JPH0837651A - ディジタル通信システム - Google Patents
ディジタル通信システムInfo
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- JPH0837651A JPH0837651A JP7023466A JP2346695A JPH0837651A JP H0837651 A JPH0837651 A JP H0837651A JP 7023466 A JP7023466 A JP 7023466A JP 2346695 A JP2346695 A JP 2346695A JP H0837651 A JPH0837651 A JP H0837651A
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- signal
- signals
- channel
- filter
- transfer function
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N7/00—Television systems
- H04N7/12—Systems in which the television signal is transmitted via one channel or a plurality of parallel channels, the bandwidth of each channel being less than the bandwidth of the television signal
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/14—Picture signal circuitry for video frequency region
- H04N5/21—Circuitry for suppressing or minimising disturbance, e.g. moiré or halo
- H04N5/211—Ghost signal cancellation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Picture Signal Circuits (AREA)
- Television Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 最小平均２乗アルゴリズムを用いる適応的
等化器の収束速度を効果的に増大させる装置を提供す
る。 【構成】 ディジタル符号化ＴＶ信号ｔ（ｎ）と基準
信号Ｖ（ｎ）とを伝送チャネル２０を通じて伝送する送
信機１０と、最小平均２乗アルゴリズムを用いる適応的
等化器を備えた受信機３０とを有するディジタル通信シ
ステムであって、送信機１０が、ディジタル符号化ＴＶ
信号ｔ（ｎ）または基準信号ｖ（ｎ）を伝送チャネル２
０の平均伝達関数の逆数と乗じて修正信号を発生するチ
ャネルインタフェース回路１４を有し、チャネルインタ
フェース回路１４が、前記伝送チャネル２０の平均伝達
関数Ｍ（ｚ）の逆数と一致する伝達関数を定義するフィ
ルター係数の集合を記憶するメモリ１４ｂと、ディジタ
ル符号化ＴＶ信号または基準信号をフィルタリングして
修正信号を伝送チャネルへ提供するＦＩＲフィルター１
４ａとを有する。
等化器の収束速度を効果的に増大させる装置を提供す
る。 【構成】 ディジタル符号化ＴＶ信号ｔ（ｎ）と基準
信号Ｖ（ｎ）とを伝送チャネル２０を通じて伝送する送
信機１０と、最小平均２乗アルゴリズムを用いる適応的
等化器を備えた受信機３０とを有するディジタル通信シ
ステムであって、送信機１０が、ディジタル符号化ＴＶ
信号ｔ（ｎ）または基準信号ｖ（ｎ）を伝送チャネル２
０の平均伝達関数の逆数と乗じて修正信号を発生するチ
ャネルインタフェース回路１４を有し、チャネルインタ
フェース回路１４が、前記伝送チャネル２０の平均伝達
関数Ｍ（ｚ）の逆数と一致する伝達関数を定義するフィ
ルター係数の集合を記憶するメモリ１４ｂと、ディジタ
ル符号化ＴＶ信号または基準信号をフィルタリングして
修正信号を伝送チャネルへ提供するＦＩＲフィルター１
４ａとを有する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は高精細度テレビ（ＨＤＴ
Ｖ）システムに関し、特に、最小平均２乗（ＬＭＳ）の
適応的等化器の収束速度を改善した、最小平均２乗（Ｌ
