JPH0831774B2 - ディジタル信号用アダプティブ等化器及び等化方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、伝送速度が非常に大きな電気通信システム
に用いられる装置に関係し、特に、時間変化特性を有す
る歪み（振幅、位相など）の影響を受け、ディジタル無
線リンクの受信装置に特に適するディジタル信号（例え
ば、NRZ、AMIなど）用アダプティブ等化器に関係する。

信号及びデータ処理に対するディジタル技術の発展は
特に大容量のディジタル式マイクロ波無線リンクの開発
を必要としている。

公知のように、電磁波の大気伝搬は媒体の屈折率に大
きく依存する。

かかるパラメータは、実際には確率変数であり、高度
及び気象条件により変化し、電磁波が導かれるいわゆる
「大気ダクト」の形成を惹起する。

更に、送信アンテナからの放射信号の一部が自然障害
により反射されて受信アンテナに到来する場合もある。

この時、受信電磁波信号は、異常な伝搬条件の下で
は、様々の反射により導波されて来る電磁波以外に、直
接の電磁波（反射を受けずに伝搬して来た電磁波）をも
有する。

これ等の電磁波を組み合わせると、送信信号特性を劣
化させるチャネル伝達関数の振幅及び位相歪みが決定さ
れる。

通信速度が大きく、使用変調法が複雑になる程、上記
の歪みに起因する劣化が大きくなる。

これ等の欠点を克服するための種々のアダプティブ等
化法が検討されており、これ等は、中間周波等化法とベ
ースバンド等化法の２つの大きな方法に分類出来る。

これまでに検討された中間周波等化法は、一般に、通
信速度が大きい場合は、ベースバンド等化法に比べて論
理的、技術的により簡単であり、しかも、 − 選択的なフェージングが非最小位相チャネル（この
場合、振幅が最も大きな信号成分は最小伝搬遅延を受け
たものとは異なる）に関係する時、 − 補償されるべき歪みがチャネルが通常導入する歪み
と一致せず、この歪みに対して等化器が設計されている
時、及び − 受信中に付加される信号成分の遅延時間の差が大き
い時 には常にチャネル歪みの良好な補償を与えることが出来
る。

これに反して、ベースバンド等化法はこれ等の制限を
受けない。この等化法は、実際には非最小位相チャネル
の場合でも歪みを補償することが出来、又、特定チャネ
ルモデルの如何なる定義も要求せず、更に受信信号成分
間の時間遅延差が大きい場合も効果的であることが可能
である。

最適性能を与えるベースバンド等化法は（即ち、受信
順序の最大可能推定或いはカルマン（Kalman）フィルタ
リング）実施が非常に複雑であり、従ってこれ等の方法
は、これまでは主として、電話回線を通してのデータ伝
送用モデムに用いられて来た。

ディジタル式無線リンクで現在採用されている最高通
信速度時（140〜200Mbit/s）におけるベースバンドシス
テム間の選択は、自明の技術的理由から、判断返送（再
送訂正）等化とトランスバーサルフィルタ等化とに限定
される。

判断返送フィルタの主要問題は返送構造の概念的、計
算上の複雑さのみならず、起り得るエラー伝搬において
も存在する。この現象は、判断回路から送出される記号
を用いて事後カーソルシンボル（直接的経路とは異なっ
たより長い経路を通って到達した信号）に起因するシン
ボル間妨害を除去する場合、ある判断が誤っていると除
去の代りに二重シンボル間妨害が発生して近い将来の誤
り確率が増加するという事実によるものである。

無線リンクに用いられる多くのトランスバーサルフィ
ルタ等化方式が公知であり、該方式においては遅延線及
び乗算器はアナログ装置により実施される（S.Takenaka
等、「16-QAMマイクロ波ディジタル無線用トランスバー
サルフェージング等化器」、IEEE国際通信会議、コロラ
ド州デンバー、46.2.1〜46.2.5ページ、1981年６月14〜
18日;Y.L.Kuo等、「マスタグル−プバンドアナログネッ
トワークに対する16ステートQAMディジタル方式用ベー
スバンドアダプティブ等化器」、IEEE Globecomコンフ
ァランス、F.3.6.1〜F.3.6.5ページ、フロリダ州マイア
ミ、1982年11月29日〜12月２日;eC.L.Chao等、「スロー
プ等化器及び判断指向重み制御等化器の比較性能評
価」、F.3.4.1〜F.3.4.7ページ、同上）。

