CN1076563C

CN1076563C - 行输出电路

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Publication number: CN1076563C
Application number: CN95108728A
Authority: CN
Inventors: 落合政司
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1994-08-01
Filing date: 1995-08-01
Publication date: 2001-12-19
Anticipated expiration: 2015-08-01
Also published as: JPH0846807A; JP3558690B2; EP0700199A2; CN1118962A; US5596249A; KR960009636A; EP0700199A3; KR100218827B1; DE700199T1

Abstract

一种行输出电路，利用脉宽可变脉冲信号，将水平偏转电流振幅按垂直周期调制为抛物线形状，来进行水平枕形失真校正。其输出晶体管Q3所并联的水平偏转线圈D_Y与S形畸变校正电容器C_S的串联电路同基准电位点GND之间所设电容C1的电压，由脉宽调制脉冲信号调制后进行积分，积分电容C2所得平均电压提供给调制器IC10作为负电源。本发明能以较少的元件构成可放电且电力损耗小的电源。

Description

行输出电路

本发明涉及具有水平枕形畸变校正功能的电视接收机行输出电路。

图5示出一具有脉宽调制的水平枕形失真校正电路的现有行输出电路。水平偏转线圈D_Y与S形畸变校正电容器C_s的串联电路上并联连接有行输出晶体管Q₃，阻尼二极管D_d和谐振电容器C01。行输出晶体管Q₃的发射极与基准电位点GND之间设有电容器C1和负极处于基准电位一侧的二极管D3。行输出晶体管Q3的集电极与基准电位点GND之间并联连接有二极管D4和第二谐振电容器C02。而且，行输出晶体管Q3的集电极通过回扫变压器FBT的初级绕组连接至直流电源E_B。直流电源E_B并联有退耦电容器C3。

电容器C1的一端通过线圈L1连接有脉宽调制用集成电路(以下称为脉宽调制用IC)。这种脉宽调制用IC10设有电源端子12、13以及信号输出端子14，该IC10信号输出端子14与前述电容器C1的一端通过线圈L1连接。

脉宽调制用IC10的最后一级由PNP晶体管Q1与NPN晶体管Q2的单端输出型电路构成，PNP晶体管Q1的发射极和NPN晶体管Q2的发射极分别与正电源端子12和负电源端子13连接。PNP晶体管Q1和NPN晶体管Q2的集电极与发射极之间分别设有二极管D1、D2。二极管D1设为其负极处于PNP晶体管Q1的发射极一侧，而二极管D2则设为其负极处于NPN晶体管Q2的集电极一侧。

而且，Q1和Q2各自的基极连接有脉宽调制-驱动电路，由该脉宽调制-驱动电路11来控制NPN和PNP晶体管Q1、Q2的通断。正电源端子12连接至基准电位点，负电源端子13则连接至设于回扫变压器FBT的第三级绕组一侧的整流电路20中电容器C4与二极管D5的连接点。另外，该整流电路20由二极管D5与电容器C4组成。对负电源端子13提供将第三级绕组电压整流而获得的恒定的负电压—Vcc。

行输出电路如上面所述那样构成，利用调制信号源10重复提供的脉冲信号使回扫期间电容器C1所产生的负谐振电压在垂直周期(1V)中呈抛物线形状变化。也就是说，由调制用信号源10使脉冲信号的宽度变动，从而将水平偏转电流的振幅按垂直周期调制为抛物线形状，进行水平枕形失真校正。

这里，令电容器C1产生的负谐振电压平均值为—V1_ave，直流电源E_B的电压为E_B，水平偏转线圈D_Y的电感为L_Y，扫描期间为T_s，在图5这样的电路中，偏转电流I_Y(P-P值)可由下式给出：

I_{Y} (P - P) = \frac{E_{B} - (- V 1_{ave})}{L_{Y}} \cdot T_{s} = \frac{E_{B} + V 1_{ave}}{L_{Y}} \cdot T_{s} - - - (1)