ＭＳ）適応的等化器を用いる高精細度テレビシステムで
用いるチャネルインタフェース装置に関する。
Ｖ）システムに関し、特に、最小平均２乗（ＬＭＳ）の
適応的等化器の収束速度を改善した、最小平均２乗（Ｌ
ＭＳ）適応的等化器を用いる高精細度テレビシステムで
用いるチャネルインタフェース装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、高精細度テレビ（ＨＤＴＶ）シ
ステムにおいて、ＴＶ信号の伝送ソースからのＴＶ信号
は、高周波チャネルのような伝送チャネルを経て、ＨＤ
ＴＶ信号受信端へ伝送される。伝送チャネルを経たＴＶ
信号の伝送に関する固有の問題点のうちの一つは、チャ
ネルひずみ及び付加ノイズであるが、これは伝送ＴＶ信
号内のデータシンボルの伝送を妨害する。これは、ＨＤ
ＴＶ信号受信システムが受け取ったシンボルレベルを区
別するのに悪影響を及ぼす。かかる問題点を改善するた
めに、通常的なＨＤＴＶ信号受信システムはチャネル適
応的等化器を含む。
ステムにおいて、ＴＶ信号の伝送ソースからのＴＶ信号
は、高周波チャネルのような伝送チャネルを経て、ＨＤ
ＴＶ信号受信端へ伝送される。伝送チャネルを経たＴＶ
信号の伝送に関する固有の問題点のうちの一つは、チャ
ネルひずみ及び付加ノイズであるが、これは伝送ＴＶ信
号内のデータシンボルの伝送を妨害する。これは、ＨＤ
ＴＶ信号受信システムが受け取ったシンボルレベルを区
別するのに悪影響を及ぼす。かかる問題点を改善するた
めに、通常的なＨＤＴＶ信号受信システムはチャネル適
応的等化器を含む。
【０００３】このような従来のチャネル適応的等化器
は、受信信号から伝送チャネルの時間によって変動する
周波数応答による振幅及び位相ひずみを除去することに
よって、シンボル判断能力を向上させるフィルタリング
装置を用いる。特に、チャネル適応的等化器は伝送チャ
ネルの伝達関数を用いて、伝達関数の逆数を受信信号へ
印加して、その関連した時間によるひずみ効果を除去す
る。しかし、伝送チャネルの伝達関数は不安定で、温
度、環境及び地理的要素などのような媒介変数によって
変化するため、正確に定義するには困難である。従っ
て、伝送チャネルの伝達関数を正確に定義するためのよ
うな適応的等化器は、トレーニングシーケンス（ｔｒａ
ｉｎｉｎｇ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）と呼ばれる公知の基準
信号を周期的に用いる。
は、受信信号から伝送チャネルの時間によって変動する
周波数応答による振幅及び位相ひずみを除去することに
よって、シンボル判断能力を向上させるフィルタリング
装置を用いる。特に、チャネル適応的等化器は伝送チャ
ネルの伝達関数を用いて、伝達関数の逆数を受信信号へ
印加して、その関連した時間によるひずみ効果を除去す
る。しかし、伝送チャネルの伝達関数は不安定で、温
度、環境及び地理的要素などのような媒介変数によって
変化するため、正確に定義するには困難である。従っ
て、伝送チャネルの伝達関数を正確に定義するためのよ
うな適応的等化器は、トレーニングシーケンス（ｔｒａ
ｉｎｉｎｇ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）と呼ばれる公知の基準
信号を周期的に用いる。
【０００４】このような等化器のうちの一つは、Ｊ．
Ｇ．Ｐｒｏａｋｉｓの著書、ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ出
版社の「Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏ
ｎ」５６１−５８４項、１９８９年に記載されている。
この適応的等化器はＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓ
ｑｕａｒｅｄ）アルゴリズムを用い、通常のディジタル
フィルターと等化済みの基準信号及び予め記憶された基
準信号の複製信号を用いて、タップ係数と呼ばれるフィ
ルター係数を更新する係数更新回路を有する。フィルタ
ー係数はその等化済みの基準信号及び基準信号間の平均
２乗誤差（ＭｅａｎＳｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ；ＭＳ
Ｅ）を最小化し、これによって最適フィルター係数の集
合に収束する。ここで、最適フィルター係数の伝達関数
は伝送チャネルの伝達関数の逆数となる。これは伝送さ
