CN110858824B - 用于时钟恢复的基于预补偿器的量化 - Google Patents
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Abstract
基于预补偿器的量化技术提供了一种方式，该方式降低时钟恢复模块的复杂性和功率要求，同时相对于在有损信道中操作的bang‑bang方案提供改进的定时恢复性能。一个说明性方法实施例包括：(a)从符号组中获取具有符号序列的接收信号，该接收信号呈现后码间干扰；(b)利用具有比较器组的预补偿单元对该接收信号进行操作，以便为每一个采样时刻产生表示量化接收信号值的比较器结果组，该比较器组应用至少部分地补偿后码间干扰的阈值组；(c)从每一个比较器结果组中获取符号判决；(d)将符号判决与所述量化接收信号值组合来为每一个采样时刻确定估计定时误差；以及(e)对该估计定时误差进行滤波以生成采样时钟。
Description
背景技术
数字通信在发送设备与接收设备之间通过中间通信介质或“信道”(例如，光纤电缆或绝缘铜线)发生。每个发送设备通常以固定的符号速率发送符号，同时每个接收设备检测(可能损坏的)符号序列并且试图重构所发送的数据。“符号”是信道的持续达固定时间段的状态或有效条件，该固定时间段被称为“符号间隔”。符号可以是例如电压或电流水平、光功率水平、相位值或者特定频率或波长。从一个信道状态到另一个信道状态的变化被称为符号转变。每个符号可以表示(即，编码)数据的一个或多个二进制位。可替代地，数据可以由符号转变或由两个或更多个符号的序列来表示。
许多数字通信链路对于每个符号只使用一个比特；二进制“0”由一个符号(例如，第一范围内的电压或电流信号)来表示，而二进制“1”由另一符号(例如，第二范围内的电压或电流信号)来表示，但是高阶信号星座是已知的并且被频繁使用。在4电平脉冲幅度调制(PAM4)中，每个符号间隔可以承载通常被表示为-3、-1、+1和+3的四个符号中的任何一个。每一个PAM4符号可由此表示两个二进制位。
信道非理想性产生通常使得每个符号扰乱其相邻的符号的分散，该效果被称为码间干扰(“ISI”)。ISI可能使接收设备难以确定在每个间隔中发送了哪些符号，特别是当这种ISI与加性噪声组合时。
为了对抗噪声和ISI，接收设备可以采用多种均衡技术。线性均衡器一般必须在降低ISI与避免噪声放大之间进行平衡。由于能够对抗ISI而且非固有地需要噪声放大器，所以经常优选判决反馈均衡器(DFE)。顾名思义，DFE采用反馈路径来去除来源于先前判决的符号的ISI影响。
DFE的标准的教科书实现采用了多个级联电路元件来生成反馈信号并将其施加到接收的输入信号，所有的级联电路元件必须在小于一个符号间隔之内完成它们的操作。在100皮秒的符号间隔(对于10千兆波特符号速率)，利用目前可用的硅半导体处理技术，该实现方式是非常具有挑战性的。归因于硅基集成电路的性能限制，即使是每秒几个千兆波特的数据速率也会难以达到。
相应地，某些被提出的设计(诸如在美国专利8,301,036(高速自适应反馈均衡器，High-speed adaptive decision feedback equalizer)、美国专利9,071,479(高速并行判决反馈均衡器，High-speed parallel decision feedback equalizer)以及美国专利9,935,800(用于判决反馈均衡器的复杂性降低的预计算，Reduced ComplexityPrecomputation for Decision Feedback Equalizer)采用了利用预补偿模块的使用的替代实现方式。这些引用文献中的每一项的全部内容均通过引用结合至此。然而，随着符号速率继续提高，该ISI更加严重，甚至挑战这些提出的均衡器的性能。一个特别的问题为时钟信号恢复。尽管高性能时钟恢复模块是已知的，但其较为复杂且会在本文所设想的采样速率下消耗过多的功率量。
发明内容
相应地，在本文中公开了用于降低时钟恢复模块的复杂性和功率要求的基于预补偿器的量化技术、以及采用这种技术的均衡器、设备以及系统。一个说明性方法实施例包括：(a)获取具有来自符号组的符号序列的接受信号，该接收信号表现出后码间干扰；(b)利用具有比较器组的预补偿单元对该接收信号进行操作，以便为每一个采样时刻产生表示量化接收信号值的比较器结果组，该比较器组应用至少部分地补偿后码间干扰的阈值组；(c)从每一个比较器结果组中获取符号判决；(d)将符号判决和所述量化接收信号值组合以为便每一个采样时刻确定估计定时误差；以及(e)对该估计定时误差进行滤波以生成采样时钟。
