JPH08317662A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】電源の投入時や再投入時の負荷への過大な電圧
印加を防止する。 【構成】直流電源に抵抗３４，３５及び第１のコンデン
サ３６の時定数回路を接続すると共に、ＦＥＴ３８，３
９を有するインバータ回路３７を接続し、このインバー
タ回路に過飽和トランス４４の１次巻線、コンデンサ及
びコイルを介して蛍光灯４７を接続し、ＦＥＴ３８のゲ
ート、ソース間に抵抗と過飽和トランスの２次巻線４４
ｂとの直列回路を接続し、ＦＥＴ３９のゲート、ソース
間に抵抗と過飽和トランスの３次巻線４４ｃとの直列回
路を接続し、過飽和トランスの４次巻線４４ｄにコンデ
ンサを介してダイオードを接続すると共にもう１つのダ
イオードを介して第２のコンデンサ５７並びに抵抗とＦ
ＥＴ５９との直列回路を並列に接続し、抵抗３４と３５
の接続点をダイオード６１を順方向に介して第２のコン
デンサに接続する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、直流電源を高周波電源
等の交流電源に変換して負荷に供給する電力変換装置に
関する。

【０００２】

【従来の技術】この種の電力変換装置は、例えば蛍光灯
点灯装置に使用されている。図８はその一例を示すもの
で、商用電源１に全波整流ダイオードブリッジ回路２の
入力端子を接続し、このダイオードブリッジ回路２の出
力端子に平滑コンデンサ３を接続して直流電源を形成し
ている。

【０００３】前記平滑コンデンサ３の両端間に抵抗４を
介して抵抗５とコンデンサ６を直列に接続したＣＲ時定
数回路を接続すると共に、ハーフブリッジインバータ回
路７を接続している。前記インバータ回路７は、ＦＥＴ
（電界効果トランジスタ）８，９の直列回路からなる主
スイッチ回路を備え、前記ＦＥＴ８のゲート、ソース間
に抵抗１０とコンデンサ１１との直列回路を接続し、前
記ＦＥＴ９のゲート、ソース間に抵抗１２とコンデンサ
１３との直列回路を接続している。

【０００４】前記ＦＥＴ８のソースと前記ＦＥＴ９のド
レインとの接続点を過飽和トランス１４の１次巻線１４
ａ、コンデンサ１５及びコイル１６を直列に介して負荷
である蛍光灯１７の一方のフィラメント電極１７ａの一
端に接続している。また、前記ＦＥＴ９のソースを前記
蛍光灯１７の他方のフィラメント電極１７ｂの一端に接
続している。そして前記蛍光灯１７の各フィラメント電
極１７ａ，１７ｂの他端間にコンデンサ１８を接続して
いる。

【０００５】前記抵抗１０とコンデンサ１１との直列回
路に並列に、すなわち、前記ＦＥＴ８のゲート、ソース
間に抵抗１９と前記過飽和トランス１４の２次巻線１４
ｂとの直列回路を接続し、また、前記抵抗１２とコンデ
ンサ１３との直列回路に並列に、すなわち、前記ＦＥＴ
９のゲート、ソース間に抵抗２０と前記過飽和トランス
１４の３次巻線１４ｃとの直列回路を接続している。前
記抵抗４と５の接続点を定電圧導通素子２１を介して前
記ＦＥＴ９のゲートに接続している。また、前記平滑コ
ンデンサ３の正極端子を抵抗２２を介して前記過飽和ト
ランス１４の１次巻線１４ａとコンデンサ１５との接続
点に接続している。

【０００６】前記過飽和トランス１４の４次巻線１４ｄ
の一端を直流成分カット用のコンデンサ２３を介してダ
イオード２４のカソードとダイオード２５のアノードと
の接続点に接続し、この４次巻線１４ｄの他端を前記ダ
イオード２４のアノードに接続している。そして、前記
ダイオード２４に前記ダイオード２５を介してコンデン
サ２６を並列に接続すると共に抵抗２７とＦＥＴ２８と
の直列回路を並列に接続している。前記ＦＥＴ２８は制
御回路２９により導通制御されるようになっている。