高通信速度用のアナログ乗算器は調整が困難であり、
かなり複雑になるため上記の遅延線及び乗算器はむしろ
クリチカルで高価である。

又、通常のディジタル技術によるトランスバーサルフ
ィルタは、通信速度が高いと、主として該フィルタが必
要とする乗算装置に起因して、非常に複雑で高価にな
る。乗算器を用いる必要がなく、従って通信速度の大き
な方式にも使用出来るトランスバーサルフィルタが検討
され、種々の応用に供されている（G.Pirani,V.Zingare
lli「多重通路フェージングチャネル用乗算フリー等化
器」、IEEE国際通信会議、4B.3.1〜4B.3.5ページ、ペン
シルバニア州フィラデルフィア、1982年６月13〜18日;
G.Pirani等「通話のサブバンド符号選択のための乗算フ
リーフィルタ」、回線とシステムに関するIEEE国際シン
ポジウム、ローマ、1982年５月10〜14日）が、しかし本
発明に使用されるトランスバーサルフィルタは或る定ま
った伝達関数を提供するべく設計され、かかる関数はこ
のフィルタが一度構成されると最早や変化できない。こ
こに必要なものは適応等化器であり、即ちその伝達関数
も自動的にある無線伝送チャネルの変化する条件に適応
できる等化器である。

これ等の欠点は本発明によって克服され、該発明は、
ディジタル信号を伝送する通信チャネルのアダプティブ
等化に供する方法と装置に関係し、これは完全にディジ
タルな技術によりベースバンドで設定することが出来、
又、乗算器を用いる必要がなく、従って非常に大きな通
信速度に適応することが出来、更に、マイクロ波地上無
線リンクの送信要件を満足する適合速度により時間可変
歪みを補償するように自動的に適合され得る。

等化器係数は、実際には、これ等を２のべきとする最
適化アルゴリズムに従って実時間で計算され、従ってト
ランスバーサル等化器の係数を信号標本値に乗ずる演算
はシフトレジスタにおける２進符号化信号標本値の簡単
なシフト演算によって実施される。

本発明は、ディジタル信号のアダプティブ等化のため
の方法にして、これにより、等化されるべき伝送チャネ
ル（１）からの信号が標本化、且つ符号化され、次に、
そのディジタル標本値が２のべきの係数を有するトラン
スバーサルフィルタ（EQ）でろ波される該方法におい
て、 １群の前記標本値が前記トランスバーサルフィルタ
（EQ）の出力で抽出され、且つ上記の２のべきの係数Ci
が以下のステップ： （ア） 記号周波数以下の周波数、或いはそれに等しい
周波数で、ろ波された諸標本値（２進ワード信号）と、
その標本値（２進ワード信号）が表す数値を閾値と比較
して得られる判断済の諸記号（２進ワード信号）の間の
差を与えること （イ） 上記の差のモジュロ（代数量の絶対値）と符号
を計算すること （ウ） 該符号と受信した信号の符号とで、排他的論理
和の演算を行うこと、ここで排他的論理和の結果は第１
のパラメータβｉ（ｊ）を計算するのに用いられ、添字
ｉはｉ番目のトランスバーサルフィルタ係数に関係し、
指標ｊはｉ番目の係数の計算過程におけるｊ番目の繰返
しを示すものである （エ） 次の条件によりβｉ（ｊ）を求めること： （ａ） 排他的論理和の結果が論理値０、又は＋１にそ
れぞれ等しく、且つｊ番目の繰返しにおけるｉ番目のト
ランスバーサルフィルタ係数Ci（ｊ）が正の場合には、
各々１又は0.5に等しい値をβｉ（ｊ）に割り当てる （ｂ） 排他的論理和の結果が論理値０、又は＋１にそ
れぞれ等しく、且つｊ番目の繰返しにおけるｉ番目のト
ランスバーサルフィルタ係数Ci（ｊ）が負の場合には、
各々0.5又は１に等しい値をβｉ（ｊ）に割り当てる （オ） パラメータβｉ（ｊ）の値とCi（ｊ）のモジュ
ロとを用いて次式 Si（ｊ）＝S0＋S1・βｉ（ｊ）・|Ci（ｊ）｜ に従って閾値パラメータSi（ｊ）を求めること、ここ
で、S0とS1とは所定の二定数であり、該定数に係数計算
アルゴリズムの収れん速度が依存する （カ） 前記閾値パラメータSi（ｊ）を前記の差のモジ
ュロと比較し、このモジュロの方が大きい場合、計数指
標を、排他的論理和の結果が＋１又は０に各々等しいか
否かに従って増分又は減分すること （キ） 前記計数指標が所定の値を越えるときに、その
計数指標をリセットし、上記の排他的論理和の結果が０
又は＋１であることに従って、トランスバーサルフィル
タの２のべきの係数Ciの代数的値をそれぞれより大きく
或いはより小さくすること （ク） 前記のトランスバーサルフィルタ係数Ciをトラ
ンスバーサルフィルタ（EQ）に送ること により実時間で適応的に計算される該ディジタル信号の
アダプティブ等化法を提供するものである。