说明性接收器包括前端滤波器，该前端滤波器产生具有来自符号组的符号序列的经滤波接收信号，该序列具有后码间干扰；该接收器进一步包括预补偿单元，该预补偿单元利用比较器组对所述经滤波接收信号进行操作，所述比较器组应用至少部分地补偿所述后码间干扰的阈值组，以便为每一个采样时刻产生表示量化接收信号值的比较器结果组。该接收器还包括一个或多个选择元件，该一个或多个选择元件从每一个比较器结果组中获取符号判决；以及时钟恢复模块，该时钟恢复模块将符号判决与所述量化接收信号值组合以生成采样时钟。
前述实施例中的每个实施例可以与以下可选特征以任意合适的组合形式单独或组合地实现：1.所述获取包括：使用比较器结果为每一个采样时刻形成试探性判决组；以及基于该采样时刻之前的一个或多个符号判决从该试探性判决组中选择符号判决。2.该阈值组非均匀地间隔且针对量化接收信号产生非均匀间隔的可能值组。3.该可能值组包括位于每一对相邻阈值的中间点的值，且进一步包括比最大阈值大给定量的最大值和比所述最小阈值小给定量的最小值。4.该给定量将预期量化误差最小化。5.基于改进对后码间干扰的补偿来适配阈值。6.该符号集包括多于两个的符号。7.所述组合包括：(d1)用针对在前采样时刻的符号判决的极性符号化值缩放针对给定采样时刻的量化接收信号值，以获得第一项；(d2)用针对该给定采样时刻的符号判决的极性或符号化值缩放针对该在前采样时刻的量化接收信号值，以获得第二项；以及(d3)将所述第一项和第二项之间的差作为针对所述给定采样时刻的估计定时误差。8.该组合包括：(d1')至少部分地基于针对给定时刻的符号判决来确定针对给定采样时刻的目标信号水平；以及(d2')求取针对给定采样时刻的目标信号水平和量化接收信号值之间的差来获取针对给定时刻的差异9.该组合进一步包括：(d3')用针对在前采样时刻的符号判决的极性或符号化值缩放针对给定采样时刻的差异，以获得第一项；(d4')用针对给定采样时刻的符号判决的极性或符号化值缩放针对该前采样时刻的差异，以获得第二项；以及(d5')将第一项和第二项之间的差作为针对给定采样时刻的估计定时误差。10.该一个或多个选择元件中的每一个从对应的试探性判决组中选择符号判决。11.基于改进对后码间干扰的补偿来适配阈值的适配单元。12.所述时钟恢复模块包括：第一缩放器，该第一缩放器用针对在前采样时刻的符号判决的极性或符号化值缩放针对给定采样时刻的量化接收信号值，以获得第一项；第二缩放器，该第二缩放器用针对给定采样时刻的符号判决的极性或符号化值缩放针对在前采样时刻的量化接收信号值，以获得第二项；以及组合器，该组合器确定第一项和第二项之间的差并产生该差作为针对给定采样时刻的估计定时误差。13.所述时钟恢复模块包括：目标元件，该目标元件至少部分地基于针对给定时刻的符号判决以产生针对给定采样时刻的目标信号水平；以及第一组合器，该第一组合器求取针对给定采样时刻的目标信号水平和量化接收信号值之间的差来获取针对给定时刻的差异。14.该时钟恢复模块包括：第一缩放器，该第一缩放器用针对在前采样时刻的符号判决的极性或符号化值缩放针对给定采样时刻的所述差异，以获得第一项；第二缩放器，该第二缩放器用针对所述给定采样时刻的符号判决的极性或符号化值缩放针对所述前采样时刻的所述差异，以获得第二项；以及第二组合器，该第二组合器确定第一项和第二项之间的差并产生该差作为针对给定采样时刻的估计定时误差。15.该时钟恢复模块包括滤波器，该滤波器对估计定时误差进行滤波以产生控制信号。16.该时钟恢复模块包括压控振荡器，该压控振荡器响应于所述控制信号产生采样时钟。
应注意，本公开并不限于此处所述、下文描述和/或附图所示的特定实施例。相反，本公开也拓展至本领域普通技术人员能够在本文提交日期鉴于现有技术能够辨别的替换形式、等同物以及变体，包括所有那些包括在所附权利要求范围内的。
附图说明
图1示出了说明性计算机网络。
图2是说明性点对点通信链路的框图。
图3是说明性光纤接口模块的框图。
图4是说明性教科书判决反馈均衡器(DFE)实现方式的框图。
图5A是采用了单抽头预补偿单元的说明性DFE的框图。
