周期の初めと終わりでは小さくなり、画
面の中央に相当するところでは大きくなるため、左右糸
巻き歪を補正することができる。
共振電圧(−V1)を積分するためのコイルL2とコン
デンサC2を新しく追加しているために、図5のダイオ
ードD4がなくてもフライバックトランスFBTの一次
巻線電流ILPと直流電源IDCから流れ込む電流の和が走
査期間の初めにおいて負になってもダイオードD3がオ
フし、電流が不連続になることはない。これを示したの
が図3であり、コイルL2とコンデンサC2を新しく追
加したことにより、図3の方向に電流i1が流れ、走査
期間の初めにおいてダイオードD3を流れる電流が負に
なることがなくなる(図3(ウ))。
は基準電位点からコンデンサC2を通りダイオードD
2、コイルL1へと抜ける。この時、コンデンサC2
は、負に充電されるが、走査期間Tsは、ダイオードD
3が導通状態にあり、負に充電された分は、電流Idと
して放電されるため、コンデンサC2の両端電圧は、一
定の電圧に保持される。このため、従来回路で必要であ
ったシャントレギュレータが不要となり、コストと部品
点数が少なくて済み、かつ無駄な電力を省くことができ
る。また、コンデンサC2に生じる負電源は、コンデン
サC1に発生する共振電圧V1を積分したものであり、
その大きさは、共振電圧の平均値−V1aveに等しいた
め、補正量を大きく取ろうとして共振電圧V1を大きく
すると自動的にコンデンサC2に生じる負電圧も大きく
なるため、従来回路のようにフライバックトランスFB
Tの3次巻線を巻き上げ、負電源を大きくする操作が不
要となり、フライバックトランスFBTも標準化が図れ
る。
化電源回路を設けることなく、電源をコンデンサC2か
らパルス幅変調用ICの電源端子へ供給することができ
る。また、図4は、本発明の他の実施例であり、図7の
回路に本発明の回路を適用した例である。パルス幅変調
用IC10の正の電源端子12へ糸巻歪補正回路のコン
デンサC1に生じる電圧をコイルL2とコンデンサC2
の直列回路で積分して供給することにより、図1と同様
の効果を得ることができる。
イバックトランスから3次巻線を設けることもなく、左
右糸巻き歪補正回路に若干の部品を付加するだけで簡単
に正あるいは負の電源を得ることができるばかりでな
く、回路全体の消費電力を軽減できる。また、フライバ
ックトランスの巻数を変えることなく、補正量に応じて
電源を供給できるという効果がある。
間前半の動作を説明するための図である。
る。
有するテレビジョン受像機の水平出力回路に関する。
有する従来の水平出力回路を図5に示す。偏向ヨークD
yとS字補正コンデンサCsの直列回路に並列に水平出
力トランジスタQ3とダンパーダイオードDdと共振コ
ンデンサC01が接続されている。また、水平出力トラン
ジスタQ3のエミッタと基準電位間には、コンデンサC
1と、そのカソードが基準電位側へなるようにダイオー
ドD3が設けられ、さらに、水平出力トランジスタQ3
のコレクタと基準電位間には、ダイオードD4と第2の
共振コンデンサC02が並列に接続されている。また、水
平出力トランジスタQ3のコレクタは、フライバックト
ランスFBTの一次巻線を介して直流電源EB へ接続さ
れる。直流電源EB には並列にデカップリングコンデン
サC3が接続されている。
調・駆動回路11が接続され、NPNおよびPNPトラ
ンジスタQ1,Q2のオン・オフが、このパルス幅変調
・駆動回路11により、制御される。正の電源端子12
は、基準電位点へ接続され、負の電源端子13は、フラ
イバックトランスFBTの3次巻線側に設けられた整流
回路20のコンデンサC4とダイオードD5の接続点へ
接続されている。なお、この整流回路20は、ダイオー
ドD5とコンデンサC4とから成る。負の電源端子13
には、3次巻線電圧を整流して得られる一定の負電圧−
Vccが供給されている。
ており、帰線期間中にコンデンサC1に生じる電圧を、
変調用信号源10から繰り返して供給されるパルス状の
電圧により、パラボラ状に変化させている。この変調に
より、左右糸巻き歪補正を行っている。
電圧の平均値を−V1ave 、直流電源EB の電圧をEB
、偏向ヨークDyのインダクタンスをLy、走査期間