れたＴＶ信号に接近する等化済みのＴＶ信号になる。
Ｇ．Ｐｒｏａｋｉｓの著書、ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ出
版社の「Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏ
ｎ」５６１−５８４項、１９８９年に記載されている。
この適応的等化器はＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓ
ｑｕａｒｅｄ）アルゴリズムを用い、通常のディジタル
フィルターと等化済みの基準信号及び予め記憶された基
準信号の複製信号を用いて、タップ係数と呼ばれるフィ
ルター係数を更新する係数更新回路を有する。フィルタ
ー係数はその等化済みの基準信号及び基準信号間の平均
２乗誤差（ＭｅａｎＳｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ；ＭＳ
Ｅ）を最小化し、これによって最適フィルター係数の集
合に収束する。ここで、最適フィルター係数の伝達関数
は伝送チャネルの伝達関数の逆数となる。これは伝送さ
れたＴＶ信号に接近する等化済みのＴＶ信号になる。
【０００５】このようなＬＭＳアルゴリズムのような従
来の方法は、数百回の繰り返しを行って最適フィルター
係数の集合に収束するが、正確な伝達関数を得るために
は、長い適応期間を要する。適応期間が長いために、通
信チャネルは等化器が適応するまで閉じた状態にとどま
らなければならない。更にＨＤＴＶシステムが、より大
きいバンド幅を必要とするより高速の伝送速度で作動す
る場合、結局、収束速度がより速い複合フィルターが必
要になる。
来の方法は、数百回の繰り返しを行って最適フィルター
係数の集合に収束するが、正確な伝達関数を得るために
は、長い適応期間を要する。適応期間が長いために、通
信チャネルは等化器が適応するまで閉じた状態にとどま
らなければならない。更にＨＤＴＶシステムが、より大
きいバンド幅を必要とするより高速の伝送速度で作動す
る場合、結局、収束速度がより速い複合フィルターが必
要になる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】従って、本発明の主な
目的は、最小平均２乗アルゴリズムを用いる適応的等化
器の収束速度を効果的に増大させる装置を提供すること
にある。
目的は、最小平均２乗アルゴリズムを用いる適応的等化
器の収束速度を効果的に増大させる装置を提供すること
にある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明によれば、ディジタル符号化ＴＶ信号及び
基準信号を伝送チャネルを通じて伝送する送信機と、最
小平均２乗アルゴリズムを用いる適応的等化器を備える
受信機とを有するディジタル通信システムにおいて、前
記送信機が、前記伝送チャネルと連結されたチャネルイ
ンタフェース手段であって、前記ディジタル符号化ＴＶ
信号または基準信号を前記伝送チャネルの平均伝達関数
の逆数と乗じて、伝送される修正信号を発生するチャネ
ルインタフェース手段が提供される。
めに、本発明によれば、ディジタル符号化ＴＶ信号及び
基準信号を伝送チャネルを通じて伝送する送信機と、最
小平均２乗アルゴリズムを用いる適応的等化器を備える
受信機とを有するディジタル通信システムにおいて、前
記送信機が、前記伝送チャネルと連結されたチャネルイ
ンタフェース手段であって、前記ディジタル符号化ＴＶ
信号または基準信号を前記伝送チャネルの平均伝達関数
の逆数と乗じて、伝送される修正信号を発生するチャネ
ルインタフェース手段が提供される。
【０００８】
【実施例】以下、本発明のディジタル通信システムにつ
いて図面を参照しながらより詳しく説明する。
いて図面を参照しながらより詳しく説明する。
【０００９】図１には、本発明によるチャネルインタフ
ェース装置を用いるＨＤＴＶシステムの一部分が示され
ている。このＨＤＴＶシステムはＨＤＴＶ信号送信機１
０、ＨＤＴＶ信号受信機３０及びその間に配設した伝送
チャネル２０を含む。
ェース装置を用いるＨＤＴＶシステムの一部分が示され
ている。このＨＤＴＶシステムはＨＤＴＶ信号送信機１
０、ＨＤＴＶ信号受信機３０及びその間に配設した伝送
チャネル２０を含む。
【００１０】ＨＤＴＶ信号送信機１０は符号器１１、基
準信号発生器１２、マルチプレクサ１３及びチャネルイ
ンタフェース回路１４を含む。
準信号発生器１２、マルチプレクサ１３及びチャネルイ