【０００７】この蛍光灯点灯装置は、平滑コンデンサ３
からの直流電圧によりインバータ回路７が動作して蛍光
灯１７を点灯する。まず、商用電源１を投入すると、平
滑コンデンサ３から直流電圧がインバータ回路７に印加
されるがＦＥＴ８，９は共にオフ状態にあり、従って、
インバータ回路７は発振動作を開始しない。

【０００８】一方、抵抗４及び５を介して所定の時定数
でコンデンサ６に充電電流が流れる。そして、やがてコ
ンデンサ６の充電レベルが定電圧導通素子２１のブレー
クオーバ電圧に達すると定電圧導通素子２１がオン動作
し、コンデンサ６から抵抗５による限流作用を受けなが
ら定電圧導通素子２１を介して抵抗１２とコンデンサ１
３の回路に電流が流れ、コンデンサ１３の充電によりＦ
ＥＴ９のゲート電圧が上昇する。そしてＦＥＴ９はやが
てオン状態に移行する。

【０００９】これにより、インバータ回路７は起動し、
蛍光灯１７に共振エネルギーを供給すると共に過飽和ト
ランス１４の１次巻線１４ａ、２次巻線１４ｂ、３次巻
線１４ｃにより自己の共振位相をフィードバックして発
振を持続する。このとき、過飽和トランス１４は、磁性
コアの飽和の度合いにより自励発振周波数を決めること
ができ、その飽和量は４次巻線１４ｄにより制御され
る。

【００１０】すなわち、４次巻線１４ｄの出力はコンデ
ンサ２３で直流成分がカットされた後、ダイオード２
４，２５で整流されてコンデンサ２６を充電する。この
コンデンサ２６の充電レベルはＦＥＴ２８の導通状態に
よって変化し、この導通状態は制御回路２９により制御
される。従って、制御回路２９でＦＥＴ２８の導通状態
を制御することで、コンデンサ２６の充電レベルを制御
し、これにより過飽和トランス１４の飽和量をコントロ
ールできることになる。そして、過飽和トランス１４の
飽和量をコントロールすることでインバータ回路７の出
力制御ができる。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】このような従来装置で
は、図９の(a) に示すように、電源が投入されインバー
タ回路７が起動した瞬間に所定の電圧に比べて非常に高
い電圧Ｖ17が蛍光灯１７の各フィラメント電極１７ａ，
１７ｂ間に印加する。すなわち、コンデンサ２６は制御
量を決定しているコンデンサであるが、この電位は電源
の投入前はゼロである。従って、このコンデンサ２６の
電位が所定の制御レベルに達するまでは過渡的にインピ
ーダンスが低い状態が発生し、これが非常に高い電圧Ｖ
17を発生する原因となっている。

【００１２】図１０の(a) はインバータ回路７の起動時
に発生する高い電圧Ｖ17を拡大した波形図であり、図１
０の(b) はそのときのコンデンサ２６の電位Ｖ26の変化
を示している。すなわち、コンデンサ２６の電位が一定
なるまでは蛍光灯１７の両端間に印加する電圧Ｖ17は非
常に高くなり、コンデンサ２６の電位Ｖ26が一定になる
と電圧Ｖ17は所定の電圧に安定するようになる。このよ
うにインバータ回路７は過渡的にインピーダンスが低い
状態に対しても忠実に制御を行うので結果として過大な
電圧が発生することになる。

【００１３】また、蛍光灯１７が点灯している状態で、
電源が一時的に遮断され、すぐに再投入された場合にも
問題が発生する。すなわち、点灯時にはＦＥＴ２８のゲ
ート電圧は点灯するのに適した制御量となるように一定
の電圧となっている。この状態で電源が一時的に遮断し
てインバータ回路７の発振動作が停止してもＦＥＴ２８
のゲート電圧Ｖ28GSは図９の(b) に示すように、すぐに
は低下しない。

