JPH0472874A

JPH0472874A - 直交多重信号処理装置

Info

Publication number: JPH0472874A
Application number: JP2182601A
Authority: JP
Inventors: Kiyoyuki Kawai; 清幸川井
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1990-07-12
Filing date: 1990-07-12
Publication date: 1992-03-06
Also published as: KR920003778A; EP0466500A2; EP0466500A3; KR940011601B1; CA2046946A1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［発明の目的］（産業上の利用分野）この発明はテレビジョン信号の送信及び受信システムと
して有用な直交多重信号処理装置に関する。

（従来の技術）現在実用化されているテレビジョン放送の多くは、残留
側波帯変調を用いて伝送されている。

ＮＴＳＣ放送の規格によれば、映像キャリア周波数を中
心として±１．２５ＭＨ２までは側波帯スペクトルが対
称である。従って、この領域に限定すれば直交２軸変調
が可能であり、現在伝送している映像信号の他に、付加
情報を伝送する提案がなされている。

この提案は例えば文献［鳥居ｒ　ＶＳＢ−ＡＭを利用し
た水平解像度向上の一検討Ｊ　１９ｇ６年テレビ全国大
会予稿コに記載されている。

この議論は、理想伝送系においてはともがく、現実の伝
送路では問題か発生する。即ち、地上数送ではマルチパ
ス（ゴースト）障害の問題があり、ＣＡＴＶシステムで
はケーブル反射の問題がある。

ここで、映像キャリア近傍の両側波帯領域のみを考える
ことにする。

映像信号をＰ（ｔ）、映像キャリア角周波数をωＣとす
ると、ＡＭ変調波は次式で表される。

＋　１　＋　Ｐ　（ｔ）１Ｃ０８ωｅｔ　　　　　・・
・（５１）時間遅れτｎ１係数αｎ、のゴースト波は次
式で表される。

ａ　ｎ　（１＋Ｐ　（ｔ−ｒ　ｎ）ｌ　ＣＯ３ωｃ（ｔ
−ｒ　ｎ）＝　ａ　ｎ（１＋Ｐ（ｔ−ｒ　ｎ）ｌ　（ｅ
ｏｓ　［１ｃ　ｒ　ｎｃｏｓωＣｔ＋ｓｊｎ　θｎ　ｓ
ｉｎ　ωｃｔ）＝　ａ　ｎ　Ｈ＋Ｐ（ｔ−ｒ　ｎ）ｌ　（ｃｏｎ　θｎ
ｃｏｓωｔ＋ｓｊｎ　θｎ　ｓｉｎ　ωｃｔ）　　　　
　−（５２）（ただしθｎ合ωＣτｎとする）式（５１）で表される希望波は、ｅＯ８ω員　成分のみ
であるが、式（５２）で表されるゴースト波には、ｅＯ
８ωＱｔ成分以外にも直交するｓ１ｎωｃｔとしてａ　
ｎ（１＋Ｐ（ｔ−ｒ　ｎ）ｌｓｊｎθｎ成分が発生する
ことがわかる。

即ち、受信側で理想同期検波を行ったとすると、同期復
調成分−Ｐ（ｔ）＋αｎ　ｅＯ８θｎ　Ｐ（を−ｒ　ｎ
）・・（５３）直交成分　　−αｎ５ｊｎθｎ　Ｐ（ｔ−ｒ　ｎ）・・
・（５４）以上のプロセスは線形であるのでマルチゴーストにおい
て重ね合わせの理が成り立つ。従って、次式に拡張する
ことができる。

同期復調成分＝Ｐ（ｔ）＋Σ（Ｉ　ｎｅｗｓθｎ　−Ｐ
（ｔ−ｒ　ｎ）・・・（５５）直交復調成分−Σαｎ　ｓｉｎθｎＰ（ｔ−τｎ）口・・・　（５６）式（５６）は、ゴーストにより直交成分のクロストーク
が発生することを示している。θｎによりクロストーク
の量は変わるが、θｎ−π／２［ｒａｄ］のとき最大と
なる。ωｃ＝２πｆｃとおくと、θｎ−２πｆｃｒｎで
あるから、θｎ−ｙｒ　／　２［ｒａｄ］ｆ　ｃ　＝　
２００［ＭＲｚｌのときｒ　ｎ　−（＋／４）（１／「ｃ）　−１，２５［ｎｓ
］となる。

この値は、現実の機器における遅延群として普遍的に観
測される二である。

現行放送では、直交成分のクロストークは、はとんどの
受信点で発生しており、クロストークの存在しない受信
点は現実にはほとんどあり得ない。

現行放送では、τｎの小さいαｎＪ、５程度の近接ゴー
ストは、常時観測されるが、通常の画像に対しては若干
画質が甘くなるか、あるいは、若干リンギングが発生す
る等の影響しか現れないため、これまであまり問題視さ
れていない。

一般にゴースト障害は画柄が二重三重に見える遠距離ゴ
ーストが問題となっている。

しかしながら、直交成分を利用して付加情報を多重伝送
する場合には、式（５６）で表される映像成分の直交成
分が付加情報側にクロストークしてくるために、従来問
題視されなかった近接ゴーストに対しても大きな問題が
発生する。

ゴーストやケーブル反射による上記の問題は、線形歪み
として捕らえられる。

従って受信側で伝送系の伝達関数を逆特性を持つ等化フ
ィルタを用いれば、線形歪みがキャンセルされる。直交
変調を用いた２次元量伝送に対しでは、２次元等化フィ
ルタを用いればよい。