图5B是具有三抽头预补偿单元的说明性自适应DFE的框图。
图6是具有用于完全展开反馈滤波器的预补偿单元的说明性DFE框图。
图7示出了产生试探性判决组的平行阵列的说明性DFE前端。
图8是展示说明性预补偿阈值的数轴。
图9是说明性时钟恢复模块的框图。
图10是用于均衡高速接收设备的说明性方法的流程图。
具体实施方式
所公开的装置和方法在其进行操作的较大环境的情境中能够被最好地理解。相应地，图1示出了说明性通信网络100，包括无线移动设备102以及经由路由网络106耦合的计算机系统104A-C。路由网络106可以是或者包括例如互联网、广域网、局域网、电话网络或有线网络。在图1中，路由网络106包括装备项108的网络，诸如交换机、路由器和无线接入点等。装备项108中的至少一些彼此连接，并且经由在各种网络部件之间传送数据的点到点通信链路110连接至计算机系统104A-C。
图2是可以表示图1中链路110的说明性点到点通信链路的图。所示实施例包括与第二节点204(“节点B”)通信的第一节点202(“节点A”)。节点A和节点B各自可以是例如移动设备102、装备项108、计算机系统104A-C或适合于高速率数字数据通信的其他发送/接收设备中的任何一种。
耦合至节点A的是收发器220，并且耦合至节点B的是收发器222。通信信道208和214在收发器220与222之间延伸。信道208和214可包括例如传输介质，诸如光纤电缆、双绞线、同轴电缆、背板传输线和无线通信链路。(信道还可以是具有充当发射器和接收器的读写换能器的磁性或光学信息存储介质。)节点A与节点B之间的双向通信可以使用独立信道208和214来提供，或者在一些实施例中，使用在相反方向上传送信号而不产生干扰的单个信道来提供。
收发器220的发射器206从节点A接收数据并且经由信道208上的信号向收发器222传送数据。信道信号可以是例如电压、电流、光功率水平、波长、频率或相位值。收发器222的接收器210经由信道208接收信号，使用该信号来重构所传送的数据，并且向节点B提供数据。类似地，收发器222的发射器212从节点B接收数据并且经由信道214上的信号向收发器220传送数据。收发器220的接收器216经由信道214接收信号，使用该信号重构所传送的数据，并向节点A提供数据。尽管本公开适用于有线和无线通信系统，下文将光信令作为具体示例详细讨论以帮助理解。特定于铜线信令和无线电、微波或红外信令的示例也被设想，且对于那些得益于本公开的本领域普通技术人员而言是明显的。
图3用说明性光纤接口模块的功能框图图示出特定于光纤信令的收发器实施例。光纤302耦合至分路器304，该分路器产生到光纤的两条光学路径：一条用于接收，一条用于发射。传感器306被定位在接收路径上，用于将一个或多个接收光信号转换成相应模拟(电)接收信号，该模拟接收信号由放大器308放大以准备由判决反馈均衡器(DFE)310处理。DFE310将接收信号转换成符号判决序列。设备接口312缓冲符号决策序列，并且在至少一些实施例中，包括前向纠错(FEC)解码和有效载荷提取逻辑，该逻辑用于从符号判决序列中导出已接收数据流。然后，设备接口312根据标准I/O总线协议使已接收数据流经由内部数据总线可用于主机节点。
相反，用于传输的数据可以由主机节点经由总线传达至设备接口312。在至少一些实施例中，设备接口312利用适当的报头和帧结束标记对数据进行包格式化，可选地，添加FEC编码层和/或校验和。驱动器314从接口312接收传送数据流并且将传送数据流转换成模拟电驱动信号以用于发射器316，从而使发射器生成经由分路器304耦合至光纤302的光信道信号。
如之前所提及的，DFE包括在接收链中以对抗由信道中的信号分散产生的码间干扰(ISI)。图4示出了DFE的说明性“教科书”实现。在图4中，模拟或数字前端滤波器400对接收信号进行操作以整形系统的总体信道响应并使前导ISI对当前符号的效果最小化。作为总体信道响应的形成的一部分，前端滤波器400也可以设计为缩短经滤波的信号的信道响应，并且在一些情况中，减少预补偿模块比较器阈值的数量，同时使任何伴随的噪声增强最小化。加法器402从前端滤波器400的输出中提取出反馈信号以使后续ISI对当前符号的效果最小化。