ンタフェース回路１４を含む。
【００１１】この符号器１１は映像、オーディオ、同期
情報を含むＴＶ信号を受信して、これらを伝送されるデ
ィジタルＴＶ信号ｔ（ｎ）に変換する。
情報を含むＴＶ信号を受信して、これらを伝送されるデ
ィジタルＴＶ信号ｔ（ｎ）に変換する。
【００１２】基準信号発生器１２は、伝送チャネル２０
を通じて、ＨＤＴＶ信号受信機３０に選択的に印加され
る基準信号ｖ（ｎ）を発生する。このＨＤＴＶ信号受信
機３０において、トレーニングシーケンスと呼ばれる基
準信号ｖ（ｎ）は伝送チャネル２０の伝達関数Ｈ（ｚ）
をエミュレート（ｅｍｕｌａｔｅ）し、また伝達関数の
逆数を受信されたＴＶ信号に印加して伝送チャネル２０
の伝達関数Ｈ（ｚ）に関する時間によるひずみ効果を校
正する。当業者には良く知られている通り、疑似ノイズ
シーケンス（ｐｓｅｕｄｏ ｎｏｉｓｅ ｓｅｑｕｅｎ
ｃｅ）またはベセルタイプパルス（Ｂｅｓｓｅｌ−ｔｙ
ｐｅ ｐｕｌｓｅ）が基準信号として用いられる。
を通じて、ＨＤＴＶ信号受信機３０に選択的に印加され
る基準信号ｖ（ｎ）を発生する。このＨＤＴＶ信号受信
機３０において、トレーニングシーケンスと呼ばれる基
準信号ｖ（ｎ）は伝送チャネル２０の伝達関数Ｈ（ｚ）
をエミュレート（ｅｍｕｌａｔｅ）し、また伝達関数の
逆数を受信されたＴＶ信号に印加して伝送チャネル２０
の伝達関数Ｈ（ｚ）に関する時間によるひずみ効果を校
正する。当業者には良く知られている通り、疑似ノイズ
シーケンス（ｐｓｅｕｄｏ ｎｏｉｓｅ ｓｅｑｕｅｎ
ｃｅ）またはベセルタイプパルス（Ｂｅｓｓｅｌ−ｔｙ
ｐｅ ｐｕｌｓｅ）が基準信号として用いられる。
【００１３】ディジタルＴＶ信号ｔ（ｎ）及び基準信号
ｖ（ｎ）は、通常的な制御器（図示せず）からの制御信
号に応答して、基準信号ｖ（ｎ）またはディジタルＴＶ
信号ｔ（ｎ）を選択的にチャネルインタフェース回路１
４に連結するマルチプレクサ１３に供給される。
ｖ（ｎ）は、通常的な制御器（図示せず）からの制御信
号に応答して、基準信号ｖ（ｎ）またはディジタルＴＶ
信号ｔ（ｎ）を選択的にチャネルインタフェース回路１
４に連結するマルチプレクサ１３に供給される。
【００１４】チャネルインタフェース回路１４は、ディ
ジタルＴＶ信号ｔ（ｎ）または基準信号ｖ（ｎ）を受信
し、伝達関数Ｒ（ｚ）を用いてディジタルＴＶ信号ｔ
（ｎ）または基準信号ｖ（ｎ）を修正して修正済みの信
号ｘ（ｎ）を発生するに役立つ。後述される通り、チャ
ネルインタフェース回路１４の伝達関数Ｒ（ｚ）は通常
の自己相関または適応的フィルタリング技法を用いて、
実験的に決定された伝送チャネル２０の平均伝達関数Ｍ
（ｚ）の逆数と等しい。図示されたように、チャネルイ
ンタフェース回路１４は、有限インパルス応答（Ｆｉｎ
ｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ；ＦＩＲ）
フィルター１４ａ及びフィルター係数の集合を記憶する
メモリ１４ｂを含む。フィルター係数の集合は予め選択
されて伝達関数Ｒ（ｚ）を定義し、メモリ１４ｂに書き
込まれる。従って、ＦＩＲフィルター１４ａはメモリ１
４ｂに記憶されたフィルター係数の集合を用いて、ディ
ジタルＴＶ信号ｔ（ｎ）または基準信号ｖ（ｎ）をフィ
ルタリングすることによって、伝達関数Ｈ（ｚ）を有す
る伝送チャネル２０を通って歪む可能性のある修正済み
の信号Ｘ（ｎ）を発生する。伝送チャネル２０は、チャ
ネル出力信号ｙ（ｎ）をＨＤＴＶ信号受信機３０へ提供
する。
ジタルＴＶ信号ｔ（ｎ）または基準信号ｖ（ｎ）を受信
し、伝達関数Ｒ（ｚ）を用いてディジタルＴＶ信号ｔ
（ｎ）または基準信号ｖ（ｎ）を修正して修正済みの信
号ｘ（ｎ）を発生するに役立つ。後述される通り、チャ
ネルインタフェース回路１４の伝達関数Ｒ（ｚ）は通常
の自己相関または適応的フィルタリング技法を用いて、
実験的に決定された伝送チャネル２０の平均伝達関数Ｍ
（ｚ）の逆数と等しい。図示されたように、チャネルイ
ンタフェース回路１４は、有限インパルス応答（Ｆｉｎ
ｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ；ＦＩＲ）
フィルター１４ａ及びフィルター係数の集合を記憶する
メモリ１４ｂを含む。フィルター係数の集合は予め選択
されて伝達関数Ｒ（ｚ）を定義し、メモリ１４ｂに書き
込まれる。従って、ＦＩＲフィルター１４ａはメモリ１
４ｂに記憶されたフィルター係数の集合を用いて、ディ