受信側ではあらゆる受信条件に対応して任意に等化フィ
ルタを構成しなければならない。しかしなから、一般に
受信側では、伝送系の特性は未知であるため、送信側で
既知の基準信号を伝送し、受信側では受信した基準信号
から伝送系の特性を固定するプロセスが必要となる。

従来の映像信号を対称とした１次元の基準信号は、これ
まで各種の議論が重ねられた後決定されており、１９８
９年より本放送において基準波形を垂直帰線期間に時分
割多重伝送される予定になっている。

しかしながら、２次元基準信号については、はとんど提
案がなされていない。

本発明は、映像信号を対称とした１次元基準波形に全く
影響を与えずに、効果的に２次元基準信号を処理するシ
ステムを得る点に着目している。

直交変調を用いた２つの信号を多重する手法を利用する
場合、受信側でゴースト障害の改善を行うためには、２
つの信号、すなわち２次元的な基準信号を定義する必要
がある。

しかしながら、従来の映像信号に関しては、すでに１次
元の基準波形が定められている（例えば、河内、「方式
の標準化と審議状況」テレビ学会誌、Ｖｏｌ、４３．Ｎ
Ｏ，５，１９８９，ｐｐ４３８−４８９）。

直交多重を、従来の放送サービスに追加する新しいサー
ビスであると考えた場合、従来の放送サービスに何等か
の支障をきたさない両立性が必要である。直交多重成分
は、従来の放送の受信機に対しては雑音とみなされ、妨
害成分となる。従って視覚上の妨害を許容値以下とする
ためには直交多重成分を従来の映像信号成分の−１０〜
−２０ｄＢ程度に抑圧して伝送する必要がある。即ち、
映像信号は、直交多重信号より３〜１０倍程度伝送レベ
ルが大きいので、Ｄ／Ｕ比６ｄＢ程度のゴーストが発生
した場合でも１．５〜５倍本来の多重信号よりも大きな
りロストーク成分が発生する可能性がある。これは多重
信号から見れば、大きな雑音である。

通常の受餉点では、二重像として目につきやすい遠距離
ゴーストてはＤ／Ｕ比［ｉｄＢ程度の強大ゴーストは希
であるが、０．５μｓ以下のいわゆる近接ゴーストでは
強大ゴーストが珍しくない。

従って、直交成分について効果的なりロスト−クキャン
セルを可能とする基準波形を導入して、しかも現行放送
サービスに対して両立性を有する基桑波形とし、これを
用いた受信側での効果的な波形等化なしでは直交多重伝
送は実現が困難である。

（発明が解決しようとする課題）以上説明したように、ＶＳＢ方式でＡＭ変調されたテレ
ビジョン信号のＤＳＢ領域において、直交多重手法を用
いて付加信号を挿入した場合、直交多重された付加信号
を良好に受信するには、効果的な波形等化機能を実現す
ることが必要である。この場合、現行放送信号に妨害を
与えない両立性をもつ手段が要求される。

そこでこの発明は、現行放送システムと両立性を持ち、
直交多重信号に対して効果的な波形等化を可能とする直
交多重信号処理装置を提供することを目的とする。

［発明の構成］（課題を解決するための手段）この発明は、ＶＢＳ　（残留側波帯）方式により通常の
テレビジョン信号を主信号として伝送し、前記ＶＢＳ　
（残留側波帯）領域のＤＳＢ　（両側波帯）領域で主信
号を同相変調し付加信号を直交変調して多重するテレビ
ジョン信号の送信受信処理装置において、テレビジョン信号送信側にあっては、主信号のゴースト除去用基準信号を垂直帰線期間の第１
の特定走査線期間（１０Ｈ〜２１Ｈ、２７３Ｈ〜２８４
８）に挿入する手段と、第１の特定走査線期間及びその直前走査線期間には付加
信号を無伝送と（７、垂直同期期間（Ｈ１〜９）１．２
６３Ｈ〜２７２　Ｈ）の第２の特定走査線期間に１フレ
ームおきに付加信号のゴースト除去用基準信号を挿入し
、前記付加信号のゴースト除去用基準信号が挿入されな
い１フレームおきのフレームでは第２の特定走査線期間
は付加信号を無伝送とする手段を有し、前記テレビジョン信号送信側からの出力信号を受信する
テレビジョン信号受信側にあっては、垂直帰線期間の第
１の特定走査線期間（１０Ｈ〜２Ｈ＋　、　２７３Ｈ〜
２８４Ｈ）の主信号のゴースト除去用基準信号と、垂直
帰線期間（Ｈ１〜９Ｈ．２０３Ｈ〜２７２Ｈ）の第２の
特定走査線期間の１フレーム差分演算を行って生成した
付加信号のゴースト除去用基準信号とを得、これらゴー
スト除去用基準信号を用いて同相及び直交信号の２次元
等化フィルタの制御を行う手段とを有するものである。

（作用）上記の手段により、主信号の基準信号が伝送されるフレ
ーム期間は、付加信号が多重されていないため、受信側
では主信号波形等化動作に全く影響を与えない。従って
、現行システムとの両立性がある。またこのフレーム期
間を用いて、主信号から付加信号へのクロストークを測
定できる。

同様に垂直同期信号及び等化パルス期間に伝送される付
加信号は、５２５　Ｈ期間の差をとると付加信号のみの
成分となり、付加信号からの主信号へのクロストーク及
び付加信号自信の時間ずれ、重なり成分を測定できる。