をTsとすると、偏向電流Iy(P−P値)は、図5の
ような回路では、下式で与えられる。
流の振幅の最小値から最大値までの幅を表している。図
5の回路では、コイルL1に接続されたパルス幅変調用
のIC10によりコンデンサC1に生じる負の共振電圧
を垂直周期(1V)でパラボラ状に変化させ、左右糸巻
き歪補正を行っている。以下、この動作を説明する。
なお、図6は水平周期で見た時の動作である。図の横軸
に時間を示してある。図6のt0〜t2までの期間に、
トランジスタQ1のベースへドライブ電圧が前段のパル
ス幅変調・駆動回路11から供給される。PNPトラン
ジスタQ1は、導通状態となり、基準電位点からエミッ
タ・コレクタ路を介して出力端子14からコイルL1へ
出力電流が流れる(図6(ウ))。この期間内のコンデ
ンサC1に生じる負の共振電圧(図6(ア))により、
電流I1は直線に増加する。t1を過ぎ、t2まではコ
ンデンサC1の両端は、ダイオードD3により短絡され
ているため、基準電位となっており、基準電位点の正の
電源端子12と出力端子14のループ内には電圧はな
く、電流I1はt1時刻の電流がそのまま持続される。
t2になるとQ1はオフし(このときQ2のベースには
ドライブ電圧が前段の駆動回路11から加えられ、Q2
はオンとなる。)、コイルL1に発生する逆起電力によ
り先の電流を持続する方向に負の電源端子13からダイ
オードD2を通ってコイルL1へ電流I2が流れる。こ
のとき電流は負電源(−Vcc)により、直線的な電流が
逆方向に流れ込むため時間とともに、減少する電流とな
る。再び、t0に達するとPNPトランジスタQ1のベ
ースにドライブ電圧が加えられ上記の動作を繰り返す。
t0からt1、さらにt2に至るまでの期間をT1、t
2から次のt0までの期間をT2とすると、コンデンサ
C1に生じる共振電圧(負の値−V1)の大きさはこの
時間の比を変化させることで変調することができる。
実線の波形に対して時間の比を変え、T1を長くし、T
2を短くしたときの動作を表したものである。T1を長
くするとコイルL1を通って流れるコンデンサC1の放
電電流が増加するため、コンデンサC1に生じる共振電
圧が小さくなる。
比を変化させれば、左右糸巻き歪が補正できる。つま
り、垂直周期の初めと終わりでは(T1/T2)を大き
くし画面の中央に相当するところでは(T1/T2)を
小さくすれば、共振電圧は、垂直周期の初めと終わりで
は小さくなり、画面の中央に相当するところでは大きく
なるため、左右糸巻き歪を補正することができる。な
お、ダイオードD4は、図中のダイオードD3に流れる
一次巻線電流ILPと直流電源EB から流れ込む直流電流
IDCの和(IDC+ILP)が走査期間の初めにおいて負に
なり、ダイオードD3がオフし電流が不連続になるのを
防ぐためのものである。
力回路の別の従来例である。偏向ヨークDyとS字補正
コンデンサCsの直列回路と並列に第1の共振コンデン
サC01とダンパダイオードDdとが接続される。また、
偏向ヨークDyとS字補正コンデンサCsの直列回路と
基準電位間に、左右糸巻き歪回路が設けられている。こ
の左右糸巻き歪回路は、コンデンサC1と、ダイオード
D7と、コイルL2とコンデンサC2とからなる直列回
路で構成される。ダイオードはアノードが、基準電位側
になるように設けられ、このダイオードD7と並列にコ
ンデンサC1が接続される。このコンデンサC1に対し
て、並列にコイルL2とコンデンサC2の直列回路が設
けられる。図5に設けられているダイオードD4に相当
するものがなく、コイルL2とコンデンサC2の直列回
路を設けることにより、鋸歯状波電流i1を図示の方向
に流し、ダイオードD7が走査期間の初期にオフするこ
とを防止している。
源と基準電位間にシャントレギュレータ50を設けるか
シャントレギュレータ50に相当する別の負荷を電源ラ
インと基準電位の間に設け、電源ラインに流れ込む電流
を放電させることが必要となる。したがって、シャント
レギュレータに相当する別の負荷がない場合、図5と同
様にシャントレギュレータのコスト高を招き、余分な電
力損失を招くこととなる。
デンサに並列に接続される平滑回路の第4のコンデンサ
に生じる電圧から変調信号源を駆動するための電源電圧
を得ることができる。