ジタルＴＶ信号ｔ（ｎ）または基準信号ｖ（ｎ）をフィ
ルタリングすることによって、伝達関数Ｈ（ｚ）を有す
る伝送チャネル２０を通って歪む可能性のある修正済み
の信号Ｘ（ｎ）を発生する。伝送チャネル２０は、チャ
ネル出力信号ｙ（ｎ）をＨＤＴＶ信号受信機３０へ提供
する。
【００１５】このＨＤＴＶ信号受信機３０は伝送チャネ
ル２０から受けたＴＶ信号を校正する等化器を含み、も
とのＴＶ信号と近似な等化済みのＴＶ信号を発生する。
ＬＭＳアルゴリズムを用いる適応的等化器３０は通常の
ＦＩＲフィルター３１ａと、係数更新回路３１ｂとを有
し、この係数更新回路は、フィルター出力信号ｚ（ｎ）
とメモリ３３ｃに記憶された基準信号ｖ（ｎ）の複製信
号とを用いて、フィルター係数を更新する。適応的等化
器３１はフィルター出力信号と予め記憶された基準信号
との平均２乗誤差（ＭＳＥ）を最小化し、これによっ
て、フィルター係数の集合が最適フィルター係数の集合
に収束し、フィルター出力信号ｚ（ｎ）が基準信号ｖ
（ｎ）に近づく。
ル２０から受けたＴＶ信号を校正する等化器を含み、も
とのＴＶ信号と近似な等化済みのＴＶ信号を発生する。
ＬＭＳアルゴリズムを用いる適応的等化器３０は通常の
ＦＩＲフィルター３１ａと、係数更新回路３１ｂとを有
し、この係数更新回路は、フィルター出力信号ｚ（ｎ）
とメモリ３３ｃに記憶された基準信号ｖ（ｎ）の複製信
号とを用いて、フィルター係数を更新する。適応的等化
器３１はフィルター出力信号と予め記憶された基準信号
との平均２乗誤差（ＭＳＥ）を最小化し、これによっ
て、フィルター係数の集合が最適フィルター係数の集合
に収束し、フィルター出力信号ｚ（ｎ）が基準信号ｖ
（ｎ）に近づく。
【００１６】ＦＩＲフィルター３１ａに対する最適フィ
ルター係数の集合を得るためには、基準信号ｖ（ｎ）は
マルチプレクサ１３を通じてＦＩＲフィルター１４ａへ
伝送され、ＦＩＲフィルター１４ａでは、基準信号ｖ
（ｎ）がチャネルインパルス回路１４の伝達関数Ｒ
（ｚ）を定義する予め選択されたフィルター係数の集合
を用いてフィルタリングされ修正されて、修正された基
準信号ｘ（ｎ）が出力される。伝達関数Ｒ（ｚ）は平均
伝達関数Ｍ（ｚ）の逆数と等しい。伝送チャネル２０の
測定された伝達関数がＨ０（ｚ），Ｈ１
（ｚ），．．．，ＨＮ−１（ｚ）であると仮定すれば、
平均ｚ−領域伝達関数Ｍ（ｚ）は、次式のように表され
る。
ルター係数の集合を得るためには、基準信号ｖ（ｎ）は
マルチプレクサ１３を通じてＦＩＲフィルター１４ａへ
伝送され、ＦＩＲフィルター１４ａでは、基準信号ｖ
（ｎ）がチャネルインパルス回路１４の伝達関数Ｒ
（ｚ）を定義する予め選択されたフィルター係数の集合
を用いてフィルタリングされ修正されて、修正された基
準信号ｘ（ｎ）が出力される。伝達関数Ｒ（ｚ）は平均
伝達関数Ｍ（ｚ）の逆数と等しい。伝送チャネル２０の
測定された伝達関数がＨ０（ｚ），Ｈ１
（ｚ），．．．，ＨＮ−１（ｚ）であると仮定すれば、
平均ｚ−領域伝達関数Ｍ（ｚ）は、次式のように表され
る。
【００１７】
【数２】
【００１８】ここで、Ｎは与えられたサンプルの全数を
表す正の整数である。
表す正の整数である。
【００１９】従って、チャネルインタフェース回路１４
がＦＩＲフィルター１４ａを備ているので、ｚ−領域修
正基準信号Ｘ（ｚ）は次式のように表される。
がＦＩＲフィルター１４ａを備ているので、ｚ−領域修
正基準信号Ｘ（ｚ）は次式のように表される。
【００２０】
【数３】
【００２１】ここで、Ｖ（ｚ）はｚ−領域基準信号であ
る。
る。
【００２２】その後に、修正基準信号ｘ（ｎ）は伝送チ
ャネル２０へ伝送されると共にｚ−領域チャネル伝達関
数Ｈ（ｚ）を有する伝送チャネル２０を通って歪み、伝
送チャネル２０はチャネル出力信号ｙ（ｎ）を発生す
る。従って、ｚ−領域チャネル出力信号Ｙ（ｚ）は次式
のように表される。
ャネル２０へ伝送されると共にｚ−領域チャネル伝達関
数Ｈ（ｚ）を有する伝送チャネル２０を通って歪み、伝
送チャネル２０はチャネル出力信号ｙ（ｎ）を発生す
る。従って、ｚ−領域チャネル出力信号Ｙ（ｚ）は次式
のように表される。
【００２３】
【数４】
【００２４】ここで、Ｈ（ｚ）は伝送チャネル２０の実
際のｚ−領域での伝達関数で、Ｈ（ｚ）＝Ｍ（ｚ）＋△
Ｈ（ｚ）として表現される。△Ｈ（ｚ）はチャネル伝達
関数Ｈ（ｚ）と平均伝達関数Ｍ（ｚ）との間の差動伝達
関数である。上記式（１）から分かるように、もとの基
準信号ｖ（ｎ）の歪みは、△Ｈ（ｚ）／Ｍ（ｚ）として
表現され、有効チャネル伝達関数Ｈ′（ｚ）は△Ｈ