従って主信号、付加信号の自己及び相互のクロストーク
量を測定できるために２次元の波形等化が可能となる。

（実施例）以下、この発明の実施例を図面を参照して説明する。

まずこの発明の詳細な説明する前に、現行のＮＴＳＣ方
式放送で用いられているＶＳＢ変調への直交多重を考え
る。

ＶＳＢ変調のＤＳＢ領域を用いてｘｐＤ）をキャリアと
同相で変調でし、ｙ　ｐ（ｔ）を直交で変調し多重する
ものとする。ｘ　ｐ（ｔ）は通常のＡＭ変調とし、ｙｐ
（ｔ）はキャリア抑圧ＡＭ変調とする。

但しｘ　ｐ（ｔ）＜　４．２ＭＨｚ、　ｙ　ｐ（ｔ）＜
　１．２５ＭＨｚとする。

すると、変調波ｓ　（ｔ）は、ｘｐ（ｔ）に関する成分
をξ（ｉ）　、ｙｐ（ｔ）に関する成分をη（１）とし
て次式で表される。

５（Ｌ）＝　ξ（１）　　→−ηＤ）　　　　　　　　
　　　　　　・・・　（１）ここでξ（ｔ）、η（ｔ）
は次式で表すことかてきξ（ｔ）　　−（１＋　　ｘ　
ｐ（ｔ）ｌｃｏｓωｃｔ−ｘ　ｑ（ｔ）ｓｉｎ　　ωｃ
ｔ・・　（２） η（ｔ）　−ｙ　１）（ｔ）ｓｉｎ　（ＩＪ　ｃｔ　−
ｙ　ｑ（ｔ）ｃｏｓ　（７Ｊ　ｃｔ・・・　（３） ωＣ：キャリア周波数、ｘｑは側波帯の非対称性によっ
てｘｐから生しる直交成分を表しており、同様に、ｙｑ
は側波帯の非対称性によってｙｐから生しる直交成分を
表している。

理想的なりＳＢが保たれれば、当然、それぞれのｘｑＸ
ｙｐは発生しないが、フィルタ処理等による側波帯の非
対称性から直交成分ＸＱ％！ｌ’ｐが発生する。

ξ（１）の時間遅れＩｎのゴースト波は、ξ（ｔ　−ｒ
　ｎ）＝　（１＋　　ｘ　ｐ（ｔ　　−Ｔ　ｎ）ｌｃｏ
ｓωｃ（を−ｘ　ｑ（ｔ　　−ｒ　ｎ）ｓｉｎ　　ωｅ
（ｔ＝　　［ｃｏｓ　　θｎ　　（１＋　　ｘ　ｐ　　
（ｔ　−ｒ　ｎ））＋　ｓｉｎ　　θｎ　　ｘｑ　　（
ｔ　−ｒｎ）］　　ｃｏｓ　　ωｃｔ＋　　［ｓｉｎ　
　ｅ　ｎ　　ｆｌ＋　　ｘ　ｐ　　（ｔ　−ｒ　ｎ）１
ｃｏｎ　　θｎ　　ｘｑ　　（ｔ−ｒｎ）］　　ｓ］ｎ
　　ωｅｔここでθｎ合ωＣτｎＩｎ）Ｉｎ）・・・　（４）同様にη（１）の時間遅れτｍのゴースト波は、７７　
（ｔ　−ｒｍ）＝　ｙｐ　（ｔ−ｒｍ）ｓｉｎ　ωｃ　
（ｔ　−ＴｌＨ）ｙｑ（を−τｍ）ｃｏｓ　ωｃ　（ｔ
　−ｒ　ｍ）−（ｃｏｓΦＩＮ　ｙｐ　（ｔ　−ｒｍ）
ｓｉｎｏｍ　ｙｑ　（ｔ−ｒｍ））　ｓｔｎ　ωｃｔ（
ｓｉｎΦｍｙｐ（を−τｍ）＋　ｅＯｓΦｍ　ｙｑ　（ｔ　−ｒ＋ｎ）ｌ　ｃｏｓ　
ωｅｔここでΦＩｒｌを００１ｍ・・・（５）ここで。ゴースト波が重畳した受信信号は次式で表され
る。

ｓ　（ｔ）−ξ（１）十η（１）・・・　（６）ここでαｎ１βｍはゴースト振幅係数とする。

以上の式（２）、（３）、（４）、（５）。

（６）から受信信号ｓ　（ｔ）をｅｏｓ　（ｉ）ｃｔｓ
　ｓｉｎ　ωｃｔで直交検波したとすると、同相検波出力ｕ　（ｔ）は、ｕ　（ｔ）　＝　１　＋　ｘ　ｐ（ｔ）−ｙ　ｑ（ｔ）
＋Σαｎ［ｃｏｓθｎ　（１＋　ｘｐ（ｔ−Ｉｎ　）１
＋　　ｓｉｎ　　　θ　ｎ　　　ｘｑ　　　（ｔ−ｒｎ
　　）　　］Σβｍ　　ｆｓｊｎΦｍｙｐ（ｔ−τｍ）
十ｃｏｓΦｍｙｑ（ｔ−τｍ）１直交検波出力ｖ　（ｔ）は、ｖ　（ｔ）　−ｙ　ｐ（ｔ）−ｘ　ｑ（ｔ）十Σαｎ［
ｓｉｎθｎ　（１＋　ｘ　ｐ（ｔ−ｒ　ｍ）１−　ｃｏ
ｓθｎ　ｘ　ｑ（ｔ−ｒ　ｍ）］十Σａｍ　　（ｃｏＳ
Φｍ　ｙ　ｐ（ｔ−ｒ　ｍ）ｓｉｎΦｍｙｑ（ｔ−τｍ
）１となる。式（７）、（８）かられかるように、検波出力
は、ＸＩ）Ｓ３’ｌ）に関して線形な関係にある。