本発明は更に本方法を実施するアダプティブ等化器を
与える。

本発明の上記の特性及びその他の特性は、例示により
与えられ、何等の制限も与えるものではない本発明の好
ましい実施例の次の記載により更に一層明らかにされ
る。

第１図において、ADはチャネル１から到来するアナロ
グ信号をｎビット２進ワードにより示される一連の標本
値に変換するＡ−Ｄ変換器を示す。標本化速度は少なく
ともシンボル（記号）速度（バイナリフローをbit/sで
測定した速度）に等しい。数字２で示されるADの出力に
は等化用ディジタルトランスバーサルフィルタEQが接続
される。DAはバス３を通して供給されるトランスバーサ
ルフィルタ係数を計算し且つ更新する装置を示す。

DA入力信号が装置DDにより結線４を通して供給され、
該装置はバス５のEQから送出される信号と判断装置CDか
ら結線６に送出される信号との差を計算する。更にDAは
フィルタEQに存在する受信信号標本値の符号を結線７を
通して受ける。

ディジタルトランスバーサルフィルタの構造を第２図
に示す。このトランスバーサルフィルタはアナログフィ
ルタにより実行される公知の等化器のように等化器の機
能を実施する。ｎワイヤ結線２を通してＡ−Ｄ変換器か
ら到来するｎビット２進ワードは、フィルタの係数Ｃの
個数をＮとしてＮ−１個の遅延セルからなり、シフトレ
ジスタSR1,SR2,…,SR（Ｎ−１）により実施されるディ
ジタル式遅延線路をアクセスする。このフィルタ係数Ｃ
の個数Ｎは、等化操作の精度と計算速度の間の妥協によ
り求められ、その値としては５から10の間の値が適す
る。

ここで、結線２に存在する信号標本値のモジュロと符
号とが２進ワードにより表され、結線２の各ワイヤが上
記ワードを構成するビットを搬送し、特に符号ビットが
SR1の直列入力に送られるものであると仮定する。この
仮定によって、SR1からのワイヤは符号ビットを供給
し、且つ装置DA（第１図）の入力の１つに接続された結
線７を形成する。

各ビットは、対応するレジスタSR（第１ビットはSR1
をアクセスし、第２ビットはSR2をアクセスし、等
々。）の直列入力をアクセスし、記号周波数に等しい周
波数のワイヤ４（第２図）におけるクロックパルス毎
に、SR1に対する各々10,11,12,…,N＋10により示される
１番目の出力ワイヤから最後の出力ワイヤに逐次転送さ
れる。

レジスタSRのＮ本の出力ワイヤの各々はCSR2,CSR3,CS
R4,…,CSRN（CSR2は全てのレジスタSRの第１出力に、CS
R3は全てのレジスタSRの第２出力に接続され、等々。）
により示される他のシフトレジスタの並列形の各々の入
力に接続される。

並列入出力を有するシフトレジスタCSRは、トランス
バーサルフィルタ係数に対応する２のべきを乗じる演算
を実施し、遅延線路からのワードに対して必要なシフト
演算を実施する。シフト数は各々の２のべきの係数の指
数に等しい。

指数値に関係する情報はバス３を形成する結線21,22,
23,24,…,20＋Ｎを通してレジスタCSRに転送される。こ
こに参照記号21,…,20＋Ｎは多数のワイヤにより形成さ
れた結線の端部を示し、レジスタCSRに向けて信号が送
られることが示されている。

上記のレジスタCSRの各々の入力におけるワードは係
数の指数に等しい一連の位置だけシフトされて出力に到
達する。

レジスタCSR1はバス２に直結された入力リード線の結
線だけが他のものとは異なっている。結線31,32,33,34,
…,30＋Ｎに接続されたレジスタCSRの並列出力における
２進ワードは最後は２進加算器DSにより加算される。こ
の結果は結線５に現れ、ｍビット２進ワードからなる。

レジスタCSRにより実施されるシフト演算もｎ本の入
力ワイヤとｍ本の出力ワイヤとを相互に結合するいくつ
かのマルチプレクサを通して実施される。特定の出力ワ
イヤと特定の入力ワイヤとの接続は係数値によって決定
される。従って、回路の複雑さが更に要求されてもシフ
ト速度を増加させることが可能である。ここにレジスタ
CSRのシフト速度が増加すると、全等化器の速度が増加
しそれ故により高い速度での通信チャネルが等化でき
る。