（ｚ）／Ｍ（ｚ）になる。更に、差動伝達関数△Ｈ
（ｚ）が平均伝達関数Ｍ（ｚ）によって除算されるの
で、有効チャネル伝達関数△Ｈ（ｚ）／Ｍ（ｚ）の分散
は、実際のチャネル関数Ｈ（ｚ）の分散より小さくなる
ことに注目すべきである。
際のｚ−領域での伝達関数で、Ｈ（ｚ）＝Ｍ（ｚ）＋△
Ｈ（ｚ）として表現される。△Ｈ（ｚ）はチャネル伝達
関数Ｈ（ｚ）と平均伝達関数Ｍ（ｚ）との間の差動伝達
関数である。上記式（１）から分かるように、もとの基
準信号ｖ（ｎ）の歪みは、△Ｈ（ｚ）／Ｍ（ｚ）として
表現され、有効チャネル伝達関数Ｈ′（ｚ）は△Ｈ
（ｚ）／Ｍ（ｚ）になる。更に、差動伝達関数△Ｈ
（ｚ）が平均伝達関数Ｍ（ｚ）によって除算されるの
で、有効チャネル伝達関数△Ｈ（ｚ）／Ｍ（ｚ）の分散
は、実際のチャネル関数Ｈ（ｚ）の分散より小さくなる
ことに注目すべきである。
【００２５】次に、チャネル出力信号ｙ（ｎ）は適応的
等化器３１へ伝送され、ＦＩＲフィルター３１ａはチャ
ネル出力信号ｙ（ｎ）をフィルタリングして校正し、フ
ィルター出力信号ｚ（ｎ）を発生するが、これは基準信
号ｖ（ｎ）ともっとも近似な信号である。フィルター出
力信号ｚ（ｎ）は次式のように表される。
等化器３１へ伝送され、ＦＩＲフィルター３１ａはチャ
ネル出力信号ｙ（ｎ）をフィルタリングして校正し、フ
ィルター出力信号ｚ（ｎ）を発生するが、これは基準信
号ｖ（ｎ）ともっとも近似な信号である。フィルター出
力信号ｚ（ｎ）は次式のように表される。
【００２６】
【数５】
【００２７】ここで、Ｗｉは等化器へのフィルター係数
のベクトルで、Ｍはフィルターセルの数を表す正の整数
である。フィルター係数｛Ｗｉ｝のｚ−領域伝達関数Ｗ
（ｚ）は、次式のように表される。
のベクトルで、Ｍはフィルターセルの数を表す正の整数
である。フィルター係数｛Ｗｉ｝のｚ−領域伝達関数Ｗ
（ｚ）は、次式のように表される。
【００２８】
【数６】
【００２９】有効チャネル伝達関数Ｈ′（ｚ）をエミュ
レートするために、フィルター係数ｗ（ｎ）は係数更新
回路３１ｂにより、次式のように繰り返して更新され
る。
レートするために、フィルター係数ｗ（ｎ）は係数更新
回路３１ｂにより、次式のように繰り返して更新され
る。
【００３０】
【数７】
【００３１】ここで、μは小さい正の整数である。従っ
て、ＬＭＳ等化器の性能は減算回路３３ｄで得られる平
均２乗誤差（ＭＳＥ）を特徴とする。即ち、適応的等化
器はＭＳＥを最小化させて、フィルター係数の集合は最
適フィルター係数ｗ（ｎ）の集合に収束し、ＬＭＳアル
ゴリズムはフィルター係数が平均２乗誤差を最小化する
値に収束するまでフィルター係数を調整する。
て、ＬＭＳ等化器の性能は減算回路３３ｄで得られる平
均２乗誤差（ＭＳＥ）を特徴とする。即ち、適応的等化
器はＭＳＥを最小化させて、フィルター係数の集合は最
適フィルター係数ｗ（ｎ）の集合に収束し、ＬＭＳアル
ゴリズムはフィルター係数が平均２乗誤差を最小化する
値に収束するまでフィルター係数を調整する。
【００３２】当業者には良く知られているように、ＬＭ
Ｓアルゴリズムに基づいた適応的等化器において、収束
速度はチャネル出力信号ｙ（ｎ）の共分散マトリックス
（ｃｏｖａｒｉａｎｃｅ ｍａｔｒｉｘ）により特定さ
れる。即ち、共分散マトリックスに分散された固有値が
１（ｕｎｉｔｙ）に近づけば、収束速度はより速くな
り、チャネル出力信号が均一（ｗｈｉｔｅ）となったと
き最も速くなる。
Ｓアルゴリズムに基づいた適応的等化器において、収束
速度はチャネル出力信号ｙ（ｎ）の共分散マトリックス
（ｃｏｖａｒｉａｎｃｅ ｍａｔｒｉｘ）により特定さ
れる。即ち、共分散マトリックスに分散された固有値が
１（ｕｎｉｔｙ）に近づけば、収束速度はより速くな
り、チャネル出力信号が均一（ｗｈｉｔｅ）となったと
き最も速くなる。
【００３３】上記式（３）で与えられたように、基準信
号Ｖ（ｎ）は均一なので、チャネル出力信号ｙ（ｎ）の
共分散マトリックスは有効チャネル伝達関数△Ｈ（ｚ）
／Ｍ（ｚ）の分散に主に関連し、この有効チャネル伝達
関数は実際の伝達関数Ｈ（ｚ）よりその値が小さい。有
効チャネル伝達関数△Ｈ（ｚ）／Ｍ（ｚ）のより小さい
分散値に対して、チャネル出力信号の固有値の比を小さ
くすることが可能でなので、フィルターの収束速度が向
上され、結局、ＬＭＳ収束アルゴリズムを用いる適応的
等化器の性能が向上される。
号Ｖ（ｎ）は均一なので、チャネル出力信号ｙ（ｎ）の
共分散マトリックスは有効チャネル伝達関数△Ｈ（ｚ）