側波帯の非対称特性を周波数領域の伝達関数Ｈヨ　（ω
）、Ｈ，（ω）で表せば、ｘｑ（ｔ）−Ｆ　　’　［Ｈ，（ω）　Ｆ　（ｘｐ（ｔ
）ｌ］・・・（９）ｙ　ｑ（ｖ）　−Ｆ　　’　［Ｈｙ　　（ω）　　Ｆ　
ｔｙｐ（ｔ）ｌ］・・・（１０）である。従って、式（７）は周波数領域で次式で表され
る。

Ｕ（ω）＝１＋ｘ−Ｈ，ｙ十Σαｎ（ｃｏｓθｎ　（１＋　ｅ　−１ｒ　＋＋　ｗ
　ｘ　）＋ｓｉｎ　θｎ　Ｈｘ　ｅ　　””’　ｘ　１
Σβｍ（ｓｉｎΦ１ＩＩＣ−＋＋′″ｙ＋００８０ｍ　
ｅ　□　ｌ　ｒ　ｍ″Ｈｙｙ）−ｘ　＋　１　＋　Σ　
αｎｃｏｓ　　θｎ＋Σ　（Ｉｎ　　（ｃｏｎ　　θ１
＋ｓｊｎ　　θｎＨ，）ｅ　　　””ｘ＋　（Ｈ，十Σ
βｍ（ｓｉｎｏｍ＋　ｅｏｓ　　０ｍ　　Ｈｙ　　）　　）　　ｅ　　−
１”’　　”ｙ・・・　（１］　）同様に式（８）は、次式で表されるＶ（ω）　−ｙ　　Ｈｔ　ｘ＋Σαｎ１ｓＪｎθｎ（４＋ｅ−１ｒｎｕ　ｘ）ｃｏｓ
θｎ　Ｈｚ　ｅ　　””’　ｘｉ＋Σβｍ　（ｃｏｓ　
　０ｍ　ｅ　　−”’″”　　ｙ■ ｓｉｎ　　（１）ｍ　　Ｈ、ｅ　　−ｊｒ””　　ｙ　
１＝ｙ十Σαｎｓ＋ｎθｆ１＋８８ｍ　（ｃｏｓΦｍ　−５ｉｎ　０ｍ　Ｈ，）　ｅ
−１＋ｍｗ　　ｙ＋　ｉ−Ｈ、＋Σαｎ（ｓｉｎ　　θ
ｎ■ ｃｏｓ　　θｎ　　Ｈｘ　　）　　−”ｎ−１ｘ・・・
　（１２）テレビジョン信号では、直流再生回路が用いられるため
、固定的な直流文は無視して考えることができる。従っ
て、式（Ｈ）の％式％従って、受信側での検波出力ｕ、ｖに式（２３）、（２
４）で表される等化フィルタＣ（１＋　、ＣＦ２１Ｃ（
３１、（：　Ｌ４１の処理を実現すれば、等化出力は送
信側と同じＸｓＶとして得られる。

同相信号Ｘに関しては、湾内「方式の標準化と審議状況
」テレビジョン学会誌、ＶＯｌ、４３．ＮＯ。

５　、１９８９　、　ｐｐ４３８−４３９に記載される
ように、第１８Ｈ、及び第２８１Ｈヘゴースト除去用基
準信号が挿入されることになっている。これをＲｘと記
す。

Ｒｘが伝送される期間及びその前直前のライン期間は、
直交信号を伝送せずに、直交信号Ｙ−０であるとすれば
、式（１９）、（２０）から１十Ｇ、、＝ｕ／Ｒｘ　　
　　　　　　　　　−（２９）Ｇ、、＝ｖ／Ｒｘ　　　
　　　　　　　　　　　　−（３０）同様に、直交信号
Ｙに関するゴースト除去基準信号Ｒｙが伝送される期間
は、同相信号Ｘか０であることか望ましいが、現行放送
では全期間何等かの同相信号Ｘが伝送されている。

従って、等価的に伝送信号ｘ＝０として、Ｒｙを伝送す
るには次のようにすればよい。

垂直同期期間］Ｈ〜９Ｈは、フレーム繰り返し信号であ
るので第１フレームの１〜９Ｈ（または２６３〜２７２
Ｈ）にＲｙを挿入し、第２フレム（第３フイールド）の
１〜９Ｈ（または２６３〜２７２Ｈ）には０を挿入する
。

すると、受信側で、第１フイールドと第３フイルドとの
差を取ることにより、１〜３Ｈの同相信号Ｘをキャンセ
ルでき、ｘ−０とみなせてＲｙのみが得られる。従って
、式（１９）、（２０）％式％（３１）式（２５）〜（２８）により、伝送特性Ｇ　ＸＮ’％Ｇ
□、Ｇ　ＹＹＳＧ　ｘｙがすべて決定できるので、受信
側では逆特性フィルタを式（２１）、（２２）あるいは
（２３）、（２４）で構成すれば、送受総合特性として
同相信号及び直交信号の伝達関数は“１”となり、相互
のクロストークを表す伝達関数は“０”となる。