然后，判决元件404使组合的信号数字化(即，在必要时采样，并量化)以产生输出数据符号流(表示为Ak，其中k是时间指数)如果之前尚未完成信号采样(例如，用于数字地实现前端滤波器)，则可以在例如向决策元件404输入处执行、在比较器406A-406C的输出处执行或在决策元件404的输出处执行。“采样和保持”电路在采样时刻捕捉模拟信号的水平，并提供维持在该水平的模拟输出信号，直至下一个采样时刻需要信号水平捕捉。在所示的示例中，假定符号是PAM4(-3、-1、+1，+3)，这使用于比较器406A-406C的判决阈值分别为-2、0以及+2，但也可以预期双极信令(-1,+1)以及高阶PAM信令实施例。(出于一般性，省略用于表达符号和阈值的单位，但是为了解释的目的可以假定为伏特。实际上，将会采用比例因子。)数字化器408通常被包括以将比较器输出转换为二进制数表示，例如，00表示-3，01表示-1，10表示+1以及11表示+3。替代地，该数字化器可以采用灰度编码表示。
与本文构想的特定实施例相关的，我们注意到比较器406A-406C的输出可以被识别为(并被采用为)符号的“温度计”编码表示，例如，000表示-3，100表示-1，110表示+1以及111表示+3。在此情况下数字化器408可以被省略。
DFE利用具有存储近期输出符号判决(Ak-1…Ak-N，其中N是滤波器系数fi的数量)的一系列延迟元件412(例如，锁存器、触发器或寄存器)的反馈滤波器410生成反馈信号。乘法器组414利用相应的滤波器系数确定每个符号的积，并且一系列的加法器416将这些积相组合以获得反馈信号。不同的滤波器系数“FX”被提供给每一个乘法器414，X＝1、2……N。每一个滤波器的系数“FX”均为模拟电压值。乘法器414中的每一个均产生作为先前输入电压水平与输入滤波器系数的积的输出电压。乘法器414中的每一个可以是或包括，例如，具有取决于输入滤波器系数的电阻值的可调整电阻网络，或具有取决于输入滤波器系数的电压增益的放大器。
另外，我们注意到前端滤波器400以及反馈滤波器410的电路被描述为对模拟信号进行操作，但能替代地使用可编程处理器中的数字电路元件和/或软件来实现该电路。进一步地，接收器可被预期包含时钟恢复模块以及阈值适配单元以支持DFE操作。参照下述其他实施例来描述这些要素，但它们可以被采用作为本文描述的任意接收器实施例的一部分。
在图4的实施例中，反馈滤波器410必须在少于一个符号间隔的时间内完成其操作，这是因为其输出部分取决于紧接的前一个判决。在非常高的数据速率下，一个符号间隔无法提供足够的时间来完成滤波器系数相乘以及反馈相减。相应地，在文献中已经提出的一种解决方法是“展开”反馈滤波器。
图5A示出通过一个抽头将反馈滤波器展开的图4的说明性变化。图5A的实施例采用了相同的前端滤波器400，但是加法器402减去反馈信号以消除由除了紧接的前一个符号以外的所有符号所造成的后续ISI。对于每个紧接着的前一个符号的可能的值，预补偿单元502提供了试探性判决元件504A-504D。试探性判决元件504A推测性地假设之前的符号是-3，并且并非减去将会由该符号所导致的ISI(-3*f1，其中f1是教科书式反馈滤波器410中第一抽头的系数)，而是已通过加上-3*f1来相对于比较器406A-406C的阈值对比较器506A-506C的阈值进行调节，这使得试探性判决元件504A能够基于该推测性假设来形成试探性的符号判决。
相似地，试探性判决元件504B、504C和504D采用具有经适当调整的阈值的比较器来使试探性判决处于之前的符号分别是-1、+1和+3的推测性假设下。因此，预补偿单元502产生试探性判决组，该组包括对于之前符号的每一个可能值的试探性判决。预补偿单元502向复用器510提供该试探性判决组，该复用器510基于由延迟元件512存储的紧接的前一个符号判决Ak-1来选择试探性判决中的一个作为适当的符号判决Ak。反馈滤波器514具有数量减少的抽头(滤波器系数)，但是除此以外与反馈滤波器410相似地操作。
尽管该展开步骤增加了DFE环路中(在具有加法器402、预补偿单元502、复用器510、延迟元件512和反馈滤波器514的环路中)的元件数量，但仅内部环路(由复用器510以及延迟元件512组成的环路)需要在少于一个的符号间隔之内完成它们的操作。剩余的DFE环路元件能够花费至多两个符号间隔来完成它们的流水线操作。如果及时完成反馈滤波器操作仍然是一种挑战，可如图5B所示那样执行进一步的展开。