【００１４】このため、電源が再投入されたときのＦＥ
Ｔ２８のゲート電圧Ｖ28GSはまだ高い状態にあり、イン
バータ回路７はＦＥＴ２８のゲート電圧Ｖ28GSによって
決まる制御量で起動を開始することになる。従って、再
投入時にも蛍光灯１７の両端間には所定の電圧よりも大
きな電圧が印加されることになる。また、この再投入時
にもコンデンサ２６の電位が下がるので、これも過渡的
に大きな電圧が発生する要因となる。

【００１５】このように、従来装置では、電源の投入時
や一時的遮断後の再投入時において蛍光灯などの負荷に
過大な電圧が印加するという問題があった。ところで、
蛍光灯のようなフィラメント電極を有する放電灯では、
最初は大きな管電圧を印加せずにフィラメント電極に電
流を流して予熱し、フィラメント電極から熱電子が飛び
出しやすい状態を作り出してから大きな管電圧を印加し
て始動点灯するのが望ましい。

【００１６】しかし、従来装置では、電源の投入と同時
に過大な管電圧が印加されるので、予熱されていないフ
ィラメント電極から無理に電子を放出させることにな
り、フィラメント電極を劣化させ放電灯の寿命を著しく
縮めるという問題があった。

【００１７】そこで、本発明は、電源の投入時や電源の
一時的遮断後の再投入時における負荷への過大な電圧の
印加を防止でき、負荷として例えばフィラメント電極を
有する放電灯を使用した場合に放電灯の寿命低下を防止
できる電力変換装置を提供する。

【００１８】

【課題を解決するための手段】請求項１対応の発明は、
直流電源に接続した主スイッチ回路のスイッチング動作
により共振回路を駆動し、この共振回路の共振エネルギ
ーの一部を負荷に供給する電力変換装置において、第１
のコンデンサを備え、直流電源からの直流電流を所定の
時定数に基づいて第１のコンデンサに充電する時定数回
路と、この時定数回路の第１のコンデンサの充電電圧が
所定レベルに達すると主スイッチ回路を始動させるパル
スを発生するパルス発生手段と、第２のコンデンサを備
え、共振回路の始動後、第２のコンデンサの充電レベル
に応じて主スイッチ回路のスイッチング周期を制御し、
共振回路の発振周波数を制御する発振周波数制御手段
と、時定数回路に流れ込む直流電流の一部を第２のコン
デンサに流し込む整流素子とを設け、第２のコンデンサ
の充電レベルが所望のレベルに達した後にパルス発生手
段がパルスを発生するものである。

【００１９】

【作用】このような構成の発明においては、直流電源を
投入すると、時定数回路の第１のコンデンサへの充電が
開始されると共に整流素子を介して第２のコンデンサへ
の充電も開始される。そして、第２のコンデンサの充電
レベルが所望のレベルに達した後に第１のコンデンサの
充電レベルが所定レベルに達し、これによりパルス発生
手段からパルスが発生して主スイッチ回路が始動する。
主スイッチ回路が始動すると、共振回路が動作し、この
共振回路の共振エネルギーの一部が負荷に供給される。
このように、主スイッチ回路が始動して共振回路が動作
を開始する時点では発振周波数制御手段の第２のコンデ
ンサのレベルは所望のレベルに達しており、過渡的にイ
ンピーダンスが低くなる状態を回避できる。

【００２０】

【実施例】以下、本発明の一実施例を図面を参照して説
明する。なお、この実施例は本発明を蛍光灯点灯装置に
適用したものについて述べる。

【００２１】図１に示すように、商用電源３１に全波整
流ダイオードブリッジ回路３２の入力端子を接続し、こ
のダイオードブリッジ回路３２の出力端子に平滑コンデ
ンサ３３を接続して直流電源を形成している。