另外，P-P是峰至峰值的简写，表示偏转电流的振幅从最小值至最大值的宽度。

图5电路中，利用与线圈L1连接的脉宽调制用IC10，使得电容器C1产生的负谐振电压在垂直周期(1V)中按抛物线形状变化，进行水平枕形失真的校正。以下，说明该动作。

图6是说明图5动作的图。另外，图6是在水平周期(1H)观察时的动作。图中横轴表示时间。(a)是电容器CI的谐振电压；(b)是IC10的输出电压；(c)是IC10的输出电流。

图6中t0—t2期间，由前级脉宽调制-驱动电路11提供给晶体管Q1基极一驱动电压。PNP晶体管Q1处于导通状态，由基准电位点GND出发，通过发射极和集电极支路，从信号输出端子14至线圈L1有一输出电流I1通过。在该期间内的t0—t1之间(回扫期间)，电流I1随电容器C1所产生的负谐振电压(图6(a))直线增大。过了t1未到t2时，电容器C1两端因二极管D3短路，而处于基准电位，基准电位点的正电源端子12与信号输出端子14的回路中无电压，电流I1便按照原样保持t1时刻的电流。到t2时，Q1截止(这时前级驱动电路11将驱动电压加到Q2的基极上，Q2导通)，线圈L1产生的反电动势便在保持先前电流的方向上使电流I2从负电源端子13通过二极管D2流至线圈L1。这时由于负电源(-Vcc)的作用，反向流入线性变化的电流，所以电流I2变成随时间减小。到达t0时，就再次向PNP晶体管Q1的基极加驱动电压，重复上述动作。令从t0到t1，再到t2这一期间为T1，从t2到下一t0期间为T2，则电容器C1所产生的谐振电压(负值-V1)的大小就如图6(a)实线和虚线所示，可以通过该时间比的变化进行调制。

图6虚线波形示出了这种情况，示出的是使时间比相对于实线波形改变，使T1变长，T2变短时的动作。T1变长时，流过线圈L1的电容器放电电流就增大，因而如图6(a)虚线所示，电容器C1所产生的谐振电压就减小。

如果利用该原理，使T1与T2之比按垂直周期变化，就可以校正水平枕形失真。具体来说，在垂直周期开始与结束部分使(T1/T2)变大，而相当于画面中央部分的位置使T1/T2减小的话，谐振电压V1则在垂直周期的开始与结束部分减小，在相当于画面中央部分的位置处增大，因而由式1可知，偏转电流I_Y在垂直周期的开始与结束部分减小，在相当于画面中央部分的位置处增大，从而可以校正水平枕形失真。另外，图中二极管D3所流过的初级绕组电流ILP与直流电源EB流出的直流电流IDC之和(ILP＋IDC)在扫描期间的初始阶段为负，二极管D3截止而使电流(ILP＋IDC)不连续。二极管D4是用来防止这种情况的。

但上述电路存在如下缺点。

图5中，T2期间的输出电流I2从脉宽调制用IC10的电流端子13沿二极管D2的导通方向流过。这时的输出电流I2在没有图中的分流稳压器40时，通过基准电位点GND至负电源(-Vcc)整流电路20中的平滑电容器C4，流入调制用IC10的电源端子13，将平滑电容器C4充电为负。因此二极管D5截止，每次重复动作，平滑电容器C4的两端电压都不断下降，结果是电路无法进行其原来的动作。

为了防止这种情况，需要如图5所示在电源端子13与整流电路20之间设分流稳压器40。要做到电源电压恒定，就要经常总是有相当于输出电流I2的电流流过，这时存在分流稳压器40带来成本上升和过多的电力损耗这种问题。例如，假设输出电流I2平均值为250mA，-Vcc为-27V，则要损耗6.8W的电力。而且，所需的校正量比较大时，由于最大校正范围是从基准电位至负电源电压-Vcc，因而存在这样的问题，若加大电容器C1谐振电压平均值-V1_ave的变化幅度，来提供校正量的话，则必须提高回扫变压器FBT第三级绕组匝数，使负电源电压-Vcc也变大。