第３図は一般のｉ番目の係数を更新する回路を示す。
これは第１図のDAにより示される装置に含まれるもので
ある。この回路はトランスバーサルフィルタのｉ番目の
係数を適応的に計算して判断装置の入力に存在するｍビ
ット２進ワード（ｍとしては、例えば８とされ得る。）
の転送記号（シンボル）ａ（ｊ）（これは遠隔ステーシ
ョンにより伝送された後に受信され、等化されそして正
確に検知された記号（シンボル）である）とフィルタ出
力における信号のｍビット２進ワードの標本（サンプ
ル）信号ｙ（ｊ）（ここに該信号は第１図及び第２図の
結線５におけるフィルタ出力である）との間の平均二乗
誤差を最小にするように動作する。ここに判断装置は入
力２進ワード信号ｙ（ｊ）が表す数値を一定値である閾
値と比較して、閾値を越えれば論理値「１」に対応する
２進ワード信号ａ（ｊ）を、越えなければ論理値「０」
に対応する２進ワード信号ａ（ｊ）を出力する。この閾
値は通常、論理レベル１に対応する値の約半分の値とさ
れる。（即ち第３図に示す装置は上記トランスバーサル
フィルタに対する一つの係数を計算し他の類似の装置が
各係数に対しそれぞれ設けられて当該トランスバーサル
フィルタにより要求される残る係数を計算する。総べて
これらの装置は第１図のブロックDAに含まれ、後記する
各数式に従って作動する）。該トランスバーサルフィル
タの伝達関数を伝送チャネルの変化する条件に適応させ
るためには該フィルタの係数を対応的に変化する必要が
ある。これら新しい係数はDA回路により計算され、この
回路は遠隔ステーションにより伝達されたシンボルとこ
のフィルタ出力における該シンボルのサンプル間のエラ
ーを最少にするために作動する。

特に、DAが実施する適応法は公知の推定勾配（estima
ted gradient）アルゴリズム（ここに「推定勾配アルゴ
リズム」とはある量の将来の状態を、この量が受ける前
の変化（勾配）の傾向を基準として予想させるアルゴリ
ズムを云う）から得られる。このアルゴリズムに従っ
て、繰返し式： Ci（ｊ＋１）＝Ci（ｊ）−ｋ・ｅ（ｊ）・ri を用いて係数を更新することが出来、ここに、Ci（ｊ＋
１）は（ｊ＋１）番目の反覆におけるｉ番目のフィルタ
係数であり、ｅ（ｊ）はフィルタ出力の信号ｙ（ｊ）と
判断装置出力の信号ａ（ｊ）との間のｊ番目の反覆にお
ける誤り信号、即ち、ｅ（ｊ）＝ｙ（ｊ）−ａ（ｊ）で
あり、riは基本周期（AD変換されたデジタル信号のビッ
ト周期）の「ｉ」倍だけ遅延した受信信号の標本であり
（図２参照）、riは受信信号のバイナリレベルを有しそ
して１または０の値を取りうるパルスであり、ｋは係数
計算の収束速度を制御する範囲因子であり、例えば０と
１間に含まれる値をとるウエイト係数の関数を有する範
囲因子である。上記繰返し式（反覆式）は新しい係数Ci
の計算を行い、これは（ｊ＋１）反覆における係数Ciが
前の（ｊ）反覆における係数から最後の変化を考慮に入
れた量（ｋ・ｅ（ｊ）・ri）を減じたものに等しいこと
を意味する。この量はウエイト係数ｋ、前のエラーｅ
（ｊ）および前のシンボルriに依存する。

DAが実施する方法がベースとする係数更新に用いられ
る反復式は： Ci（ｊ＋１）＝Ci（ｊ）−ｋ・sign〔ｅ（ｊ）〕・sign
（ri） で与えられる。ここに関数sign（…）は、代数的量から
その絶対値を無視して信号のみを抽出するものであり、
これは公知の零交差検波器により実施できる。

上記式は上記式の前に挙げた式の計算速度を向上した
ものであり、この場合最後の変化を考慮に入れた量（ｋ
・sign〔ｅ（ｊ）〕・sign（ri））は係数ｋ及びエラー
ｅ（ｊ）や前のシンボルriの符号にのみ依存する。