この発明は上記した原理に基づきなされたものである。

第１図は、この発明の一実施例に係わる送信側の構成を
示している。

現行のＮＴＳＣ信号は、端子１に入力され、加算器２で
同相信号用のゴースト除去用基準信号（以下ＧＣＲｘ信
号と記す）が挿入される。

ＧＣＲｘ信号は、同相用ＯＣＲ発生器４から出力され、
スイッチ３を介して加算器２に供給される。

スイッチ３は、タイミング発生器２２によりオン、オフ
制御される。

スイッチ３は、第２図に示す垂直ブランキング期間の１
８Ｈ及び２８１Ｈてオンされる。Ｈは水年期間を示す。

このように特定走査線期間に加算器２でＧＣＲｘ信号が
重畳された主信号は、乗算器５において、ＣＯ８ωＣｔ
の同相キャリアと掛は算される。これにより、乗算器５
からは同相変調された主信号が得られる。この同相変調
信号は、加算器６に入力される。

一方、入力端子Ｈには付加信号が供給される。

この付加信号は、例えばデータレートがｆｃｋ（＝４／
７　ｆ　Ｓｅｓ　ｆ　ｓｃ　：色副搬送波）であり２値
のデジタル信号である。

タイミング発生器２２は、スイッチ１３を１Ｈ〜９Ｈ（
第２図参照）でオンし、直交信号用のゴースト除去用基
準信号（以下ＧＣＲＹ信号と記す）を加算器１２に導入
する。ＧＣＲｙＣＲｘ信号交用ＧＣＲ発生器１４で発生
されている。ｃｃＲｙ信号は、加算器１２において付加
信号と加算される。

加算器１２の出力は、モード２の加算器１５に入力され
る。この加算器１５の出力は、遅延器１６ａ、１６ｂを
通して加算器１５に帰還される。

加算器１５、遅延器１６ａ、１６ｂは、巡回形フィルタ
を構成しており、遅延器１６ａ、１６ｂの遅延時間Ｔは
、例えばＴ＝１／ｆｃｋである。このフィルタ出力は、
減算器１７と遅延器１８に入力される。遅延器１８の出
力は、減算器１７に入力される。減算器１７から得られ
た差分値は、スペクトル整形フィルタ１９に供給される
。このスペクトル整形フィルタ１９は、ｃｏｓ　πｆＴ
の周波数特性を持つ。

加算器１５、遅延器１６ａ、１６ｂ、１８、減算器１７
、スペクトル整形フィルタ１９などは、伝送される付加
信号のスペクトルを一様にして受信側において波形等化
を容易にするためにプリエンコードするとともに、付加
信号を伝送するに当たって、その変調信号がテレビジョ
ン信号に障害を与えないように帯域制限するために設け
られている。

第３図は、ＧＣＲｙＣＲｘ信号示している。

受信側のサンプリングクロックの基準用としてクロック
ランイン信号（ＣＲＩデータ）が０．５Ｈ伝送され、そ
の後ランダムデータ（例えばＭ系列）が２Ｈ伝送される
。

ランダムデータとしては、受信側の等化特性上−様にス
ペクトル分布していることが望ましい。

従って、ランダムデータ期間を長くした方が、スペクト
ルも密になり有利であるが、実用上２Ｈ程度あれば十分
である。

第４図は、ＣＲＩデータの処理経過の例を示している。

同図（Ａ）はデジタル入力、同図（Ｂ）はプリエンコー
ド出力、同図（Ｃ）は加算器］７の出力、同図（Ｄ）は
スペクトル整形フィルタ１９の出力である。

第５図はランダムデータの処理経過の例を示している。

同図（Ａ）はデジタルランダム入力、同図（Ｂ）はブリ
エンコード出力、同図（Ｃ）は加算器１７の出力、同図
（Ｄ）はスペクトル整形フィルタ１９の出力である。

上記のように、ＧＣＲ４信号は、波形等化を容易にする
ためにスペクトル分布が一様となるように処理されてい
る。

ｍ６図（Ａ）はスペクトル整形フィルタ１９の特性を示
している。このスペクトル整形フィルタ１９の出力は、
乗算器２０に入力される。乗算器２０には、ＣＯ８ωｃ
ｔの同相キャリアが、π／２移相器２１により移相され
てｓｉｎωｃｔの直交キャリアとして供給されている。

よって、乗算器２０の出力は、直交変調信号となる。こ
の直交変調信号は、加算器６に入力され、先の同相変調
信号と合成され、帯域フィルタ２３で帯域制限され伝送
系に出力される。

第６図（Ｂ）は、上記送信側の総合特性である。

この特性かられかるように、付加信号スペクトルは、ブ
リエンコード処理されているために直流分が０てあり、
１／４　ｆ　ｃｋ＝　（ｆ　ｓｃ／７）　−（６５／２
）　ｆ　Ｈ（ｆｌｌ：水平同期周波数）にスペクトルの
ピークレベルがある。ここでｉ／４ｆｃｋは、ライン反
転する関係にあり、現行受像機での視覚上の妨害を軽減
する効果がある。また１／２ｆｃｋはＩＭＨｚであるか
ら、ＶＳＢ変調のＤＳＢ領域での直交多重が可能である
。