／Ｍ（ｚ）の分散に主に関連し、この有効チャネル伝達
関数は実際の伝達関数Ｈ（ｚ）よりその値が小さい。有
効チャネル伝達関数△Ｈ（ｚ）／Ｍ（ｚ）のより小さい
分散値に対して、チャネル出力信号の固有値の比を小さ
くすることが可能でなので、フィルターの収束速度が向
上され、結局、ＬＭＳ収束アルゴリズムを用いる適応的
等化器の性能が向上される。
【００３４】本発明は特定の実施例について説明された
が、本発明の範囲を逸脱することなく、当業者は種々の
改変をなし得るであろう。
が、本発明の範囲を逸脱することなく、当業者は種々の
改変をなし得るであろう。
【００３５】
【発明の効果】従って、本発明のチャネルインタフェー
ス装置によって、最小平均２乗アルゴリズムを用いる適
応的等化器の収束速度を効果的に増大させる装置を提供
することができる。
ス装置によって、最小平均２乗アルゴリズムを用いる適
応的等化器の収束速度を効果的に増大させる装置を提供
することができる。
【図１】本発明によるチャネルインタフェース装置を用
いるＨＤＴＶシステムの概略的なブロック図である。
いるＨＤＴＶシステムの概略的なブロック図である。
１０ ＨＤＴＶ信号送信機 １１ 符号器 １２ 基準信号発生器 １３ マルチプレクサ １４ チャネルインタフェース回路 １４ａ ＦＩＲフィルター １４ｂ メモリ ２０ 伝送チャネル ３０ ＨＤＴＶ信号受信機 ３１ 適応的等化器 ３１ａ ＦＩＲフィルター ３１ｂ 係数更新回路 ３３ｃ メモリ ３３ｄ 減算器
Claims (2)
- 【請求項１】 ディジタル符号化ＴＶ信号及び基準信
号を伝送チャネルを通じて伝送する送信機と、最小平均
２乗アルゴリズムを用いる適応的等化器を備える受信機
とを有するディジタル通信システムであって、 前記送信機が、 前記伝送チャネルと連結されたチャネルインタフェース
手段であって、前記ディジタル符号化ＴＶ信号または基
準信号を前記伝送チャネルの平均伝達関数の逆数と乗じ
て、伝送される修正信号を発生するチャネルインタフェ
ース手段を有することを特徴とするディジタル通信シス
テム。 - 【請求項２】 前記チャネルインタフェース手段が、 前記伝送チャネルの平均伝達関数Ｍ（Ｚ）の逆数と一致
する伝達関数を定義するフィルター係数の集合を記憶す
るメモリ手段であって、下記の式のように表現され、 【数１】 ここで、Ｎは与えられたサンプルの全数を表す正の整数
で、Ｈ０（ｚ），Ｈ１（ｚ），．．．，ＨＮ−１（ｚ）
は伝送チャネルの伝達関数として測定されるメモリ手段
と、 前記メモリ手段に記憶されたフィルター係数の集合を用
いて、ディジタル符号化ＴＶ信号または基準信号をフィ
ルタリングすることによって、前記修正信号を伝送チャ
ネルへ供給するフィルター手段とを有すること特徴とす
る請求項１に記載のディジタル通信システム。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019940000781A KR960011740B1 (ko) | 1994-01-18 | 1994-01-18 | 개선된 등화기능을 갖는 디지틀 텔레비젼 시스템 |
| KR1994P781 | 1994-01-18 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0837651A true JPH0837651A (ja) | 1996-02-06 |
Family
ID=19375801
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7023466A Pending JPH0837651A (ja) | 1994-01-18 | 1995-01-18 | ディジタル通信システム |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0663765B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0837651A (ja) |
| KR (1) | KR960011740B1 (ja) |
| CN (1) | CN1116808A (ja) |
| DE (1) | DE69511734D1 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2000016526A1 (en) * | 1998-09-15 | 2000-03-23 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Transmission system with improved signal conditioning means |