上記の式は、２のべきの係数を得るために、更に次の
ように変形される。この変形式は上記式の更なる改良と
して示され、この場合は最後の変化を考慮に入れる量は
３つの離散的数値のみをとることのできる係数αｉ
（ｊ）と前の係数Ci（ｊ）とに依存する。その結果とし
てこの新しい係数Ci（ｊ＋１）は次の２のべきの３つの
数値、即ち1,0.5,2（2⁰,2^-1,2¹）のうちの一つを前の係
数Ci（ｊ）に乗じたものに等しい。

Ci（ｊ＋１）＝Ci（ｊ）−αｉ（ｊ）・Ci（ｊ） 但し、αｉ（ｊ）は新しい範囲因子（パラメータ）で、
係数Ci（ｊ）が変形されるべきでないか、除かれるべき
か、或いは乗じられるべきかそれぞれに従って値0,0.5,
或いは−１をとることが出来る。即ち、 αｉ（ｊ）＝０の時、Ci（ｊ＋１）＝Ci αｉ（ｊ）＝0.5の時、Ci（ｊ＋１）＝Ci（ｊ）/2 αｉ（ｊ）＝−１の時、Ci（ｊ＋１）＝2Ci（ｊ） である。

αｉ（ｊ）の３つの値は次の規則によって決定され、
ここにαｉ（ｊ）は新しい係数Ci（ｊ＋１）を得るため
に係数Ci（ｊ）に与えられる補正値を決定する係数であ
る： １） もし|e（ｊ）｜＞Si（ｊ）、且つ計数指標ki
（ｊ）が所定値kiを越えると係数が変更され、指標ki
（ｊ）が次のように更新される。

ki（ｊ＋１）＝ki（ｊ）＋sign〔ｅ（ｊ）〕・sign（r
i） Si（ｊ）は閾値であり、次の第２項で記載される規則に
従って決定される： ２） sign（ｅ（ｊ））・sign（ri）＜０の場合、係数
Ci（ｊ）にはより大きな代数的値が与えられ、逆に、si
gn（ｅ（ｊ））・sign（ri）＞０の場合、より小さな代
数的値がCi（ｊ）に与えられる。閾値パラメータSi
（ｊ）は当然次の規則によって決定されるべきである： Si（ｊ）＝S0＋S1・βｉ（ｊ）・|Ci（ｊ）｜ 但しパラメータβｉ（ｊ）は次の値： sign（ｅ（ｊ））・sign（ri）＜０、且つCi（ｊ）＞０
の場合、βｉ（ｊ）＝1; sign（ｅ（ｊ））・sign（ri）＞０、且つCi（ｊ）＞０
の場合、βｉ（ｊ）＝0.5; sign（ｅ（ｊ））・sign（ri）＜０、且つCi（ｊ）＜０
の場合、βｉ（ｊ）＝0.5; sign（ｅ（ｊ））・sign（ri）＞０、且つCi（ｊ）＜０
の場合、βｉ（ｊ）＝1; を有し、又、S0及びS1は係数の収束速度を制御する２つ
の所定定数である。

３） sign（ｅ（ｊ））・sign（ri）＜０、且つCi
（ｊ）＞０の場合、αｉ（ｊ）＝−１、即ち、Ci（ｊ）
は２倍にされ； sign（ｅ（ｊ））・sign（ri）＞０、且つCi（ｊ）＞０
の場合、αｉ（ｊ）＝0.5、即ち、Ci（ｊ）は半分にさ
れ； sign（ｅ（ｊ））・sign（ri）＜０、且つCi（ｊ）＜０
の場合、αｉ（ｊ）＝0.5、即ち、Ci（ｊ）の代数的値
が半分にされ、且つ絶対値が半分にされ； sign（ｅ（ｊ））・sign（ri）＞０、且つCi（ｊ）＜０
の場合、αｉ（ｊ）＝−１、即ち、Ci（ｊ）の代数的値
が半分にされ、且つ絶対値が２倍にされ；そして もし|e（ｊ）｜＜Si（ｊ）の場合、αｉ（ｊ）＝０、即
ち、Ci（ｊ）は変更されない。

上述したようにCi（ｊ＋１）の３つの新しい値は前記
式Ci（ｊ＋１）＝Ci（ｊ）−αｉ（ｊ）・Ci（ｊ）に従
ってCi（ｊ）を変形することにより得られ、この式は前
記リストアップした条件に従い、0,0.5および−１の３
つの値を取ることができる因子αｉ（ｊ）を必要とす
る。Ci（ｊ＋１）はエラーｅ（ｊ）の絶対値が閾値Si
（ｊ）より大でありそして反覆の最小数kiに到った場合
にのみ更新される。この閾値Si（ｊ）は前記２）に記載
のルールに従って計算され、これは収束速度（S0,S
1）、エラーｅ（ｊ）およびシンボルriを考慮して得ら
れる。