第７図は、このシステムの受信側の例を示している。

受信されたチャンネルの映像中間周波（Ｐ　Ｉ　Ｆ）は
、端子３０を介して、乗算器３１と４１に供給される。

乗算器３１では、ＰＩＦと再生キャリアｃｏｓω員との
乗算が行われ同期検波が行われる。また乗算器４１では
ＰＩＦと再生キャリアｓｉｎωｅｔ　（再生キャリアｅ
Ｏ９ωｅｔをπ／２移相器５０で移相したもの）との乗
算が行われ直交同期検波が行われる。

乗算器３１．４１の出力（同相および直交検波出力）は
、それぞれ低域フィにり（ＬＰＦ）３２．４２を介して
アナログデジタル変換器（Ａ／Ｄ）３３．３４に入力さ
れ、デジタル化される。

アナログデジタル変換器３３から出力された信号（ＮＴ
ＳＣ信号）は、波形等化フィルタ６７に入力されゴース
トキャンセルされ、またアナログデジタル変換器４３か
ら出力された信号（付加信号）は、波形等化フィルタ７
７に入力されゴーストキャンセルされる。

アナログデジタル変換器３３の出力は、同期再生回路５
１に入力される。同期再生回路５１では水平および垂直
同期信号、ＣＲＩ信号を再生する。

これらの同期信号は、ＧＣＲタイング発生器５２に入力
される。ＯＣＲタイミング発生器５２は、ゴースト除去
用基準信号ＧＣＲｘと、ＧＣＲｙに同期したタイミング
でパルスを出力し、スイッチ３６と４６を制御する。ス
イッチ３６は１８Ｈと２８１Ｈのタイミングでオンされ
る。またスイッチ４６は１〜９Ｈ（または２６３〜２７
２Ｈ）のタイミングでオンされる。

アナログデジタル変換器３３の出力は、フレームメモリ
３４に入力されるとともに、このフレームメモリ３４の
出力が供給されている減算器３５に入力される。よって
、減算器３５からは、フレーム間差分信号が得られる。

またアナログデジタル変換器４３の出力も、フレームメ
モリ４４に入力されるとともに、このフレームメモリ４
４の出力が供給されている減算器４５に入力される。よ
って、減算器４５からは、フレーム間差分信号が得られ
る。

上記のフレーム間差分信号のうち、それぞれスイッチ３
６．４６で導出される信号は、ゴースト情報を含むこと
になる。

スイッチ３６て取出されたフレーム間差信号は、バッフ
ァメモリ３７に一時取込まれ、高速フーリエ変換器３８
により周波数領域へ変換される。またスイッチ４６て取
出されたフレーム間差信号は、バッファメモリ４７に一
時取り込まれ、高速フリエ変換器４８により周波数領域
へ変換される。

フーリエ変換器３８の出力は、除算器６１．６２に入力
され、フーリエ変換器４８の出力は、除算器７１．７２
に入力される。そして除算器６１．７１においてはそれ
ぞれＲｘによる除算が行われ、除算器６２．７２におい
てはＲｘとＲｙによる除算が行われる。

ＲｘおよびＲｙは、ＧＣＲタイミング発生器５２からの
タイミング信号に同期してＧＣＲ発生器５３により発生
されている。このＲｘとＲｙは、先の式（２つ）、（３
０）、（３１）、（３２）に示したＲｘ、Ｒｙは基準信
号波形である。また、拘束フーリエ変換器３８．４８の
出力は、検波出力ｕ、ｖである。

よって、除算器６１．６２．７１．７２からは、１＋Ｇ
−１Ｇ□、Ｇｙｙｌｌ　＋　Ｇ□、が得られる。

この出力信号は、演算部８０に入力される。この演算部
８０ては、式（２５）〜式（２８）の演算が行われ、Ｃ
（１）　　Ｃ（２）　　Ｃ（３１、Ｃ（４）が求められ
る。

この信号は、それぞれ逆フーリエ変換器６３．６４．７
４．７３において時間領域に逆変換されれる。そして各
変換出力は、窓関数器６５．６６．７６．７５て重み付
けされ、対応する等化フィルタ６７．６８．７８．７７
のタップ係数として供給される。

ここで、等化フィルタ６７の入力は、同相復調信号であ
り、等化フィルタ６８の入力は直交復調信号である。よ
って付加信号がクロストークしている成分（ゴースト）
も除去される。等化フィルタ６７、等化フィルタ６８の
出力は、加算器６９で合成されて同相復調信号の等化出
力となり導出される。一方、等化フィルタ７７の入力は
、直交復調信号であり、等化フィルタ７８の入力は同相
復調信号である。よって、主信号がクロストークしてい
る成分（ゴースト）も除去される。等化フィルタ７７．
７８の出力は、加算器７９で合成され直交復調信号の等
化出力となり導出される。

第８図は、受信側の他の実施例である。

先の第７図の実施例と同じ部分には、同一符号を付して
いる。

今、タップ係数を得るためのＣＦ＋）　　Ｃ（２１ＣＬ
３）　　Ｃ＋４１を非巡回形有限長（ＦＩＲ）フィルタ
で近似構成するものとする。ＦＩＲフィルタのタップ係
数を各々ＣＬＩ＋　、　　ＣＬ２＋４、Ｃ＋３１　、　
、　Ｃ＋４１にとすれば、等化出力　ｚＬｐｌ　　Ｚ′
ｑｌは次式で与えられる。