图7是具有枕形失真校正电路的行输出电路的另一现有例。

水平偏转线圈D_Y与S形畸变校正电容器C_s的串联电路并联连接有第一谐振电容器C01阻尼二极管Dd。而且，水平偏转线圈D_Y-与S形畸变校正电容器C_s的串联电路和基准电位点GND之间设有水平枕形尖真校正电路。该水平枕形失真校正电路由电容器C1，二极管D7(相当于图5的二极管D3)，和线圈L2与电容器C2所组成的串联电路构成。二极管D7设置成其正极位于基准电位一侧，该二极管D7还并联连接有电容器C1。线圈L2与电容器C2的串联电路对该电容器C1并联设置。没有与图5中所设的二极管D4相当的二极管，而是通过设置线圈L2与电容器C2的串联电路，沿图示方向流过锯齿状电流i1，来防二极管D7在扫描期间的初期截止这种情况的。

而且，由回扫变压器FBT的第三级绕组通过整流电路30向脉宽调制用IC10的正电源端子12提供电压。该调制用IC10的负电源端子13连接至基准电位点GND，信号输出端子14则通过线圈L1连接至电容器C1。

以下说明图7的动作。基本上与图5相同，偏转电流由式2给出。

I_{Y} (P - P) = \frac{E_{B} - (+ V 1_{ave})}{L_{Y}} \cdot T_{s} = \frac{E_{B} - V 1_{ave}}{L_{Y}} \cdot T_{s} - - - (2)

回扫期间，与图5电路不同，电容器C1产生正的谐振电压V1，为对此进行调制，由调制用IC10的信号输出端子14周期性提供具有规定占空比的脉冲。使这种占空比即T1与T2之比，同图6一样变动，由此使谐振电压V1在垂直周期(1V)中按抛物线形状变化，进行水平枕形失真的校正。

但是，这种电路也需要在正电源Vcc与基准电位点GND之间设置分流稳压器50，或在电源Vcc线路与基准电位点GND之间设置与分流稳压器50相当的别的负载，使流入电源Vcc线路的电流I1放电。因而，在没有与分流稳压器相当的别的负载时，与图5相同会带来分流稳压器高成本，导致额外的电力损耗。

如上所述，现有技术必须在回扫变压器的第三级绕组设正的或负的电源。此外，第三级绕组一侧的整流电路的电容器没有放电通路，而必须在整流电路与正电源端子或负电源端子之间设置放电用负荷或稳压器，因而存在另件个数增加，而且在整流器中引起过多的电力损耗这种问题。