【００２２】前記直流電源の出力端子、すなわち、前記
平滑コンデンサ３３の両端間に抵抗３４を介して抵抗３
５と第１のコンデンサ３６を直列に接続したＣＲ時定数
回路を接続すると共に、ハーフブリッジインバータ回路
３７を接続している。前記インバータ回路３７は、ＦＥ
Ｔ（電界効果トランジスタ）３８，３９の直列回路から
なる主スイッチ回路を備え、前記ＦＥＴ３８のゲート、
ソース間に抵抗４０とコンデンサ４１との直列回路を接
続し、前記ＦＥＴ３９のゲート、ソース間に抵抗４２と
コンデンサ４３との直列回路を接続している。

【００２３】前記ＦＥＴ３８のソースと前記ＦＥＴ３９
のドレインとの接続点を過飽和トランス４４の１次巻線
４４ａ、コンデンサ４５及びコイル４６を直列に介して
負荷である蛍光灯４７の一方のフィラメント電極４７ａ
の一端に接続している。また、前記ＦＥＴ３９のソース
を前記蛍光灯４７の他方のフィラメント電極４７ｂの一
端に接続している。そして前記蛍光灯４７の各フィラメ
ント電極４７ａ，４７ｂの他端間にフィラメント予熱用
のコンデンサ４８を接続している。

【００２４】前記抵抗４０とコンデンサ４１との直列回
路に並列に、すなわち、前記ＦＥＴ３８のゲート、ソー
ス間に抵抗４９と前記過飽和トランス４４の２次巻線４
４ｂとの直列回路を接続し、また、前記抵抗４２とコン
デンサ４３との直列回路に並列に、すなわち、前記ＦＥ
Ｔ３９のゲート、ソース間に抵抗５０と前記過飽和トラ
ンス４４の３次巻線４４ｃとの直列回路を接続してい
る。前記抵抗３４と３５の接続点を定電圧導通素子５１
を介して前記ＦＥＴ３９のゲートに接続している。ま
た、前記平滑コンデンサ３３の正極端子を抵抗５２を介
して前記過飽和トランス４４の１次巻線４４ａとコンデ
ンサ４５との接続点に接続している。また、前記抵抗３
４と３５の接続点と各ＦＥＴ３８，３９の接続点との間
にダイオード５３を、アノードを抵抗３４と３５の接続
点側にして接続している。

【００２５】前記過飽和トランス４４の４次巻線４４ｄ
の一端を直流成分カット用のコンデンサ５４を介してダ
イオード５５のカソードとダイオード５６のアノードと
の接続点に接続し、この４次巻線４４ｄの他端を前記ダ
イオード５５のアノードに接続している。そして、前記
ダイオード５５に前記ダイオード５６を介して第２のコ
ンデンサ５７を並列に接続すると共に抵抗５８とＦＥＴ
５９との直列回路を並列に接続し発振周波数制御手段を
形成している。なお、コンデンサ５４、ダイオード５
５，５６及び第２のコンデンサ５７はポンプ回路を形成
し、第２のコンデンサ５７の電荷を抵抗５８とＦＥＴ５
９で消費することでインピーダンス制御を行うようにな
っている。

【００２６】前記ＦＥＴ５９を制御回路６０により導通
制御するようになっている。前記抵抗３４と３５の接続
点を整流素子であるダイオード６１を順方向に介して前
記第２のコンデンサ５７とダイオード５６のカソードと
の接続点に接続している。

【００２７】前記過飽和トランス４４は、図２に示すよ
うに、例えば、フェライト磁性材料をリング状に焼結し
たコア６２に各巻線４４ａ〜４４ｄを巻付けて構成して
いる。

【００２８】このような構成の実施例においては、商用
電源３１をダイオードブリッジ回路３２で全波整流し、
かつ平滑コンデンサ３３で平滑してこの平滑コンデンサ
３３の両端間に直流電圧を発生する。そして、この直流
電圧をインバータ回路３７に印加する。