Ｚ　（ｐ’　−写Ｃ”’、ｕ　ｎ−ｌ　＋　’Ｙ：、　
Ｃ、（２’ｖ　ｎ−ＨＪ・・・（３３）Ｚ′°゛・−Ｖ　Ｃ＋３１・・・−・＋キＣ・゛・・−
・・・（３４）ＸｓＹの基準信号を各々ｒ（ｐ）　　　（Ｑ）として、
と定義する。

すると、従ってＦＩＲフィルタＣ口）では、ｉ番目のタップ係数
Ｃ（Ｆ）、を式（３３）に従って、ΔＣＨ，に比例して
微小量づつ繰り返して修正すれば良いことになる。

アナログデジタル変換器３３．４４の出力が、式（３３
）、（３４）のｕ、ｖに対応する。

アナログデジタル変換器３＼３の出力は、フレームメモ
リ３４と、このフレームメモリ３４の出力が供給されて
いる減算器３５に供給される。また、アナログデジタル
変換器４３の出力は、フレームメモリ４４と、このフレ
ームメモリ４４の出力が供給されている減算器４５に供
給される。

スイッチ８１．９１は、それぞれ対応するゴースト除去
用基準信号が到来したときのみ減算器３５．４５の出力
を選択し、通常はアナログデジタル変換器３３．４３の
出力をそれぞれ選択して対応する波形等化フィルタに導
入している。

スイッチ８１の出力は、波形等化フィルタ８４．９５、
相関器８３．９６に供給され、スイッチ９１の出力は、
波形等化フィルタ８５１、相関器８６に供給される。波
形等化フィルタ９４と相関器９３にはアナログデジタル
変換器４３の出力が供給されている。

波形等化フィルタ８３．８５の出力は、加算器８７で合
成され、同相復調出力として出力端子２０１に導出され
るとともに、減算器１０２に入力される。また波形等化
フィルタ９５．９４の出力も加算器９７で合成され、直
交復調出力として出力端子２０２に導出されるとともに
、減算器Ｈ２に入力される。

同期再生回路５１は、アナログデジタル変換器３３の出
力から同期信号およびＣＲＩ信号を再生して、その再生
出力をＯＣＲタイミング発生器５２に供給する。このＧ
ＣＲタイミング発生器５２の出力信号を基準にして、Ｇ
ＣＲ発生器１０１．Ｈ１はそれぞれ同相用、直交用のｉ
ｓ波形信号ｒａｐ＋　　　（Ｑｌを発生する。この信号
は、先の実施例と異なり時間領域の信号となる。各ＧＣ
Ｒ発生器１０１．Ｈ１の出力基準波形信号ＧＣＲｘ＝　
ｒ”’　、ＧＣＲｙ＝　ｒ”’は、それぞれ減算器１０
２．Ｈ２に入力される。これにより減算器１０２．Ｈ２
からは、ゴースト情報、つまり誤差信号（式（３５）、
式（３６）の演算結果）が得られ、これはそれぞれ相関
器８３．８６及び９３．９６に入力される。

相関器８３．８６及び９６．９３では、それぞれ誤差信
号と入力信号とを用いて式（３７）〜（４０）の演算を
行い、対応する等化フィルタのタップ係数の修正を行う
。

同相信号のＯＣＲが送られてくる期間１８Ｈ（２８１Ｈ
）と、直交信号のＧＣＲが送られてくる期間１〜９Ｈ（
２６２〜２７２Ｈ）では、それぞれフレームメモリ３４
と減算器３５でフレーム間差をとった信号が相関器８３
と９６に入力され、またフレームメモリ４４と減算器４
５でフレーム間差をとった信号が相関器８６に入力され
る。

１８Ｈ（２８１Ｈ）では、ＧＣＲｘが存在し、ＧＣＲｘ
＝ｒ”’　、ＧＣＲｙ＝ｒ”ゝ−０として式（３７）〜
式（４０）に基づく演算が行われ、１〜９Ｈ（２６２〜
２７２Ｈ）では、ＧＣＲＹが存在し、Ｇ　ＣＲｙ　＝　
ｒ　（Ｑ’　、Ｇ　ＣＲｘ　＝　ｒ　”’　−〇として
式（３７）〜式（４０）に基づく演算が行われる。

［発明の効果］以上説明したように、現行テレビジョン放送のゴースト
キャンセル動作を損なわず、付加信号を直交変調多重で
きる。直交変調による多重信号は、視覚上で問題になら
ない近接ゴーストに対しても相互クロストークが発生す
るために、直交多重用の２次等化フィルタを実現しなけ
れば放送用として実用化できない。この発明によれば現
行放送システムと両立性のある直交多重に適した基準信
号の伝送及び受信側での正確な基準信号の再現ができる
ので、受信側では２次元等化フィルタの正確な制御を行
うことができ、直交多重伝送される付加信号の利用が実
用上で可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例に係わる送信側の構成説明
図、第２図はゴースト除去用基準信号の挿入位置を説明
するために示した信号波形図、第３図は付加信号に挿入
されるゴースト除去用基準信号の例を示す説明図、第４
図はＣＲＩ信号の説明図、第５図はランダムデータの説
明図、第６図は付加信号の伝送スペクトルの説明図、第
７図はこの発明に係わる受信側の構成説明図、第８図は
受信側の他の例を示す構成説明図である。２．６．１２．１５、・・・加算器、３．１３・・スイ
ッチ、４・・同相用ＧＣＲ発生器、５．２ｏ・・乗算器
、１．４　＝−直交用ＯＣＲ発生器、１６ａ、］、　６
　ｂ、１８・・・遅延器、１７・・・減算器、１９・・
・スペクトル整形フィルタ、２１・・・π／２移相器、
２２・・・タイミング発生器、２３・・帯域フィルタ、
３１．４１・・・乗算器、３２．４２・・・低域フィル
タ、３３．４３・・・アナログデジタル変換器、３４．
４４・・フレームメモリ、３５．４５・・・加算器、３
６．４６・・・スイッチ、３７．４７・・・バッファメ
モリ、３８．４８・高速フーリエ変換器、５０・・・π
／２移相器、５１・・・同期再生回路、５２・・・ＧＣ
Ｒタイミング発生器、５３・・・ＧＣＲ発生器、６１．
６２．７１．７２・・除算器、８０・・・演算部、６３
．６４．７３．７４・・・逆高速フーリエ変換器、６５
．６６．７５．７６・・・窓関数器、６７．６８．７８
．７７・・・等化フィルタ。出願人代理人　弁理士　鈴江武彦口派