Ci（ｊ＋１）が更新されるべき場合にはαｉ（ｊ）に
割り当てられる値は前記３）に従うルールにより計算さ
れ、これはエラーｅ（ｊ）とシンボルriを考慮に入れて
得られる。

結線４に接続された装置DAのｉ番目の回路の入力に、
ｊ番目の繰返しにおける誤りｅ（ｊ）に対応する信号が
存在し、又結線７に接続された入力に、レジスタCSRi
（第２図）の入力に存在する信号riの符号ビットが存在
する。誤り信号ｅ（ｊ）は、該ｅ（ｊ）の代数的値を検
出する装置SE（第３図）と、ｅ（ｊ）の絶対値に比例す
る電圧を供給する装置MEとに転送される。

これ等の２つのブロックSEとMEとは全ての計数更新回
路に共通である。実際にはこれ等の回路の各々は、全体
として示された出力46、44を夫々有し、出力46、44の結
線の数は夫々フィルタ係数の数に等しい。尚、出力46の
各結線上に出力される符号は全て同一の符号であり、出
力44の各結線上に出力される電圧値は全て同一の値であ
る。

SEの出力は既にsign（ri）として既述した符号riのｉ
番目のビットと共に、排他的論理和の論理ゲートXRの入
力に送出される。このゲートの出力には、係数計算に必
要な信号“sign e（ｊ）sign（ri）”が存在し、該信
号は、既に記載の式に従って、閾値Si（ｊ）を計算する
装置DSに結線８を通して転送される。この信号は前記
２）のβｉと前記３）のαｉを計算するのに使用され
る。DSは、又、計算ユニットUCによりバス９を通して供
給される係数Ci（ｊ）の値、及びワイヤ41及び42を通し
て外部から供給される定数S0とS1との値を必要とする。

前記２）に記載したように値S0とS1は係数計算の速度
を決定する定数であり、この速度が高い程その精確度は
低くなり、これらの値は設計上の選択の問題である。一
般にはS0＝0,S1＝１が選択される。

上記ブロックSEは結線４上の量の符号を検知しそして
その符号ビットのみを送る共通ゲートにより構成でき
る。ブロックMEはデジタル−アナログ変換器であり該符
号ビットを検査することなく入力での信号振幅を供給す
る。またブロックDSは簡単な論理装置であり前記２）に
おける式Si（ｊ）＝S0＋S1・βｉ（ｊ）・|Ci（ｊ）｜
における３つの項の乗算S1・βｉ（ｊ）・|Ci（ｊ）｜
と、S0が０以外の場合にS0との加算を行う。

更にブロックUCは公知の算術論理演算装置（ALU）で
ある。

結線43に接続された出力に存在する閾値Si（ｊ）に比
例する信号が、比較回路DCを通して、装置MEの出力44に
存在する誤りｅ（ｊ）の絶対値と比較される。比較結果
に比例する、DCの出力において該DCにより供給される信
号はモジュロKiのカウンタCLを使用可能（イネーブル）
にし、該カウンタはXRの出力におけるワイヤ８の信号値
に従って計数を増減分する。ｅ（ｊ）の絶対値が閾値Si
（ｊ）より大きくなると使用可能となる。

カウンタが値Kiに達すると、該カウンタは結線45を通
して計算ユニットUCに適切な信号を送出し、リセットす
る。

前記ユニットUCは既に記載の基準に従ってフィルタEQ
のｉ番目の２のべきの係数を計算する。特に、UCは、ワ
イヤ８にあるXRからの信号に基づいてαｉ（ｊ）の値を
計算する（これは0,0.5及び−１であり得る）。次に、U
Cは、結線45を通してカウンタCLから制御信号を受ける
と、係数Ci（ｊ）の変更を決定する。計算されたｉ番目
の係数はバス３の一部であるバス20＋ｉを通してフィル
タに供給される。

記載されたアダプティブ等化器によってマイクロ波無
線チャネルでよく見られる変動を追尾することが出来
る。実際には、選択的なフェージングを受ける無線チャ
ネルの振幅変動率は100dB/sより大きくはない。通信速
度が、例えば、約30nsに等しい記号周期に対応する35メ
ガボー（M baud）の場合、記号周期内のチャネル振幅変
化は、悪くて約３μdBである。このことが、チャネルの
振幅歪みが数10デシベル変化する以前に数千記号が受信
される理由であり、これにより係数を適応させる問題の
アダプティブ等化器が得られる。