本发明目的在于提供一种能以元件个数少的简单电路来实现脉宽调制所需电源的行输出电路。

而且，本发明另一目的在于提供一种能以较少电力损耗、较低成本来实现可放电电源的行输出电路。

第一发明的行输出电路，其特征在于包括：

具有基极、发射极、集电极，水平周期的驱动信号提供给基极的行输出晶体管；

将阻尼二极管、第一谐振电容器、以及水平偏转线圈加接S形畸变校正电容器所组成串联电路、分别并联连接在所述晶体管的集电极和发射极间而形成的第一并联电路；

连接在所述晶体管的集电极与基准电位点之间的第二谐振电容器；

将与所述阻尼二极管相反极性的二极管和第三电容器分别并联连接在所述晶体管发射极与基准电位点间而形成的第二并联电路；

一端连接在所述晶体管发射极的第一线圈，和连接在该第一线圈另一端与基准电位点间的第四电容器所组成的平滑电路；

具有电源端子和信号输出端子，由该信号输出端子输出按垂直周期变化的脉冲信号的调制信号源；

将所述调制信号源输出的所述脉冲信号通过第二线圈提供给所述第三电容器的装置；

将所述第四电容器产生的直流电压提供给所述调制信号源的电源端子的电源供给装置。

第一发明中可以从第三电容器和并联连接在该电容器的平滑电路的第四电容器所产生的电压中，获得用于驱动调制信号源的电源电压。

第二发明的行输出电路，其特征在于包括：

将第一阻尼二极管、第一谐振电容器、以及水平偏转线圈加接S形畸变校正电容器所组成串联电路分别并联连接在所述晶体管的集电极与第一点间而形成的第一并联电路；

将第二阻尼二极管、第二谐振电容器分别并联连接在所述第一点与所述晶体管发射极间而形成的第二并联电路；

一端连接于所述第一点的第一线圈，和连接在该第一线圈的另一端与所述晶体管的发射极间的第三电容器所组成的串联电路；

具有电源端子和信号输出端子，从该信号输出端子输出按垂直周期变化的脉冲信号的调制信号源；

将所述调制信号源输出的所述脉冲信号通过第二线圈提供给所述第二谐振电容器的装置；

将所述第三电容器产生的直流电压提供给所述调制信号源电源端子的电源供给装置。

在第二发明中，可以从第2谐振电容器和与该电容器并联连接的串联电路的第3电容上产生的电压得到用来驱动调制信号源的电源电压。

图1是表示本发明的水平输出电路的一实施例的电路图。

图2是用来说明图1的动作的波形图。

图3(a)是用来说明图1中线圈和电容的串联电路在扫描期间前半段的动作的电路图。

图3(b)表示图3(a)的电路中各种电流的波形。

图4是表示本发明的行输出电路的其他实施例的电路图。

图5是表示已有行输出电路的电路图。

图6是说明图5的动作用的波形图。

图7是表示已有行输出电路其他例子的电路图。

下面参照附图对实施例加以说明。

图1是本发明的行输出电路的一实施例。与图5相同的元件标以相同的符号。

行输出晶体管Q3具有基极、发射极和集电极，给基极提供行周期(1H)的驱动信号。在行输出晶体管Q3的集电极，发射极之间并联连接着阻尼二极管Dd、第一谐振电容器C01，以及行偏转线圈D_Y加接S形畸变补偿电容C_s所组成串联电路。在行输出晶体管Q3的集电极和基准电位点GND之间连接着第2谐振电容器C02。在行输出晶体管Q3的发射极与基准电位点GND之间并联连接着与所述阻尼二极管D_d极性相反的二极管D3及电容器C1。在行输出晶体管Q3的发射极与基准电位点GND间并联连接着由线圈L2和电容器C2构成的平滑电路。

行输出晶体管Q3的集电极经回扫变压器FBT的初级绕组接于直流电源EB上。在直流电源EB上并联连接着退耦电容器C3。

用于脉宽调制用IC10经线圈L1连接在电容器C1的一端上。在该IC10上设有电源端子12、13及信号输出端子14，该信号输出端子14与所述电容器C1的一端经线圈L1相连。

从脉宽调制用IC10的信号输出端子14输出按垂直周期变化的脉冲信号。从脉宽调制用IC10输出的脉冲信号经线圈L1向电容器C1输送。而且，电容器C2产生的直流电压提供给脉宽调制用IC10的负电源端子13。

所述脉宽调制用IC10具备产生按垂直周期变化的脉冲串的脉宽调制-驱动电路11，来自脉宽调制-驱动电路11的脉冲序列输送给PNP晶体管Q1的基极，其发射极接于正电源端子12，集电极接于NPN晶体管Q2的集电极上，NPN晶体管Q2，其发射极接于负电源端子13上，来自所述脉宽调制-驱动电路11的脉冲串被输往其基极。PNP晶体管Q1与NPN晶体管Q2中连在一起的集电极接于所述信号输出端子14上。在PNP晶体管Q1的发射极与集电极之间并联连接着二极管D1。二极管D1的负极接于PNP晶体管Q1的发射极上，正极接于所述信号输出端子14上。在NPN晶体管Q2的集电极与发射极之间并联连接着二极管D2。二极管D2的负极接于所述信号输出端子14，正极接于所述NPN晶体管Q2的发射极。