Claims

【特許請求の範囲】

（１）ＶＢＳ（残留側波帯）方式により通常のテレビジ
ョン信号を主信号として伝送し、前記ＶＢＳ（残留側波
帯）領域のＤＳＢ（両側波帯）領域で主信号を同相変調
し付加信号を直交変調して多重するテレビジョン信号の
送信受信処理装置において、テレビジョン信号送信側にあっては、主信号用のゴースト除去用基準信号を垂直帰線期間の第
１の特定走査線期間（１０Ｈ〜２１Ｈ、２７３Ｈ〜２８
４Ｈ　Ｈ：水平走査期間）に所定の配列で挿入する手段
と、第１の特定走査線期間及びその直前の走査線期間には付
加信号を無伝送とし、垂直同期期間（１Ｈ〜９Ｈまたは
２６３Ｈ〜２７２Ｈ）の第２の特定走査線期間に１フレ
ームおきに付加信号用のゴースト除去用基準信号を挿入
し、前記付加信号用のゴースト除去用基準信号が挿入さ
れない１フレームおきのフレームでは第２の特定走査線
期間は付加信号を無伝送とする手段を有し、前記テレビジョン信号送信側からの出力信号を受信する
テレビジョン信号受信側にあっては、垂直帰線期間の第
１の特定走査線期間（１０Ｈ〜２１Ｈ、２７３Ｈ〜２８
４Ｈ）の主信号用のゴースト除去用基準信号を検出する
と共に、垂直帰線期間（１Ｈ〜９Ｈまたは２６３Ｈ〜２
７２Ｈ）の第２の特定走査線期間の１フレーム差分演算
を行って生成した付加信号用のゴースト除去用基準信号
を検出し、これらゴースト除去用基準信号を用いて同相
及び直交信号の２次元等化フィルタの制御を行う手段と
を有したことを特徴とする直交多重信号処理装置。
（２）ＶＢＳ（残留側波帯）方式により通常のテレビジ
ョン信号を主信号として伝送し、前記ＶＢＳ（残留側波
帯）領域のＤＳＢ（両側波帯）領域で主信号を同相変調
し付加信号を直交変調して多重し、主信号に関しては、
テレビジョン信号送信側で主信号用のゴースト除去用基
準信号を垂直帰線期間の第１の特定走査線期間（１０Ｈ
〜２１Ｈ、２７３Ｈ〜２８４Ｈ　Ｈ：水平走査期間）に
所定の配列で挿入する手段を有した送信受信処理装置に
おいて、送信側にあっては上記付加信号用のゴースト除去用基準信号を、第１の特
定走査線期間及びその直前の走査線期間では無伝送とし
て、１Ｈ〜９Ｈまたは２６３Ｈ〜２７２Ｈの第２の特定
走査線期間に１フレームおきに挿入し、付加信号用のゴ
ースト除去用基準信号が挿入されない１フレムおきの第
２の特定走査線期間では無伝送とする手段を有し、受信側にあっては復調された主信号のなかから第１の受信側ゴースト除去
用基準信号を取出す場合、第１の特定走査線期間のフレ
ーム間の差分をとることにより抽出する手段と、この手段から得られた第１の受信側ゴースト除去用基準
信号を、予め固定波形で記憶している主信号用のゴース
ト除去用基準信号と付加信号用のゴースト除去用基準信
号とで除算し、第１と第２の係数を得る手段と、復調された付加信号のなかから第２の受信側ゴースト除
去用基準信号を取出す場合、第２の特定走査線期間のフ
レーム間の差分をとることにより抽出する手段と、この手段から得られた第２の受信側ゴースト除去用基準
信号を、予め固定波形で記憶している主信号用のゴース
ト除去用基準信号と付加信号用のゴースト除去用基準信
号とで除算し、第３と第４の係数を得る手段と、上記第１乃至第４の係数を用いて所定の演算を施し、主
信号のゴーストをキャンセルするための第１のゴースト
除去信号、主信号にクロストークしている付加信号を主
信号から除去するための第２のゴースト除去信号、付加
信号のゴーストを除去するための第３のゴースト除去信
号、付加信号にクロストークしている主信号を付加信号
から除去するための第４のゴースト除去信号を生成する
手段とを具備したことを特徴とする直交多重信号処理装
置。