【００２９】インバータ回路３７が起動すると、過飽和
トランス４４の２次巻線４４ｂ及び３次巻線４４ｃによ
りＦＥＴ３８，３９のゲートにゲート電圧がフィードバ
ックされてインバータ回路３７は発振を持続する。そし
て、インバータ回路３７のＦＥＴ３８，３９が交互にス
イッチング動作すると、その中間点にスイッチング周波
数に等しい矩形の交流電圧が発生する。コイル４６は予
熱時にはコンデンサ４８と共に共振回路を形成し、点灯
時には蛍光灯４７のインピーダンスを打ち消すためのチ
ョークコイルとして作用する。

【００３０】次に過飽和トランス４４の飽和量について
述べる。図３は過飽和トランス４４の１次巻線４４ａに
正弦波の電流が流れたと仮定して、その電流を２次巻線
４４ｂに電圧として検出した場合の電圧波形を示してい
る。(a) は飽和が無い場合の電圧波形で、例えば、４次
巻線４４ｄのインピーダンスが極めて小さく、１次側の
電流波形がそのまま２次側の電圧波形として現れたこと
を示している。(b) はやや飽和した場合の電圧波形で、
例えば、４次巻線４４ｄのインピーダンスを中程度に設
定した場合に相当し、飽和しない場合の正弦波からピー
クが立ち、幅が狭まる方向に変形する。(c) は飽和量が
多い場合の電圧波形で、例えば、４次巻線４４ｄのイン
ピーダンスが無限大（電流が全く流れない状態）の場合
に相当し、ピークが高く幅が狭まる傾向が一層強くな
る。

【００３１】このような基本特性を利用して、実施例の
ような自励発振のフィードバックに利用した場合の２次
巻線４４ｂに発生する電圧波形が図４である。(a) は飽
和量が少ないときの電圧波形を示し、(b) は飽和量が多
いときの電圧波形を示している。ＦＥＴ３８のスイッチ
ングの幅はこの波形の幅であるから、飽和量の少ない幅
の広い波形の場合は周波数が低くなり、逆に飽和量の多
い幅の狭い波形の場合は周波数が高くなる。以上のこと
は３次巻線４４ｃとＦＥＴ３９との関係においても同様
である。

【００３２】また、この実施例ではスイッチングロスを
減らすために、２次巻線４４ｂについては抵抗４９，４
０及びコンデンサ４１からなる回路により、また、３次
巻線４４ｃについては抵抗５０，４２及びコンデンサ４
３からなる回路により波形整形を行っている。すなわ
ち、抵抗４０とコンデンサ４１の時定数及び抵抗４２と
コンデンサ４３の時定数により、波形の立上がり部分を
遅らせると共に立下がり部分を急俊にしている。これに
より、波形の立下がり部分で急俊にオン状態からオフ状
態へ移行するので、この部分でのスイッチングロスを軽
減できる。

【００３３】このような回路において、本実施例ではさ
らに、過飽和トランス４４の４次巻線４４ｄのインピー
ダンスを決定する第２のコンデンサ５７に対してダイオ
ード６１を介して第１のコンデンサ３６への充電電荷の
一部を充電させるようになっている。

【００３４】これにより、第２のコンデンサ５７の充電
レベルが所望のレベルに達するまでは第１のコンデンサ
３６の充電レベルが定電圧導通素子５１を導通させるブ
レークオーバ電圧に達せず、第２のコンデンサ５７の充
電レベルが所望のレベルに達して制御量が安定した状態
になった後に第１のコンデンサ３６の充電レベルが定電
圧導通素子５１のブレークオーバ電圧に達してＦＥＴ３
９のゲートにパルス電流が供給されインバータ回路３７
が起動するようになる。