在图1的电路中，电路结构变成图5的行输出晶体管Q3的集电极与基准电位点GND之间的二极管D4、负电源整流电路20和分流稳压器40被省去，新增加了线圈L2和电容器C2组成的平滑电路。此外，均与图5的电路结构相同。

对图1的电容器C1并联设置有线圈L2和电容C2组成的平滑电路，用该平滑电路将电容器C1发生的电压加以积分。从该线圈L2与电容器C2的接点A向电源端子13供应负电源电压。

用脉宽调制用IC10使电容器C1产生的负谐振电压-V1在垂直周期(1V)按抛物线状变化，与以往一样进行水平枕形失真校正。

图2是说明图1的动作的图。而且图2是在水平周期(1H)观察时的动作。图中横轴表示时间。

用图2对图1的动作加以说明。

图2(a)表示电容器C1产生的负谐振电压-V1，(b)表示负谐振电压的平均值-V_ave(c)表示调制用IC10的信号输出端子14输出的电流波形，(e)表示电容器C2的放电电流。

在图2中t0—t2的这段时间，由前级驱动电路11向PNP晶体管1的基极提供驱动电压。PNP晶体管Q1成导通状态，由基准电位点GND出发，经发射极-集电极支路，从信号输出端子14到线圈L1有一输出电流I1通过。在这段时间内的t0—t1期间(回扫线期间)，由于产生于电容器C1的负谐振电压-V1(图2(a))，电流I1直线增加，过t1而未到t2的阶段，由于二极管D3短路，因此电容器C1的两端的电压为基准电压，在基电位点的正电源端子12与信号输出端子14的回路内没有电压，电流I1仍旧保持t1时刻的电流。一到t2，Q1截止(这时NPN晶体管Q2的基极上被加以来自前级的驱动电路11的驱动电压，Q2导通。)由于线圈L1产生的反电动势的作用，在维持先前的电流的方向上，来自负电源端子13的电流I2、通过二极管D2流向线圈L1。这个时刻，电流I2从贮存于电容器C2的负电源流出通过二极管D2、流往线圈L1。而且，电容器C2上预先产生对回扫期间电容器C1所发生负谐振电压-V1积分而得的负电源-V1_ave(图2(b))。

这一负电源的大小、等于谐振电压-V1的平均值-V1_ave，因回扫期间内电流ic从电容C1流向电容C2而进行充电。由于负电流-V1_ave的作用、线性变化的电流反向流入，因而电流I2成了随时间减小的电流。再度达到t0时、晶体管基极上被加以驱动电压，又重复上述动作。设从t0经过t1到t2的这段时间为T1，从t2到t0的时间间隔为T2，则电容器C1产生的谐振电压(-V1)的大小、可以用使上述二时间的比改变的办法来调制。

图2的虚线波形对此加以表示，相对于实线波形，虚线波形的时间比例作了改变，表示的是将T1延长、将T2缩短时的动作。T1一延长、通过线圈L1流动的、电容器C1的放电电流增加，因此，电容器C1上产生的谐振电压(负值-V1)变小。利用这一原理在垂直周期改变T1与T2之比可以校正水平枕形失真。总之，在垂直周期的首、末部分使(T1/T2)变大、而在相当于画面中央的部分使(T1/T2)变小的话，谐振电压(-V1)在垂直周期的首、末部分会变小、在相当于画面中央的部分变大，可以校正水平枕形失真。

在本发明的电路中，与图5的电路相比，新增加了对谐振电压(-V1)积分用的线圈L2和电容器C2，因此，即使没有图5的二极管D4、即使回扫变压器FBT的初级绕组电流ILP和从直流电源EB流入的直流电流IDC在扫描期间的初期为负，也不会发生二极管D3截止、电流不连续的情况。这种情况示于图3(a)、(b)，由于新增加了线圈L2和电容C2，在图3(a)中所示方向上的电流i1(流经线圈L2的电流，等于图1的ic—id，在回扫期间通过电容器C1，在扫描期间通过二极管D3)，如图3(b)所示，在扫描期间的初期流经二极管D3的电流(ILP＋IDC＋i1)不会是负值。