上記の説明は例示として与えられたに過ぎず、本発明
を何等制限するものではない。本発明の範囲内で種々の
変更、改変が可能である。

特に、装置DAは、トランスバーサル出力における各記
号に対応して、或いは所定の記号番号毎に係数更新に関
する動作を実施出来、この場合はより遅い成分が使用可
能である。

既に記載したように、一般に数千記号について更新す
ることにより性能は何等劣化しない。

【図面の簡単な説明】

第１図はアダプティブ等化器が用いられる受信システム
の包括的な概略図であり、 第２図はアダプティブ等化器に用いられるトランスバー
サルフィルタ構造のブロック図であり、 第３図は第１図のDAにより示された装置のブロック図で
ある。 １……チャネル、2,3,5,9……バス、2,4,6,7,21,…,20
＋N,31,…,30＋N,46,47……結線、10,11,12,…,N＋10,4
1,42……ワイヤ、EQ……トランスバーサルフィルタ、CD
……判断回路、DD……差分装置、SE……符号検出装置、
XR……論理ゲート、UC……計算ユニット、ME……モジュ
ロ抽出装置、DC……比較回路、CL……アップダウンカウ
ンタ、AD……Ａ−Ｄ変換器、SR1,SR2,…,SR（Ｎ−１）
……シフトレジスタ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ヴアレリオ・ツインガレリイ イタリー国 トリノ、チ・ソ・マルコーニ ４ (56)参考文献 特開 昭54−118807（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−54559（ＪＰ，Ａ) 特開 昭52−109847（ＪＰ，Ａ) 電子通信学会論文誌’82／８，Ｖｏｌ. Ｊ65−Ａ．Ｎｏ．８Ｐ．794〜801