在图5B的示例中，反馈滤波器534已经由三抽头“展开”或缩短，使得提供给加法器402的反馈信号补偿除紧接的前三个符号以外所有符号所造成的后ISI。预补偿单元522被扩展以提供与该前三个符号的每一种可能组合相对应的试探性判决组。对于PAM4系统，该组529包括N＝43＝64个试探性判决。更通常地，如果反馈滤波器由P个抽头缩短，且每个符号有Q个可能的值，那么试探性判决组529包括N＝QP个试探性判决。预补偿单元522向复用器530提供试探性判决组529，该复用器530基于紧接的前P个符号判决A(k-1)-A(k-P)来选择试探性判决中的一个作为适当的符号判决Ak。
由于当前符号也具有Q个可能的值，从而需要(Q-1)个阈值来在它们之间进行区分，预补偿单元522可采用至多L＝(Q-1)QP个比较器，其中每一个比较器都分别应用不同的阈值T0–TL-1。(然而，如共同拥有的美国专利9,935,800中所阐述，可能存在减少需要的阈值和比较器的机会。)对于前P个符号的每一个可能组合，存在对应的阈值Ti。组529中的每一个试探性判决可以由比较器输出527中的(Q-1)个输出组成(例如，由数字化器528A-528N组成)。
图5B进一步示出可选阈值适配器单元536，其可被用于响应于改变信道条件来修改预补偿器的阈值电压T0-T(L-1)。在所示实施例中，可选阈值适配器单元536包括三个比较器537A、537B和537C，两个逻辑门538A和538B、以及加/减计数器539。比较器537A-537C中的每一个接收预反馈单元522的输入信号以及对应阈值(TJ-M)、TJ以及(TJ+M)，其中TJ是预补偿器阈值中选择的一个且M是所选的裕度值，用于创建两个电压范围或“窗口”，该两个电压范围或“窗口”各位于该选择的预补偿器阈值TJ的两侧。比较器537A将采样输入信号的电压水平与电压值(TJ-M)进行比较，当该采样输入信号电压水平低于电压值(TJ-M)时，产生逻辑“0”输出，当该采样输入信号电压水平高于该电压值(TJ-M)时，产生逻辑“1”输出。比较器537B相似地接收采样输入信号，并将其与阈值TJ比较，而比较器537C将采样输入信号与电压值(TJ+M)相比较。
逻辑门538A将比较器537A和537B的输出组合，以便当采样输入信号处于低于所选阈值的窗口中时，断言向下计数的信号DN。相似地，逻辑门538B将比较器537B和537C的输出组合，以便当采样输入信号处于高于所选阈值的窗口中时，断言向上计数的信号UP。加/减计数器539响应于UP和DN信号操作，以在给定的时间间隔内确定净计数CJ。如果该净计数为正，这就指示(对于零均值加性噪声)所选阈值过高，接收器可相应地降低所选阈值(例如，降低一个步长大小或降低与计数不平衡成比例的量)。如果净计数CJ为负，则所需的阈值可能过低，并且接收器可以相应地提高所选阈值(例如，提高一个步长大小或提高与净计数成比例的量)。
可选阈值适配器单元536可系统地迭代通过阈值T0、T1、……，将计数器归零并在给定的时间间隔(例如，10-4秒)内为每一个阈值确定净计数，从而相应地调整阈值。阈值适配器单元536可以连续地循环通过每一个阈值电压，以提供动态信道跟踪。在其他实施例中，可选阈值适配器单元为每个阈值采用比较器组和计数器，使得能够并行地为每一个阈值确定净计数以用于更快的自适应。需注意，比较器537B与预补偿器中的现有比较器重复，由此可省略以有利于在比较器输出组527中选择恰当的信号。
图6示出了说明性DFE变化，其中三抽头反馈滤波器已被完全展开，其功能已由预补偿单元602完全包含。该实施例仍然采用前端滤波器400，但是因为反馈滤波器已不再作为单独元件存在，所以去掉了加法器402。如前所述，预补偿单元602采用了L＝(Q-1)QP个比较器的组，该比较器组应用了L个预补偿器阈值电压T0-T(L-1)的组607以便形成与前P个符号的每一种可能的组合相对应的N＝QP个试探性符号判决的组609。大型复用器610基于在延迟元件612、613以及614中保持的之前的符号判决A(k-1)–A(k-P)，选择试探性符号判决中恰当的一个作为恰当的符号判决Ak。