【００３５】以下、具体的動作について述べる。商用電
源３１を投入すると、平滑コンデンサ３３に直流電圧が
発生し、抵抗３４及びダイオード６１を介して第２のコ
ンデンサ５７に充電電流が流れ込み、コンデンサ５７の
レベルは上昇する。一方、第１のコンデンサ３６にも抵
抗３４，３５を介して充電電流が流れ込み、コンデンサ
３６のレベルは上昇する。

【００３６】そして、先ず、第２のコンデンサ５７のレ
ベルが制御量が安定する所望のレベルに達し、その後、
第１のコンデンサ３６の充電レベルが定電圧導通素子５
１のブレークオーバ電圧に達する。

【００３７】第１のコンデンサ３６の充電レベルが定電
圧導通素子５１のブレークオーバ電圧に達すると、定電
圧導通素子５１が導通し、ＦＥＴ３９のゲートにパルス
電流が供給され、それによりＦＥＴ３９のゲート電圧が
上昇する。そしてＦＥＴ３９はやがてオン状態に移行す
る。

【００３８】これにより、インバータ回路３７は起動す
る。このとき、蛍光灯４７に印加する電圧Ｖ47は図６に
示すように、第２のコンデンサ５７の電位Ｖ57が安定し
てから発生するので、異常に大きな電圧とはならず、最
初から安定した所定の電圧となる。この後、図５に示す
ように、ＦＥＴ５９のゲート電位Ｖ59GSは徐々に上昇し
ていくが、スレッショルド電圧ＶTHに達するまではＦＥ
Ｔ５９はオフ状態を保持する。従って、この間、蛍光灯
４７に印加する電圧Ｖ47は一定であり、この間に各フィ
ラメント電極４７ａ，４７ｂに予熱電流が流れる。

【００３９】ＦＥＴ５９のゲート電位Ｖ59GSがスレッシ
ョルド電圧ＶTHに達すると、ＦＥＴ５９はＡ級動作を開
始し、これにより、蛍光灯４７に印加する電圧Ｖ47が上
昇する。そして、電圧Ｖ47が蛍光灯４７の放電開始電圧
に達すると、蛍光灯４７が放電を開始するようになり、
蛍光灯４７の管内にランプ電流が流れる。これにより電
圧Ｖ47は低下し、以降この状態を継続し、蛍光灯４７の
点灯が維持される。

【００４０】また、蛍光灯４７が点灯している時に、電
源３１が一時的に遮断されると、インバータ回路３７の
動作が停止する。また、ＦＥＴ５９のゲート電位Ｖ59GS
も電源が絶たれることで図５に示すように徐々に低下す
る。そして、ＦＥＴ５９のゲート電位Ｖ59GSが十分に低
下しないうちに電源３１の再投入が行われると、図８の
従来装置では直ちにインバータ回路が起動したが、この
実施例ではＦＥＴ５９がオフしなければ第１のコンデン
サ３６及び第２のコンデンサ５７はほとんど充電されな
いので、インバータ回路３７が直ちに起動することはな
い。

【００４１】やがて、ＦＥＴ５９のゲート電位Ｖ59GSが
十分に低下してスレッショルド電圧ＶTH以下になると、
ＦＥＴ５９がオフ状態となり、第１のコンデンサ３６及
び第２のコンデンサ５７の充電が開始される。そして、
先ず第２のコンデンサ５７のレベルが所望のレベルに達
してから第１のコンデンサ３６の充電レベルが定電圧導
通素子５１のブレークオーバ電圧に達し、これによりＦ
ＥＴ３９がオン状態に移行してインバータ回路３７が起
動することになる。

【００４２】従って、電源３１が一時的に遮断した後再
投入した時においても、第２のコンデンサ５７の電位Ｖ
57が安定してからインバータ回路３７が起動するので、
蛍光灯４７に過大な電圧が印加することはない。このよ
うに、電源の投入時や一時遮断後の再投入時に蛍光灯４
７に過大な電圧が印加するのを確実に防止できるので、
フィラメント電極を傷めることがなく、蛍光灯の寿命低
下を防止できる。