共振コンデンサに並列に接続される直列回路の第3のコ
ンデンサに生じる電圧から変調信号源を駆動するための
電源電圧を得ることができる。
1は本発明の係る水平出力回路の一実施例である。図5
と同様の構成要素には同一の符号を付して説明を加え
る。水平出力トランジスタQ3のコレクタと基準電位間
のダイオードD4と負の電源整流回路20とシャントレ
ギュレータ40が省かれ、コイルL2とコンデンサC2
の平滑回路が付加されている以外、図5の回路と同様の
構成である。
をパルス幅変調用IC10により垂直周期(1V)でパ
ラボラ状に変化させ、左右の糸巻き歪補正を従来と同様
に行っている。図2は、図1の動作を説明する図であ
る。なお、図2は水平周期で見た時の動作である。図の
横軸に時間を示してある。図1の動作を図2を用いて説
明する。
ランジスタQ1のベースへドライブ電圧が前段の駆動回
路11から供給される。PNPトランジスタQ1は、導
通状態となり、基準電位点からエミッタ・コレクタ路を
介して出力端子14からコイルL1へ出力電流が流れる
(図2(エ))。この期間内のコンデンサC1に生じる
負の共振電圧により(図2(ア))、電流I1は直線に
増加する。t1を過ぎ、t2まではコンデンサC1の両
端は、ダイオードD3により短絡されているため、基準
電位であり、基準電位点の正の電源端子12と出力端子
14のループ内には電圧はなく、電流I1はt1時刻の
電流がそのまま持続される。t2になると、Q1はオフ
し(このとき、NPNトラジスタQ2のベースには、ド
ライブ電圧が前段の駆動回路11から加えられ、Q2は
オンとなる。)、コイルL1に発生する逆起電力により
先の電流を持続する方向に負の電源端子13からダイオ
ードD2を通ってコイルへ電流I2が流れる。このとき
コンデンサC2に蓄えられている負電源からダイオード
D2を通ってコイルへ電流I2が流れる。なお、コンデ
ンサC2には、コンデンサC1の帰線期間に発生する負
の共振電圧を積分した負電源が予め生じている(図2
(イ))。
平均値−V1ave に等しく、帰線期間中にコンデンサC
1からコンデンサC2に向けて電流icが流れることに
より充電される。電流I2は、この負電源により直線的
な電流が逆方向に流れ込むため、時間とともに減少する
電流となる。再び、t0に達するとトランジスタのベー
スにドライブ電圧が加えられ上記の動作を繰り返す。t
0からt1を通り、t2に至る期間をT1、t2からt
0までの時間間隔をT2とするとコンデンサC1に生じ
る共振電圧(−V1)の大きさは、この時間の比を変化
させることで変調することができる。
で、実線の波形に対して時間の比を変え、T1を長くし
T2を短くしたときの動作を表したものである。T1を
長くするとコイルL1を通って、流れるコンデンサC1
の放電電流が増加するため、コンデンサC1に生じる共
振電圧(負値−V1)が小さくなる。 この原理を利用
し垂直周期でT1とT2の比を変化させれば、左右糸巻
き歪が補正できる。つまり、垂直周期の初めと終わりで
は(T1/T2)を大きくし画面の中央に相当するとこ
ろでは(T1/T2)を小さくすれば、共振電圧(−V
1)は、垂直周期の初めと終わりでは小さくなり、画面
の中央に相当するところでは大きくなるため、左右糸巻
き歪を補正することができる。
は基準電位点からコンデンサC2を通りダイオードD
2、コイルL1へと抜ける。この時、コンデンサC2
は、負に充電されるが、走査期間は、ダイオードD3が
導通状態にあり、負に充電された分は、電流idとして
放電されるため、コンデンサC2の両端電圧は、一定の
電圧に保持される。このため、従来回路で必要であった
シャントレギュレータが不要となり、コストと部品点数
が少なくて済み、かつ無駄な電力を省くことができる。
また、コンデンサC2に生じる負電源は、コンデンサC
1に発生する共振電圧V1を積分したものであり、その
大きさは、共振電圧の平均値−V1ave に等しいため、
補正量を大きく取ろうとして共振電圧V1を大きくする
と自動的にコンデンサC2に生じる負電圧も大きくなる
ため、従来回路のようにフライバックトランスFBTの
3次巻線を巻き上げ、負電源を大きくする操作が不要と
なり、フライバックトランスFBTも標準化が図れる。