在本发明的电路中，T2期间的电流从基准电位点GND通过电容器C2、再通过二极管D2、线圈L1。这时，电容器C2充电为负极性，而在扫描期间T_s，二极管D3处于导通状态，所充负极性电压作为电流Id放电，所以电容器C2两端的电压保持恒压-V1_ave。因此，以往的电路中所必需的分流稳压器就不需要了，用较低的成本、较少的零件就够了、而且可以节省电力。又，电容2产生的负电源是电容器C1发生的谐振电压-V1积分而成的，其大小等于该谐振电压的平均值-V1_ave，因此，想要把校正量取得大而把谐振电压-V1取得大，则电容器C2上产生的负电压-V1_ave也自动变大，不必像已有的电路(图5)那样将回扫变压器FBT的第3绕组绕好、将负电源一Vcc加大，可谋求使回扫变压器FBT也标准化。

采取上述结构，可以不设稳压电源电路，而从电容器C2向脉宽调制用IC的电源端子13供给电源。

图4是本发明的另一实施例，是将本发明的电路用于图7的电路的例子。

行输出晶体管Q3的基极被供以水平周期(1H)的驱动信号。在行输出晶体管Q3的集电极与B点之间并联着第1阻尼二极管Dd、第1谐振电容器C01以及由水平偏转线圈D_Y与S字形畸变校正电容器C_s串联而成的电路。在B点与行输出晶体管Q3的发射极之间并联着第2阻尼二极管D7、第2谐振电容器C1。又在所述B点与行输出晶体管发射极之间并联着由线圈L2与电容器C2构成的串联电路。

行输出晶体管Q3的集电极经回扫变压器FBT的初级绕组接于直流电源EB上。直流电源EB上并联着退耦合电容器C3。

在第2谐振电容器C1的一端，脉宽调制用IC10经线圈L1接于其上。在该脉宽调制用IC10上设有电源端子12、13及信号输出端子14，该信号输出端子14与所述电容器C1的一端经线圈L1连接着。

从脉宽调制用IC10的信号输出端子14输出按垂直周期变化的脉冲信号。来自脉宽调制用IC10的脉冲信号经线圈2送给第2谐振电容器C1。而且，将电容C2上产生的直流电压供给脉宽调制-驱动电路11的正电源端子12。

所述脉宽调制用IC10具备产生按垂直周期变化的脉冲序列的脉宽调制-驱动电路11，来自该电路11的脉冲序列提供给PNP晶体管Q1的基极，其发射极接于正电源端子12，集电极接于NPN晶体管Q2的集电极上。NPN晶体管Q2，其发射极接于负电源端子13，基极输入来自所述脉宽调制-驱动电路11的脉冲串。PNP晶体管Q1和NPN晶体管Q2中连在一起的集电极接于所述信号输出端子14。在PNP晶体管Q1的发射极与集电极之间并联连接着二极管D1。二极管D1的负极接于PNP晶体管Q1的发射极，正极接于所述信号输出端子14。在NPN晶体管Q2的集电极-发射极之间并联连接着二极管D2。二极管D2的负极接于所述信号输出端子14，正极接于所述NPN晶体管Q2的发射级。

这样的结构中，将枕形失真校正电路的电容器C1中产生的谐振电压V1经线圈L2和电容C2的串联电路积分后的电压V1_ave(在电容器C2产生的电压)供给脉宽调制用IC10的正电源端子12，以此可以得到与图1相同的效果。

如上所述，使用本发明，不仅可以不在回扫变压器上设第3绕组、只在水平枕形失真校正电路中添加若干零件，就能简单地得到正或负的电源，而且可以减少电路的总耗电量。还有不改变回扫变压器的匝数就能根据校正量提供电源的效果。