【００４３】次に、本発明の他の実施例を図面を参照し
て説明する。この実施例も本発明を蛍光灯点灯装置に適
用したものについて述べる。なお、前記実施例と同一の
部分には同一の符号を付して詳細な説明は省略する。こ
れは、図７に示すように、インバータ回路として１石式
インバータ回路７１を使用したものである。すなわち、
平滑コンデンサ３３の両端間に、共振用コンデンサ７２
とコイル７３との並列共振回路を介してＦＥＴ７４を接
続している。そして前記ＦＥＴ７４にダイオード７５を
逆極性にして並列に接続している。なお、ＦＥＴを使用
した場合は内部に寄生ダイオードが存在するのでダイオ
ード７５は省略してもよい。

【００４４】前記並列共振回路とＦＥＴ７４との接続点
を過飽和トランス７６の１次巻線７６ａ、コイル４６を
介して蛍光灯４７の一方のフィラメント電極４７ａの一
端に接続している。前記ＦＥＴ７４のゲート、ソース間
に抵抗４２とコンデンサ４３との直列回路を接続し、こ
の直列回路に抵抗５０を介して前記過飽和トランス７６
の２次巻線７６ｂを並列に接続している。そして、前記
２次巻線７６ｂに前記実施例同様、直流カット用のコン
デンサ５４を介してダイオード５５を接続し、このダイ
オード５５にダイオード５６を介して第２のコンデンサ
５７を並列に接続している。さらに、前記第２のコンデ
ンサ５７にＮＰＮ型トランジスタ７７を並列に接続して
いる。

【００４５】前記トランジスタ７７は抵抗７８を介して
制御回路（図示せず）からベース制御信号を入力するよ
うになっている。抵抗３４と３５の接続点を定電圧導通
素子５１を介して前記ＦＥＴ７４のゲートに接続してい
る。前記蛍光灯４７の他方のフィラメント電極４７ｂの
一端はコンデンサ７９を介して前記平滑コンデンサ３３
の正極端子に接続している。なお、前記コンデンサ７９
の他端は必ずしも平滑コンデンサ３３の正極端子に接続
する必要はなく、一定の電位レベルが得られる場所に接
続すればよい。

【００４６】この実施例では、コイル４６とコンデンサ
４８の共振定数をコンデンサ７２とコイル７３による並
列共振に対して近い共振定数に設定することで、蛍光灯
４７の両端間に共振電圧が発生し、また、各フィラメン
ト電極４７ａ，４７ｂに共振電流が流れる。最初は、蛍
光灯４７を点灯させない程度の共振電圧を印加して各フ
ィラメント電極４７ａ，４７ｂを予熱し、予熱完了後に
共振電圧を上げて蛍光灯４７を始動点灯させる。

【００４７】蛍光灯４７が点灯を開始すると、それまで
コイル４６とコンデンサ４８による共振電流のみであっ
たが、蛍光灯４７のインピーダンスも加わって共振モー
ドが変化する。インバータ回路７１の発振の持続は、過
飽和トランス７６により共振電流位相を２次巻線７６ｂ
によってゲート電圧としてＦＥＴ７４にフィードバック
することで実現する。この制御は、過飽和トランス７６
の２次巻線７６ｂに発生する電圧をコンデンサ５４及び
ダイオード５５，５６からなるポンプ回路に印加するこ
とで第２のコンデンサ５７を充電させ、この充電電荷を
トランジスタ７７に消費させることで過飽和トランス７
６の飽和量を調整して行う。

【００４８】この実施例においても、電源３１が投入さ
れると、最初はトランジスタ７７がオフ状態にあるので
抵抗３４，３５を介して第１のコンデンサ３６への充電
が開始されると共に、抵抗３４及びダイオード６１を介
して第２のコンデンサ５７への充電が開始される。