尽管这样的展开能够解决反馈滤波器上的定时限制，但在非常高的数据速率下，内部环路(复用器610以及延迟元件612)所需的操作时间可能成为限制因素。换言之，对于任何给定的半导体处理，随着数据速率增加，对于环路展开方式而言，复用器的传播延迟成为瓶颈。美国专利8,301,036(高速自适应判决反馈均衡器，High-speed adaptivedecision feedback equalizer)以及美国专利9,071,479(高速并行判决反馈均衡器，High-speed parallel decision feedback equalizer)利用并行化技术解决了这个问题，该并行化技术被具体地考虑用于与本文公开的适配单元和时钟恢复模块一同使用。为此，这两个专利的公开以其整体并入本文。
这些并行化技术如图7所示共用某些公共元件。将由预补偿单元602所提供的试探性判决的组609提供给具有一系列寄存器703的串行-并行转换器702。寄存器703以循环方式锁存以便当每个试探性判决组可用时捕获每个试探性判决组并将其保存由并行判决电路进行从试探性符号判决组(即，至多R个符号间隔，其中，R是寄存器的数量)中选择符号判决的后续处理所必需的时间。串行-并行转换单元的其他的实现方式是已知的且能够使用。一些实现方式在捕获到试探性判决组时将捕获的试探性判决组作为输出提供，而其他实现方式则可储存所捕获的组，并将其作为一整个组同时输出。
现在回到预补偿单元，描述了某些技术以利用预补偿单元的结构来提供增强的时钟恢复，同时将附加的复杂性和功耗最小化。以预补偿单元502(图5A)作为示例，对于f0＝1和f1＝0.55的12个阈值在图8中的数轴上以三角形示出。比较器共同将数轴分为13节，每一节都由量化值表示。
图8中，量化值在数轴上以圆圈示出。实心圆圈被定位于每一对相邻阈值之间。空心圆圈为小于最小阈值和大于最大阈值的区段的量化值。这些圆圈可以与相应的阈值相隔距离d，其中d可以被启发式地选择或被选择以最小化量化噪音。d的一个合适的启发式值为相邻阈值之间最大间隔的一半，本示例中d＝f1＝0.55。随着预补偿反馈滤波器抽头数量的增加，阈值的数量(因此量化值也)通常会增加。然而，如果需要，阈值的数量可被限制，或者通过修改前端滤波器设计或是通过近似来完成。该复杂性减少技术在共同拥有的美国专利9,935,800中进行描述。
如果依照阈值排序，则预补偿器的比较器结果507、527、607提供二进制“温度计”编码的量化值表示。以另一种方式陈述，在每一个采样时刻k，比较器共同作用为经滤波的接受信号的不均衡量化器。如果比较器依照阈值水平索引，例如，
T＝[T0，T1，T2，...，TL-1]，对于i＜j的所有组合，Ti＜Tj。
那么当采样时刻k接收的信号位于Tm-1和Tm之间时，T的前m个字节均为“1”，剩下的字节均为“0”。接收的信号yk的量化值可以用如下方式表示：
如上所述，d为预设值，并可以被调整以最优化量化误差。由此，L个比较器采样经滤波的接收信号作为L+1个可能的量化值当中的一个，该量化值可以非均匀地间隔。
图9示出了说明性时钟恢复模块，其可以作为采用了预补偿单元的任何DFE电路的一部分来实现，包括例如图5A、图5B、图6和图7中的电路。时钟恢复模块通过将由DFE产生的符号判决序列Ak与来自预补偿单元的比较器输出的序列Tk相组合来生成采样时钟信号“CLK”。该时钟信号可以被提供给预补偿单元以指定采样时刻并驱动位于采样和保持元件下游的波特率组件。
图9的时钟恢复模块包括量化器902，该量化器基于预补偿器的比较器输出矢量Tk来确定经滤波的接收信号
的量化值。注意该量化值可以以模拟或数字形式表示。
时钟恢复模块进一步包括目标元件904，该目标元件基于符号判决序列为接收信号提供目标值uk。对于PAM4信令，目标值可以用如下公式表示：
其中，Ak∈{±1，±3}，fi是后ISI系数，P是预补偿单元容纳的在前符号的数量。注意，可以截断项数p＜P以便以潜在增加时钟抖动为代价降低复杂性。
加法元件905从量化值
中减去目标值uk以得到差异值vk。估计器906将符号判决和差异值相组合以估计定时误差。该估计器906可采用米勒穆勒方式来估计定时误差。一种此类方式采用如下定时误差估计zk：
zk＝Ak-1vk-Akvk-1
在替换实施例中，目标元件904和加法器905被省略，定时误差为估计为：
在另一替换实施例中，加法元件905被省略，估计器906将量化器902的输出和目标元件904的输出组合，从而将定时误差重新表达为：
在另其他替代实施例中，符号判决的符号(sign)(极性)被用于替换符号判决本身，例如：