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】ディジタル信号のアダプティブ等化のため
   の方法にして、これにより、等化されるべき伝送チャネ
   ル（１）からの信号が標本化、且つ符号化され、次に、
   そのディジタル標本値が２のべきの係数を有するトラン
   スバーサルフィルタ（EQ）でろ波される該方法におい
   て、 １群の前記標本値が前記トランスバーサルフィルタ（E
   Q）の出力で抽出され、且つ上記の２のべきの係数Ciが
   以下のステップ： （ア） 記号周波数以下の周波数、或いはそれに等しい
   周波数で、ろ波された諸標本値（２進ワード信号）と、
   その標本値（２進ワード信号）が表す数値を閾値と比較
   して得られる判断済の諸記号（２進ワード信号）の間の
   差を与えること （イ） 上記の差のモジュロと符号を計算すること （ウ） 該符号と受信した信号の符号とで、排他的論理
   和の演算を行うこと、ここで排他的論理和の結果は第１
   のパラメータβｉ（ｊ）を計算するのに用いられ、添字
   ｉはｉ番目のトランスバーサルフィルタ係数に関係し、
   指標ｊはｉ番目の係数の計算過程におけるｊ番目の繰返
   しを示すものである （エ） 次の条件によりβｉ（ｊ）を求めること： （ａ） 排他的論理和の結果が論理値０、又は＋１にそ
   れぞれ等しく、且つｊ番目の繰返しにおけるｉ番目のト
   ランスバーサルフィルタ係数Ci（ｊ）が正の場合には、
   各々１又は0.5に等しい値をβｉ（ｊ）に割り当てる （ｂ） 排他的論理和の結果が論理値０、又は＋１にそ
   れぞれ等しく、且つｊ番目の繰返しにおけるｉ番目のト
   ランスバーサルフィルタ係数Ci（ｊ）が負の場合には、
   各々0.5又は１に等しい値をβｉ（ｊ）に割り当てる （オ） パラメータβｉ（ｊ）の値とCi（ｊ）のモジュ
   ロとを用いて次式 Si（ｊ）＝S0＋S1・βｉ（ｊ）・|Ci（ｊ）｜ に従って閾値パラメータSi（ｊ）を求めること、ここ
   で、S0とS1とは所定の二定数であり、該定数に係数計算
   アルゴリズムの収れん速度が依存する （カ） 前記閾値パラメータSi（ｊ）を前記の差のモジ
   ュロと比較し、このモジュロの方が大きい場合、計数指
   標を、排他的論理和の結果が＋１又は０に各々等しいか
   否かに従って増分又は減分すること （キ） 前記計数指標が所定の値を越えるときに、その
   計数指標をリセットし、上記の排他的論理和の結果が０
   又は＋１であることに従って、トランスバーサルフィル
   タの２のべきの係数Ciの代数的値をそれぞれより大きく
   或いはより小さくすること （ク） 前記のトランスバーサルフィルタ係数Ciをトラ
   ンスバーサルフィルタ（EQ）に送ること により実時間で適応的に計算される該ディジタル信号の
   アダプティブ等化法。
2. 【請求項２】入力アナログ信号を一連のディジタル標本
   値に変換するためのＡ−Ｄ変換器（AD）と、前記標本値
   をろ波するためのトランスバーサルフィルタ（EQ）と、
   遠隔ステーションから伝送されたシンボル信号に対応す
   るシンボル信号を抽出するための判断回路（CD）を含む
   ディジタル信号用アダプティブ等化器であって、 （あ） トランスバーサルフィルタにより供給されるシ
   リアル信号（２進ワード信号）と、そのシリアル信号
   （２進ワード信号）が表す数値を閾値と比較する判断回
   路により供給される信号（２進ワード信号）との間の差
   を与えるための差分装置（DD） （い） 前記差分装置の出力に接続され、且つトランス
   バーサルフィルタの係数と同数の出力を備えた符号検出
   装置（SE） （う） 前記符号検出装置から出力される信号を一方の
   入力で受け、且つトランスバーサルフィルタ（EQ）の対
   応する符号セルから抽出された受信信号の符号を他方の
   入力で受ける、トランスバーサルフィルタ係数の個数に
   等しい一連の排他的論理和論理ゲート（XR） （え） 次式 Si（ｊ）＝S0＋S1・βｉ（ｊ）・|Ci（ｊ）｜ に従って閾値を計算するための、前記係数の個数に等し
   い一連の装置（DS）であって、対応する排他的論理和論
   理ゲートの出力に接続された入力と、計算ユニット（U
   C）に接続された入力と、外部からアクセスできて前記
   定数（S0,S1）をロードするための２入力とを有する該
   装置（DS）、 ここで、βｉ（ｊ）は第１のパラメータであり、|Ci
   （ｊ）｜はトランスバーサルフィルタ係数Ci（ｊ）のモ
   ジュロであり、添字ｉはｉ番目のトランスバーサルフィ
   ルタ係数に関係し、指標ｊはｉ番目の係数の計算過程に
   おけるｊ番目の繰返しを示すものであり、次の条件によ
   りβｉ（ｊ）を求めること： （ａ） 排他的論理和の結果が論理値０、又は＋１にそ
   れぞれ等しく、且つｊ番目の繰返しにおけるｉ番目のト
   ランスバーサルフィルタ係数Ci（ｊ）が正の場合には、
   各々１又は0.5に等しい値をβｉ（ｊ）に割り当てる （ｂ） 排他的論理和の結果が論理値０、又は＋１にそ
   れぞれ等しく、且つｊ番目の繰返しにおけるｉ番目のト
   ランスバーサルフィルタ係数Ci（ｊ）が負の場合には、
   各々0.5又は１に等しい値をβｉ（ｊ）に割り当てる （お） 前記差分装置の出力に接続され、且つトランス
   バーサルフィルタの係数と同数の出力を備えるモジュロ
   抽出装置（ME） （か） 前記係数の個数に等しい一連の比較回路（DC）
   であって、閾値を計算する対応する装置の出力に接続さ
   れた一方の入力と、モジュロ抽出装置の対応する出力に
   接続された他方の入力とを有する該比較回路（DC） （き） 前記係数の個数に等しい個数のアップダウンカ
   ウンタ（CL）であって、対応する比較回路によりその各
   々が使用可能にされたときに、計数指標を対応する排他
   的論理和論理ゲートから与えられる信号の論理値に従っ
   て増分或いは減分し、前記計数モジュロが所定の数
   （Ｋ）に等しい場合、各カウンタがリセットされ、対応
   する計算ユニット（UC）に使用可能信号を送出する該ア
   ップダウンカウンタ（CL） （く） トランスバーサルフィルタ（EQ）の係数Ci
   （ｊ）を計算する幾つかの計算ユニット（UC）であっ
   て、対応する排他的論理和論理ゲートから受信される信
   号に基づいてパラメータαｉ（ｊ）を決定し、計算され
   たパラメータαｉ（ｊ）値、及び対応するカウンタから
   到来する計数終了信号に基づいて、以前の係数を２倍に
   するか半分にするか、或いはそのままにしておくかを決
   定する該計算ユニット（UC） を含むことを特徴とする該ディジタル信号用アダプティ
   ブ等化器。