【００４９】そして、第２のコンデンサ５７の充電レベ
ルが所望のレベルに達した後に第１のコンデンサ３６の
充電レベルが定電圧導通素子５１のブレークオーバ電圧
に達する。こうして、第２のコンデンサ５７のレベルが
所望のレベルに安定してから、定電圧導通素子５１が導
通してＦＥＴ７４がオン動作し、インバータ回路７１が
起動することになるので、前記実施例同様にインバータ
回路７１は第２のコンデンサ５７のレベルが安定してか
ら動作を開始することになり、蛍光灯４７に過大な電圧
が印加することはない。この動作は電源３１が一時的に
遮断して再投入されたときにも同様である。従って、こ
の実施例においても前記実施例と同様の作用効果が得ら
れるものである。なお、前記各実施例は本発明を蛍光灯
の点灯装置に適用したものについて述べたが必ずしもこ
れに限定するものでないのは勿論である。

【００５０】

【発明の効果】以上、本発明によれば、電源の投入時や
電源の一時的遮断後の再投入時において、発振周波数制
御手段の第２のコンデンサの充電レベルを所望のレベル
に安定させた後に、時定数回路の第１のコンデンサの充
電電圧によってパルス発生手段にパルスを発生させて主
スイッチ回路を始動させるようにしているので、電源の
投入時や電源の一時的遮断後の再投入時における共振回
路から負荷に対する過大な電圧の印加を防止できる。従
って、負荷として例えばフィラメント電極を有する放電
灯を使用した場合に放電灯の寿命低下を防止できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す回路構成図。

【図２】同実施例の過飽和トランスの構成を示す図。

【図３】過飽和トランスの１次巻線に正弦波電流を流し
た時の２次巻線に発生する電圧波形を飽和量を変化させ
て示す素特性波形図。

【図４】同実施例の過飽和トランスの２次巻線に発生す
る電圧波形を示す図。

【図５】同実施例の電源の投入時及び一時遮断後の再投
入時の要部動作波形を示す波形図。

【図６】同実施例の電源の投入時の要部動作波形を拡大
して示す拡大波形図。

【図７】本発明の他の実施例を示す回路構成図。

【図８】従来例を示す回路構成図。

【図９】同従来例の電源の投入時及び一時遮断後の再投
入時の要部動作波形を示す波形図。

【図１０】同従来例の電源の投入時の要部動作波形を拡
大して示す拡大波形図。

【符号の説明】

３１…商用電源 ３２…全波整流ダイオードブリッジ回路 ３３…平滑コンデンサ ３５…抵抗 ３６…第１のコンデンサ ３７…ハーフブリッジインバータ回路 ３８，３９…ＦＥＴ（電界効果トランジスタ） ４４…過飽和トランス ４７…蛍光灯 ５１…定電圧導通素子 ５７…第２のコンデンサ ５９…ＦＥＴ（電界効果トランジスタ） ６１…ダイオード

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源に接続した主スイッチ回路のス
   イッチング動作により共振回路を駆動し、この共振回路
   の共振エネルギーの一部を負荷に供給する電力変換装置
   において、第１のコンデンサを備え、前記直流電源から
   の直流電流を所定の時定数に基づいて前記第１のコンデ
   ンサに充電する時定数回路と、この時定数回路の第１の
   コンデンサの充電電圧が所定レベルに達すると前記主ス
   イッチ回路を始動させるパルスを発生するパルス発生手
   段と、第２のコンデンサを備え、前記共振回路の始動
   後、前記第２のコンデンサの充電レベルに応じて前記主
   スイッチ回路のスイッチング周期を制御し、前記共振回
   路の発振周波数を制御する発振周波数制御手段と、前記
   時定数回路に流れ込む直流電流の一部を前記第２のコン
   デンサに流し込む整流素子とを設け、前記第２のコンデ
   ンサの充電レベルが所望のレベルに達した後に前記パル
   ス発生手段がパルスを発生することを特徴とする電力変
   換装置。