Claims (4)
- 【請求項1】ベース、エミッタ、コレクタを有し、ベー
スに水平周期のドライブ信号が供給される水平出力トラ
ンジスタと、 前記トランジスタのコレクタ・エミッタ間に並列に、ダ
ンパダイオード、第1の共振コンデンサ、および水平偏
向コイルとS字補正コンデンサの直列回路を接続して形
成した第1の並列回路と、 前記トランジスタのコレクタと基準電位点間に接続され
た第2の共振コンデンサと、 前記トランジスタのエミッタと基準電位点間に並列に、
前記ダンパダイオードと逆極性のダイオードと第3のコ
ンデンサを接続して形成した第2の並列回路と、 前記トランジスタのエミッタに一端が接続された第1の
コイルと、この第1のコイルの他端と基準電位点間に接
続された第4のコンデンサとから成る平滑回路と、 電源端子および信号出力端子を有し、この信号出力端子
から垂直周期で変化するパルス信号を出力する変調信号
源と、 前記変調信号源からの前記パルス信号を第2のコイルを
介して前記第3のコンデンサに供給する手段と、 前記第4のコンデンサに生じる直流電圧を前記変調信号
源の電源端子に供給する電源供給手段と、 を具備したことを特徴とする水平出力回路。 - 【請求項2】前記変調用信号源は、 垂直周期で変化するパルス列を発生するパルス発生回路
と、 エミッタが正の電源端子へ結合され、ベースに前記パル
ス発生回路からのパルス列が供給されるPNPトランジ
スタと、 エミッタが負の電源端子へ結合され、ベースに前記パル
ス発生回路からのパルス列が供給され、コレクタが前記
PNPトランジスタのコレクタに結合されたNPNトラ
ンジスタと、 前記PNPトランジスタおよびNPNトランジスタのコ
レクタに結合された信号出力端子と、 前記PNPトランジスタのエミッタにカソードが結合さ
れ、前記信号出力端子にアノードが結合された第1のダ
イオードと、 前記NPNトランジスタのエミッタにアノードが結合さ
れ、前記信号出力端子にカソードが結合された第2のダ
イオードとから成り、前記直流電圧を前記負の電源端子
に供給するようにしたことを特徴とする請求項1記載の
水平出力回路。 - 【請求項3】ベース、エミッタ、コレクタを有し、ベー
スに水平周期のドライブ信号が供給される水平出力トラ
ンジスタと、 前記トランジスタのコレクタと第1の点との間に、第1
のダンパダイオード、第1の共振コンデンサ、および水
平偏向コイルとS字補正コンデンサの直列回路を接続し
て形成した第1の並列回路と、 前記第1の点と前記トランジスタのエミッタ間に並列
に、第2のダンパダイオード、第2の共振コンデンサを
接続して形成した第2の並列回路と、 前記第1の点に一端が接続された第1のコイルと、この
第1のコイルの他端と前記トランジスタのエミッタ間に
接続された第3のコンデンサとから成る直列回路と、 電源端子および信号出力端子を有し、この信号出力端子
から垂直周期で変化すうパルス信号を出力する変調信号
源と、 前記変調信号源からの前記パルス信号を第2のコイルを
介して前記第2の共振コンデンサに供給する手段と、 前記第3のコンデンサに生じる直流電圧を前記変調信号
源の電源端子に供給する電源供給手段と、 を具備したことを特徴とする水平出力回路。 - 【請求項4】前記変調信号源は、 垂直周期で変化するパルス列を発生するパルス発生回路
と、 エミッタが正の電源端子へ結合され、ベースに前記パル
ス発生回路からのパルス列が供給されるPNPトランジ
スタと、 エミッタが負の電源端子へ結合され、ベースに前記パル
ス発生回路からのパルス列が供給され、コレクタが前記
PNPトランジスタのコレクタに結合されたNPNトラ
ンジスタと、 前記PNPトランジスタおよびNPNトランジスタのコ
レクタに結合された信号出力端子と、 前記PNPトランジスタのエミッタにカソードが結合さ
れ、前記信号出力端子にアノードが結合された第1のダ
イオードと、 前記NPNトランジスタのエミッタにアノードが結合さ
れ、前記信号出力端子にカソードが結合された第2のダ
イオードとから成り、前記直流電圧を前記正の電源端子
に供給するようにしたことを特徴とする請求項3記載の
水平出力回路。
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