而且，本发明不限定于上述实施例，在不超出本发明要旨的范围内可以作各种变形加以实施。

Claims

1.一种行输出电路，包括以下组成部分：

具有基极、发射极、集电极，水平周期的驱动信号提供给基极的行输出晶体管(Q3)；

将阻尼二极管(Dd)，第一谐振电容器(C01)，以及水平偏转线圈(D_Y)加接S形畸变校正电容器(C_s)所组成串联电路分别并联连接在所述晶体管(Q3)的集电极和发射极间而形成的第一并联电路；

连接在所述晶体管(Q3)的集电极与基准电位点(GND)之间的第二谐振电容器(C02)；

将与所述阻尼二极管(Dd)相反极性的二极管(D3)和第三电容器(C1)并联连接在所述晶体管(Q3)发射极与基准电位点(GND)间而形成的第二并联电路；

具有电源端子(12，13)和信号输出端子(14)，由该信号输出端子(14)输出按垂直周期变化的脉冲信号的调制信号源(10)；

将所述调制信号源(10)输出的所述脉冲信号通过第二线圈(L1)提供给所述第三电容器(C1)的装置；

上述行输出电路的特征在于还包括：

一端连接在所述行输出晶体管(Q3)发射极的第一线圈(L2)，和连接在该第一线圈(L2)另一端与基准电位点(GND)间的第四电容器(C2)组成的平滑电路；

将所述第四电容器(C2)产生的直流电压提供给所述调制信号源(10)的电源端子(13)的电源供给装置。

2.如权利要求1所述的行输出电路，其特征在于，所述调制信号源(10)包括以下组成部分：

产生按垂直周期变化的脉冲序列的脉冲发生电路(11)；

发射极与正电源端子(12)连接，所述脉冲发生电路(11)输出的脉冲序

列提供至基极的PNP晶体管(Q1)；

发射极与负电源端子(13)连接，所述脉冲发生电路(11)输出的脉冲序列提供至基极，集电极与所述PNP晶体管(Q1)的集电极连接的NPN晶体管(Q2)；

与所述PNP晶体管(Q1)和NPN晶体管(Q2)的集电极连接的信号输出端子(14)；

负极与所述PNP晶体管(Q1)的发射极连接，正极与所述信号输出端子(14)连接的第一二极管(D1)；

正极与所述NPN晶体管(Q2)的发射极连接，负极与所述信号输出端子(14)连接的第二二极管(D2)；

上述组成中，所述直流电压提供给所述负电源端子(13)。

3.一种行输出电路，包括以下组成部分：

将第一阻尼二极管(Dd)、第一谐振电容器(C01)，以及水平偏转线圈(D_Y)加接S形畸变校正电容器(C_s)所组成的串联电路分别并联连接在所述晶体管(Q3)的集电极与第一点(B)之间而形成的第一并联电路；

将第二阻尼电容器(D7)、第二皆振电容器(C1)分别并联连接在所述第一点(B)与所述晶体管(Q3)发射极间而形成的第二并联电路；

一端连接于所述第一点(B)的第一线圈(L2)，和连接在该第一线圈(L2)另一端与所述晶体管(Q3)发射极之间的第三电容器(C2)所组成的串联电路；

具有电源端子(12，13)和信号输出端子(14)，从该信号输出端子(14)输出按垂直周期变化的脉冲信号的调制信号源(10)；

将所述调制信号源(10)输出的所述脉冲信号通过第二线圈(L1)提供给所述第二谐振电容器(C1)的装置；

上述行输出电路的特征在于还包括：

将所述第三电容器(C2)产生的直流电压提供给所述调制信号源(10)的电源端子(12)的电源供给装置。

4.如权利要求3所述的行输出电路，其特征在于，所述调制信号源(10)包括以下组成部分：

产生按垂直周期变化的脉冲序列的脉冲发生电路(11)；

发射极与正电源端子(12)连接，所述脉冲发生电路(11)输出的脉冲序列提供至基极的PNP晶体管(Q1)；

上述组成中，所述直流电压提供给所述负电源端子(13)。