zk＝sign(Ak-1)vk-sign(Ak)vk-1
环路滤波器908对定时误差估计zk流进行滤波来获取用于压控振荡器(VCO)910的控制信号，该压控振荡器产生采样时钟。该控制信号表示经滤波的定时误差估计，根据补偿持续正或持续负的定时误差估计的需要来向上或向下调整采样时钟频率。所得到的采样时钟预期会比其他在应对符号间干扰水平较高的信道时往往表现不佳的时钟恢复解决方案受到较少的时钟抖动。
图10是用于提供具有基于DFE的均衡的高速接收设备的说明性方法的流程图。该流程起始于框1002，其中前端滤波器对接收信号进行滤波以将其前码间干扰最小化，或是至少减少前码间干扰。框1004中，预补偿单元对接收信号进行采样并生成试探性判决组，在此过程中也会生成量化接收信号值的表示。框1006中，DFE的判决元件从试探性符号判决中选择以生成符号判决序列。框1006中，目标元件从符号判决序列中获得目标值，从量化接收信号中减去该目标值得到每个采样时刻的差异。框1010中，估计器将差异与符号判决组合以生成定时误差估计序列。框1012中，定时误差序列估计被滤波并用于生成采样时钟，该采样时钟用于定义接收信号的采样时刻。
对本领域技术人员来说，一旦完全了解以上公开内容，则众多替代形式、等效物和修改方案将变得显而易见。例如，用于接收信号的符号组可以是双极、PAM4或PAM8。预补偿器可采用缩减的阈值组。用于阈值适配的比较器的输出可以和预补偿器单元的输出组合以提供更加优良的量化。旨在将权利要求书解释为涵盖包含在所附权利要求书的范围内的所有这些替代形式、等效物和修改方案。
Claims (21)
1.一种用于提供高速均衡处理的方法，所述方法包括：
获取具有来自符号组的符号序列的接收信号，所述接收信号具有后码间干扰；
利用具有比较器组的预补偿单元对所述接收信号进行操作，以便为每一个采样时刻产生表示量化接收信号值的比较器结果组，所述比较器组应用至少部分地补偿所述后码间干扰的阈值组；
从每一个比较器结果组中获取符号判决；
将所述符号判决与所述量化接收信号值组合来为每一个采样时刻确定估计定时误差；以及
对所述估计定时误差进行滤波以生成采样时钟。
2.如权利要求1所述方法，其特征在于，所述获取包括：使用所述比较器结果为每一个采样时刻形成试探性判决组；以及基于该采样时刻之前的一个或多个符号判决从所述试探性判决组中选择符号判决。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述阈值组非均匀地间隔且针对所述量化接收信号产生非均匀间隔的可能值组。
4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述可能值组包括位于每一对相邻阈值的中间点的值，且进一步包括比最大阈值大给定量的最大值和比最小阈值小所述给定量的最小值。
5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述给定量将预期量化误差最小化。
6.如权利要求4所述的方法，进一步包括基于改进对所述后码间干扰的补偿来适配所述阈值。
7.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述符号序列包括多于两个符号。
8.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述组合包括：
用针对在前采样时刻的符号判决的极性或符号化值缩放针对给定采样时刻的量化接收信号值，以获得第一项；
用针对所述给定采样时刻的符号判决的极性或符号化值缩放针对所述前采样时刻的量化接收信号值，以获得第二项；以及
将所述第一项和第二项之间的差异作为针对所述给定采样时刻的所述估计定时误差。
9.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述组合包括：
至少部分地基于针对给定采样时刻的符号判决以确定针对所述给定采样时刻的目标信号水平；以及
求取针对所述给定采样时刻的所述目标信号水平和量化接收信号值之间的差来获取针对所述给定采样时刻的差异。
10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述组合进一步包括：