| KR100708482B1 (ko) * | 2005-03-04 | 2007-04-18 | 삼성전자주식회사 | 채널 등화기 및 채널 등화 방법 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| BE758978A (fr) * | 1969-11-20 | 1971-04-30 | Western Electric Co | Systeme de transmission pour transmettre des signaux numeriquesa niveaux multiples |
| NL8202438A (nl) * | 1982-06-16 | 1984-01-16 | Philips Nv | Eindinrichting voor een duplex transmissiestelsel. |
| US4995057A (en) * | 1988-11-02 | 1991-02-19 | At&T Bell Laboratories | Technique for achieving the theoretical coding gain of digital signals incorporating error correction |
| JP2755712B2 (ja) * | 1989-08-17 | 1998-05-25 | 株式会社東芝 | ゴースト除去装置およびゴースト除去方法 |
| US4980767A (en) * | 1989-11-30 | 1990-12-25 | At&T Bell Laboratories | Technique for determining signal dispersion characteristics in communications systems |
| US5065242A (en) * | 1990-06-29 | 1991-11-12 | General Electric Company | Deghosting apparatus using pseudorandom sequences |
| JPH0472874A (ja) * | 1990-07-12 | 1992-03-06 | Toshiba Corp | 直交多重信号処理装置 |
| US5060067A (en) * | 1990-11-26 | 1991-10-22 | Zenith Electronics Corporation | System for negating the effects of DC offsets in an adaptive equalizer |
-
1994
- 1994-01-18 KR KR1019940000781A patent/KR960011740B1/ko not_active IP Right Cessation
-
1995
- 1995-01-02 EP EP95100027A patent/EP0663765B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1995-01-02 DE DE69511734T patent/DE69511734D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1995-01-16 CN CN95101260A patent/CN1116808A/zh active Pending
- 1995-01-18 JP JP7023466A patent/JPH0837651A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0663765B1 (en) | 1999-09-01 |
| DE69511734D1 (de) | 1999-10-07 |
| KR960011740B1 (ko) | 1996-08-30 |
| EP0663765A1 (en) | 1995-07-19 |
| CN1116808A (zh) | 1996-02-14 |
| KR950024577A (ko) | 1995-08-21 |
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