用针对在前采样时刻的符号判决的极性或符号化值缩放针对所述给定采样时刻的所述差异，以获得第一项；
用针对所述给定采样时刻的符号判决的极性或符号化值缩放针对所述前采样时刻的差异，以获得第二项；以及
将所述第一项和第二项之间的差作为针对所述给定采样时刻的所述估计定时误差。
11.一种信道接口模块，该信道接口模块包括接收器，该接收器具有：
前端滤波器，所述前端滤波器产生具有来自符号组的符号序列的经滤波接收信号，所述经滤波接收信号具有后码间干扰；
预补偿单元，所述预补偿单元利用比较器组对所述经滤波接收信号进行操作，所述比较器组应用至少部分地补偿所述后码间干扰的阈值组，并为每一个采样时刻产生表示量化接收信号值的比较器结果组；
一个或多个选择元件，所述一个或多个选择元件从每一个比较器结果组中获取符号判决；
时钟恢复模块，所述时钟恢复模块将所述符号判决和所述量化接收信号值组合以生成采样时钟。
12.如权利要求11所述的模块，其特征在于，所述比较器结果被组织为针对每一个采样时刻的试探性判决组，且其中所述一个或多个选择元件中每一个从对应的试探性判决组中选择符号判决。
13.如权利要求11所述的模块，其特征在于，所述阈值组非均匀地间隔且为所述量化接收信号产生非均匀间隔的可能值组。
14.如权利要求13所述的模块，其特征在于，所述可能值组包括位于每一对相邻阈值中间点的值，且进一步包括比最大阈值大给定量的最大值和比最小阈值小所述给定量的最小值。
15.如权利要求14所述的模块，其特征在于，所述给定量将预期量化误差最小化。
16.如权利要求14所述的模块，进一步包括适配单元，所述适配单元基于改进对所述后码间干扰的补偿来适配所述阈值。
17.如权利要求13所述的模块，其特征在于，所述时钟恢复模块包括：
第一缩放器，所述第一缩放器用针对之前采样时刻的符号判决的极性或符号化值缩放针对给定采样时刻的量化接收信号值，以获得第一项；
第二缩放器，所述第二缩放器用针对所述给定采样时刻的符号判决的极性或符号化值缩放针对所述前采样时刻的量化接收信号值，以获得第二项；以及
组合器，所述组合器确定所述第一项和第二项之间的差并产生所述差作为针对所述给定采样时刻的估计定时误差。
18.如权利要求13所述的模块，其特征在于，所述时钟恢复模块包括：
目标元件，所述目标元件至少部分地基于针对给定采样时刻的符号判决以产生针对所述给定采样时刻的目标信号水平；以及
第一组合器，所述第一组合器求取针对所述给定采样时刻的所述目标信号水平与量化接收信号值之间的差来获取针对所述给定采样时刻的差异。
19.如权利要求18所述的模块，其特征在于，所述时钟恢复模块进一步包括：
第一缩放器，所述第一缩放器用针对在前采样时刻的符号判决的极性或符号化值缩放针对所述给定采样时刻的所述差异，以获得第一项；
第二缩放器，所述第二缩放器用针对所述给定采样时刻的符号判决的极性或符号化值缩放针对所述在前采样时刻的所述差异，以获得第二项；以及
第二组合器，所述第二组合器确定所述第一项和第二项之间的差并产生所述差作为针对所述给定采样时刻的估计定时误差。
20.如权利要求19所述的模块，其特征在于，所述时钟恢复模块进一步包括：
滤波器，所述滤波器对所述估计定时误差进行滤波以产生控制信号；以及
压控振荡器，所述压控振荡器响应于所述控制信号产生所述采样时钟。
21.如权利要求13所述的模块，其特征在于，所述时钟恢复模块包括：
目标元件，所述目标元件至少部分地基于针对给定采样时刻的符号判决来产生针对所述给定采样时刻的目标信号水平；
第一缩放器，所述第一缩放器用针对在前采样时刻的目标信号水平的极性或符号化值缩放针对所述给定采样时刻的所述量化接收信号值，以获得第一项；第二缩放器，所述第二缩放器用针对所述给定采样时刻的目标信号水平的极性或符号化值缩放针对所述在前采样时刻的所述量化接收信号值，以获得第二项；以及
组合器，所述组合器确定所述第一项和第二项之间的差并产生所述差作为针对所述给定采样时刻的估计定时误差。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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| GR01 | Patent grant | ||
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